专利名称：逆变器装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及用于控制无刷直流电机的频率的逆变器装置。
另一方面，在180°励磁控制方法中，放大电机绕组的中性电位与相对三相逆变器输出电压置于三相Y连接的电阻的中性电位之间的电位差，以便输入到集成电路，并通过将集成电路的输出信号与已经由滤波电路处理了输出信号的低通信号比较获得与感生电压对应的旋转位置检测信号，以使输出信号的直流分量被消除。以60°电角度的间隔产生该旋转位置检测信号。
在常规的120°励磁控制方法中，如果电机负荷或供电电压突然改变，可能发生在逆变器输出电压区中包括感生电压的零点，并因此而不能被检测这样的现象。这种状态下，由于最初发生失步，该逆变器系统被停止。
同时，在已知的120°励磁控制方法中，可在每个相位的60°电角度期间连续确认感生电压。然而，如果通过将励磁角度设定为约150°来操作该电机，以便减少电机运行期间电机的噪音和振动，可只在每个相位仅30°的电角度期间连续确认感生电压，以致即使在电机的常规操作期间失步的危险也较高，并且很可能发生诸如振荡之类的不稳定现象。
此外，在现有技术的120°励磁控制方法中，该缺陷招致几乎不可能以180°或其左右设定电角度。
另一方面，在已知的180°励磁控制方法中，由于该信号通过了集成电路，不能正确地检测感生电压的零点的绝对值，并且零点与旋转位置检测信号之间的相差根据操作状态有很大改变，以致应该进行诸如相位校正之类复杂控制。然而，很难调节相位校正，并且用于控制相位校正的算法运算变得复杂。
同时，在常规的180°励磁控制方法中，由于电机需要中性输出端并使用感生电压波形的三次谐波分量，出现了不能将常规180°励磁控制方法应用到采用正弦波励磁的电机。
为了实现本发明的这个目的，根据本发明的逆变器装置包括直流/交流转换装置，包括多个开关元件并通过闭合和断开开关元件将直流电压转换成伪交流电压，以便向三相无刷直流电机输出伪交流电压。电压检测装置检测通过降低伪交流电压使三相无刷直流电机的电枢电流呈现为零期间的感生电压。同时，脉宽调制(PWM)控制装置对直流/交流转换装置输出的伪交流电压进行PWM控制。此外，电流波形补偿装置根据电压检测装置的感生电压检测信息，基于预定条件对提供给三相无刷直流电机的电枢电流波形进行整形，并将有关波形整形的信息输出到PWM控制装置。
在描述本发明之前应指出，相同部件在整个附图中用相同的参考标号表示。
直流/交流转换装置4将直流功率转换成伪交流功率，以便向电机5输出伪交流功率，而电压检测装置1具有检测感生电压的零点的功能。同时，PWM控制装置输出用于控制施加的电压，频率和相位的PWM负载，施加的电压，频率和相位用于控制电机5。
在
图1中，电压检测装置1通过降低电机5的感生电压进行电压取样，并从该取样电压计算感生电压的零点位置。电压检测装置1向电流波形补偿装置2输出零点位置信息，电流波形补偿装置2根据该零点位置信息计算正弦波函数。由电角度θ和逆变器驱动频率的相位角ψ的线性函数形成正弦波函数，并包含电机5的旋转相位信息。电流波形补偿装置2以60°电角度的间隔向PWM控制装置3输出包含电机5的旋转相位信息的正弦波函数。PWM控制装置3对正弦波函数进行PWM控制，并向直流/交流转换装置4输出PWM基本码型信号。
向直流/交流转换装置4输入直流电压，直流/交流转换装置4根据基本码型信号PTN将该直流电压转换成具有可变频率和可变相位的伪交流电压，以便向电机5输出该伪交流电压。通过改变从直流/交流转换装置4输出的伪交流电压的频率和相位(下文称之为“逆变器频率)来控制电机5的转数。该逆变器频率由电流波形补偿装置2控制。
在120°励磁控制中，PWM控制装置3输出用于断开和闭合直流/交流转换装置4的开关元件的六个不同的基本码型信号PTN。响应由这六个基本码型信号PTN断开和闭合直流/交流转换装置4的开关元件，控制从直流/交流转换装置4输出的逆变器频率。
描述六个基本码型信号PTN。六个基本码型信号是驱动直流/交流转换装置4的开关元件的脉冲信号。基本码型信号PTN具有六个基本的码型PTN1至PTN6，基本码型信号PTN在一个周期的逆变次数是逆变器的频率。
作为一种改变电机5的转数的有效方法，PWM控制装置4根据电流波形补偿装置2的旋转相位信息改变直流/交流转换装置4的逆变器频率，以便控制电机5的转数。由于电枢的反应和它们之间产生的相差而造成不能从感生电压的零点直接确定电机5的磁极位置。由于该相差取决于操作负载，很难由微计算机的算术运算从感生电压的零点来规定真正的磁极位置。然而，即使不能规定真实的磁极位置，从控制的观点来看，完全能够仅由感生电压的零点并依据被认为是非常希望的感生电压来控制电机5的转数。
图11是电机5的等效电路图。“R1”表示原边绕组，“Lu”、“Lv”和“Lw”表示相应相位的电感，“Eu”、“Ev”和“Ew”表示相应相位的场感生电压，“Iu”、“Iv”和“Iw”表示相应相位的相电流。在此，场感生电压是指在旋转电机5时仅由磁铁产生的感生电压。在图11中，考虑将直流电压VDC施加到W和V相位之间的情况。此时，由于W相位具有VDC的电位，V相位具有0电位，U相是开路端，因此，可观察到U相感生电压Vu。将W相和V相之间的电位差交替地重复设定为VDC和0伏，以便受到PWM控制。在W和V相之间的电位一直是VDC的情况下，进行脉冲幅度调制。
此时，感生电压Vu的电压波形对应于图9中感生电压的电压波形。在从相电流断开开始角度23到相电流断开结束角度24的间隔中，通过在W和V相之间施加直流电压VDC来进行PWM。
PWM控制装置3根据从电流波形补偿转置2输出的旋转相位信息输出六个基本码型信号PTN1至PTN6。直流/交流转换装置4包括由用于U、V和W相中每一个的一个上分路开关元件和一个下分路开关元件组成的六个开关元件。
相位码型信号PTN1使W相上分路开关元件与V相下分路开关元件电导通。相位码型信号PTN2使U相上分路开关元件与V相下分路开关元件电导通。基本码型信号PTN3使U相上分路开关元件与W相下分路开关元件电导通。基本码型信号PTN4使V相上分路开关元件与W相下分路开关元件电导通。基本码型信号PTN5使V相上分路开关元件与U相下分路开关元件电导通。基本码型信号PTN6使W相上分路开关元件与U相下分路开关元件电导通。
根据电流波形补偿转置2的旋转相位信息进行基本码型信号PTN的换向切换。电流波形补偿转置2计算电机5的三相感生电压的零点。如果电机5以匀速旋转，基本上以60°的电角度间隔产生零点。PWM控制装置3按照基本码型信号PTN1、PTN2、＿、PTN6、PTN1、＿的顺序根据电流波形补偿转置2的旋转相位信息来切换基本码型信号PTN。
图3表示在120°励磁控制下驱动电机5时每个相位的电流波形的相电流8。图3表示与电角度有关的相电流。在120°励磁控制的情况下，在电角度的一个周期中，其中没有电流流动的60°间隔的状态出现两次，该状态被定义为“相电流断开”。该间隔在三相中总共出现六次。在该间隔中，可为具有相电流断开并且可找到电机5的感生电压的零点的U、V和W相之一确认电机5的感生电压。
在图4中，从120°励磁控制的角度扩展励磁角度Wx。如果将励磁角度Wx设定在120°，图4变得与图3相同。如果满足(Wx＜180°)的关系，可确认电机5的感生电压，以便能够不需要在电机5上设置位置传感器的情况下操作电机5。在满足(150°＜Wx＜180°)的关系的情况下，把用于驱动三相正弦波的基本码型信号PTN加到120°励磁控制的基本码型信号。基本上，在三相中的至少一相具有相电流断开的间隔中使用120°励磁控制的基本码型信号，同时在剩余的间隔中使用用于驱动三相正弦波的基本码型信号PTN。由于用于驱动三相正弦波的基本码型信号PTN是熟知的，为简便起见省略其描述。
描述图4中满足(Wx＜180°)的关系时确定感生电压的零点的方法。与图4对应的图9模仿地表示电机5的感生电压，并示出了感生电压15，零点16，取样电压17，参考电压18等。如果图4的相电流是U相的，图9的感生电压15也对应U相。图9中从相电流断开开始角度23(＝-X)到相电流断开终止角度24(＝X)的间隔是可确认感生电压15的间隔。在三个相位中，在60°电角度的区域间隔中可确认感生电压一次。同时，在恢复电流恢复角度22(＝Rx≥0)的间隔中，由于再生电流流动，不能对感生电压15取样，能够取样的角度，即可能的取样角度应满足假设(X＝(180°-Wx)/2的关系的下面的等式。
-X+Rx＜可能的取样角度＜X图2示出电压检测装置1的电路配置。电压检测装置由包括电阻元件6a和6b的电阻元件6和电容元件7构成。通常不需要设置电容元件7，但如果电容元件7具有不引起用于消除噪音的感生电压的模糊波形的小时间常数，则可使用电容元件7。假设输入到直流/交流转换装置4的直流功率具有直流电压VDC，并由电阻元件6确定分压比k，感生电压15具有(k*VDC)的幅度。同时，在后面图9和10的描述中，为简便起见，将分压比设定为1。
下面描述电压检测装置1的操作。电压检测装置1对感生电压15取样，以便将感生电压15转换成数字值V0。利用等待角度TS0，在(-X+TS0)的电角度获得取样电压17。在此，等待角度TS0在PWM ON间隔20(＝TON)提供进行取样的值。在图9中，取样电压17也置于PWMON间隔20。因此，在PWM OFF间隔19(＝TOFF)，不进行电压取样。
另外，在此时，满足(TS0＞Rx)的关系。由于感生电压15的零点是零点16，取样电压17的电压V0满足下面的关系。
V0＝VDC/2电压检测装置1向电流波形补偿装置2输出取样电压17的零点时间信息Tn。在零点时间信息Tn中，“n”代表一个从1到6的整数，并且对应于基本码型信号PTN1至PTN6中的每一个。响应基本码型信号PTNn的更新来依次更新零点时间信息Tn。
图10也模仿地示出了电机5的感生电压。图10与图9的区别在于图10的感生电压检测区域中不存在零点16。这种情况下，电压检测装置1通过下面的等式在取样电压25从取样电压26(＝V0)获得电压误差27(＝ΔV0)ΔV0＝V0-VDC/2如果位置角度误差28(＝Δθ0)利用电压误差ΔV0、逆变器的角频率ω1和磁感应电压常数 E0来满足(|Δθ0|≈0)的关系，利用下面的等式计算位置角度误差Δθ0。Δθ0≈2/3·ΔV0/(ω1·E0)]]>该等式表明如果磁感应电压常数E0是已知的，可利用逆变器角频率ω1和电压误差ΔV0来规定从零点起的位置角度误差Δθ0。如果位置角度误差Δθ0是已知的，电压检测装置1从位置角度和位置角度误差28(＝Δθ0)计算零点16的零点时间信息Tn，并向电流波形补偿装置2输出该零点时间信息Tn。同时，当如图10所示进行控制时，进行超前角度的控制，以便可提高电机5的上限速度，因此不仅可以降低终端电压，而且通过弱场系统减小铁损。
在图1中，电压检测装置1已向电流波形补偿装置2输出零点位置信息之后，电流波形补偿装置2根据零点位置信息计算正弦波函数。包含电机5的旋转位置信息的正弦波函数在不失步地操作电机5中起很重要的作用。
下面，详细描述电流波形补偿装置2的操作。电流波形补偿装置2包括由作为基本元素并具有次数不小于1的电角度θ和相角ψj形成的多项式线性函数，并通过该线性函数计算正弦波函数。假设“j”代表不小于1的整数，“Im”代表电机5的旋转相位信息，“Aj”代表幅度，“Kj”代表系数，正弦波函数表示如下。
Im＝∑(Aj·sin(Kj·(θ+ψj)))PWM控制装置3计算PWM基本码型信号PTN并向直流/交流转换装置4输出PWM基本码型信号PTN。直流/交流转换装置4根据PWM基本码型信号PTN进行直流电压的PWM，以便获得三相伪交流电压，并向电机5输出该三相伪交流电压。结果是，可激励电机5，使其电枢电流基本符合电机5的旋转相位信息。
下面描述电角度θ的计算方法。利用直流/交流转换装置4输出的伪交流电压的角频率ψj和周期T，数字π，周长与其直径的比值和用于操作的持续时间，可得到下面的关系。
θ＝ω1·tω1＝2π/T同时，利用从电压检测装置1输出的零点时间信息Tn，可如下计算伪交流电压的周期T。
T＝(Tn+1-Tn)·6在上面的等式中，如果用6代替n，下标(n+1)是7，但形成(T7＝T1)的关系。同时，还可计算伪交流电压的周期T如下。
T＝(Tn+2-Tn)·3T＝(Tn+3-Tn)·2T＝(Tn+6-Tn)可以根据逆变器装置的操作条件，或电机5的电特性，机械特性，额定容量，负载容量，工作温度范围，应用等将上面等式的系数Aj，Kj和ψj在整个工作期间设定为常数值或可变值。可以根据直流/交流转换装置4的直流电压和电机5的转速，转矩和电角度θ特别地选择幅度Aj、系数Kj和相角ψj的最佳值。
根据幅度Aj、系数Kj和相角ψj的设定值，电流波形补偿装置2可以通过PWM控制装置3和直流/交流转换装置4的处理向电机5的转子位置任意提供滞后相电流和超前相电流。
此外，为了提高操作性能，可以将正弦波函数的电角度θ和相角ψj以60°电角度的间隔设定为预定值。在从图9中的相电流断开开始角23到相电流断开终止角24的间隔和从图10中的相电流断开开始角23到相电流断开终止角24的间隔中的任何点，假设与基本码型信号PTNn的对应的“n”表示范围从1到6的整数，“ψOn”表示初始相角，可获得下面的关系，获得下面的关系。
θ(deg.)＝60°·(n-1)ψj＝ψOn可根据基本码型信号PTNn来改变初始相角ψOn。同时，希望在感生电压15位于最靠近图9和10中的零点16时进行上述将正弦波函数的电角度θ和相角ψj设定到预定值，从而导致进一步改善控制稳定性。
图5至8分别示出利用上面的控制方法驱动电机5时产生的电枢电流波形的例子。图5的相电流11具有受到相位超前补偿的波形，而图6的相电流12具有受到相位滞后补偿的波形。系数的设定有四个条件，即(1)Aj＝可变值，(2)K1＝1，K2-Kj＝可变值，(3)ψj＝可变值，(4)θ＝预定值。此时，由于图5中的励磁角Wx1变得小于图4的励磁角Wx，可更有效地进行相位超前补偿。在图6中，可进行更大的相位滞后补偿。同时，图4的相电流10的波形具有条件(1)Aj＝可变值，(2)K1＝1，K2-Kj＝0，(3)ψj＝0，(4)θ＝预定值。
图7的相电流13的波形具有条件(1)Aj＝可变值，(2)K1＝1，K2＝2，K3-Kj＝0，(3)ψj＝0，和图5的条件中的(4)θ＝预定值。同时，图8的相电流14的波形具有条件(1)Aj＝可变值，(2)K1＝1，K2＝-2，K3-Kj＝0，(3)ψj＝0，和图6的条件中的(4)θ＝预定值。通过如上所述设定幅度Aj，系数Kj和相角ψj，可非常简单地获得任意的旋转相位信息。
同时，预测转矩在电机5转动一圈中的周期变化，可改变初始相角ψOn。特别是，如果这样设定相角ψj以使其响应转矩的增加而变大，则可预先防止高转矩区中的电流滞后。
下面描述估算电机5的转动负载转矩TL的计算方法。可从包含转动相位信息Im的正弦波函数的直流电压VDC、角频率ω1(或转速)和幅度A1进行转动负载转矩的估算计算。由于幅度A1与PWM控制装置3的PWM脉冲宽度成正比，幅度A1和PWM脉冲宽度中的任何一个都可用于计算。在此，描述将幅度A1用于计算的情况。应指出，幅度A1是通过将幅度Aj的“j”设定为1获得的。
假设“PI”表示直流/交流转换装置4的输出功率，“PO”表示电机5的输出功率，“IDC”表示平均DC值，“KDC”表示常数。建立下面的关系。
PI＝VDC·IDC≈VDC·KDC·A1PO＝ω1·TL同时，当利用(PI≈PO)的关系从上面两个等式计算转动负载转矩TL时，得到下面的关系TL≈KDC·A1·VDC/ω1如果最初测量参考转动负载转矩TL0，并用转动负载转矩TL0的测量条件作为参考，利用参考幅度A10、参考DC电压VDC0和参考角频率ω10将两个等式组合成下面的等式。
TL≈TL0·A1/A10·VDC/VDC0·ω10/ω1在应以更高的精度进行转矩估算的情况下，可以检测三相无刷直流电机5的直流或电枢电流。
如果把本发明的逆变器装置用于空调器，本发明的逆变器装置可应用于三相无刷直流电机5的电枢电流在180°励磁角度附近工作，以致其能够在低噪音，低振动和高效之外获得低成本、长期可靠性和很好的持续性的明显效果。
在上文中，用转矩控制器作为操作单活塞旋转压缩机等的措施。如果本发明的逆变器装置设置在具有单活塞旋转压缩机和转矩控制器的空调器中，在旋转负载转矩改变期间可以非常有效和容易地校正三相无刷直流电机5的电流相位振荡。结果是，由于可进行高精度的电流相位控制和在三相无刷直流电机5中使用最接近正弦波的电流波形，可明显减弱噪音和震动。
本发明的逆变器装置由包括多个开关元件和通过闭合和断开开关元件把直流电压转换成伪交流电压以便向三相无刷直流电机输出伪交流电压的直流/交流转换装置，在通过降低伪交流电压使三相无刷直流电机的电枢电流呈现为零时检测感生电压的电压检测装置，由对直流/交流转换装置输出的伪交流电压进行PWM控制的脉宽调制(PWM)控制装置，和根据电压检测装置的感生电压检测信息基于预定条件对提供给三相无刷直流电机的电枢电流波形整形并向PWM控制装置输出有关波形整形的信息的电流波形补偿装置构成。因此，根据本发明，通过降低从电机产生的噪音和震动可以简化对机械系统的噪音和振动的测量。
同时，由于电流波形补偿装置进行相位滞后补偿或相位超前补偿。可进一步扩展电机电流的相位控制范围，从而提高电机的性能。
同时，由于电流波形补偿装置根据预定的算术等式改变正弦波函数的电角度θ和相角ψ，因此可对任何电机进行最佳电流相位控制，并由此提高电机的性能。
同时，由于算术等式是具有次数不小于1的多项式，简化了用于控制的算术运算，可高度准确地进行电流相位控制，并可通过进一步节省能量和减少ROM或RAM的容量和微计算机的运算频率来降低生产成本。
同时，由于多项式的系数一直保持常数，可进一步简化用于控制的算术运算，并可通过进一步减少ROM或RAM的容量和微计算机的运算频率来降低生产成本。
同时，由于根据电角度θ的绝对值来改变多项式的系数，可针对与电角度θ有关的周期负载变化进行最佳电流相位控制，以便进一步减小噪音和振动。
同时，由于根据三相无刷直流电机的转速来改变多项式的系数，即使电机具有较大的频率特征，也可以在任何转速范围获得全面的电机特征，以便提高产品的附加值。
同时，由于根据三相无刷直流电机的转矩来改变多项式的系数，可根据该转矩优化电流相位控制，以便可以在任何负载条件下非常简单地实现低噪音，低振动和高效率。
同时，由于改变多项式的系数以致响应转矩的增加来促进电流波形补偿装置的相位超前补偿，即使在转矩较大的区域中也能预先防止提供给三相无刷直流电机的电流相位的较大滞后，以改善高转矩区域中的控制稳定性，并可列出没有振荡或失步的稳固的控制系统。
同时，由于根据直流电压改变多项式的系数，可减小电机电流的变化率的增加或降低的影响，并且即使在较差的供电电压的状态下也能获得很好的控制特性，而不会导致逆变器性能的降低。
同时，由于利用三相无刷直流电机的转速，直流电压和PWM控制的PWM脉冲宽度进行估算计算，不需要另外提供转矩检测器，因此可以以低成本产生逆变器装置。
同时，由于在三相无刷直流电机的电枢电流呈现为零期间分别将正弦波的电角度θ和相角ψ设定成预定值，可根据电流补偿使操作稳定性和相位控制的波形整形效果最好，可提高逆变器装置的可靠性和开发效率。
同时，由于该预定值根据电压检测装置的感生电压检测信息是可变的，可以依照电机特性的区别简单平滑地进行最佳电流补偿控制，以便可不需要考虑电机特性的区别生产逆变器装置，因此，通过使其合理化和缩短开发可进一步降低逆变器装置的生产成本。
此外，由于设定励磁角度小于180°，可根据应用来设定励磁角度，并可生产合理的逆变器装置。特别是，在将励磁角度设定在180°附近的情况下，通过降低机械系统的噪音和振动可简化对诸如电机之类的机械系统的噪音和振动的测量，并可获得具有很好的长期可靠性的逆变器装置。
此外，在逆变器装置应用于家用或商用逆变器空调器的情况下，可实现改善空调器的性能和降低生产成本，以便可使具有非常高商业价值的空调器大量销售。
另外，在将逆变器装置应用到包括单活塞旋转压缩机和在单活塞旋转压缩机操作期间用于限制单活塞旋转压缩机的振动的转矩控制器的空调器的情况下，可容易地减轻单活塞旋转压缩机专有的操作噪音和操作振动，并可进一步降低生产成本，以便可使单活塞旋转压缩机诸如节省能量和低成本之类的特性最大。
权利要求
1.一种逆变器装置，包括直流/交流转换装置，包括多个开关元件，并通过闭合和断开开关元件将直流电压转换成交流电压，以便向三相无刷直流电机输出伪交流电压；电压检测装置，用于在通过降低伪交流电压使三相无刷直流电机的电枢电流呈现为零期间检测感生电压；脉宽调制(PWM)控制装置，用于对直流/交流转换装置输出的伪交流电压进行PWM控制；和电流波形补偿装置，根据电压检测装置的感生电压检测信息，基于预定条件对提供给三相无刷直流电机的电枢电流波形整形，并向PWM控制装置输出有关波形整形的信息。
2.根据权利要求1所述的逆变器装置，其特征在于电流波形补偿装置进行相位滞后补偿或相位超前补偿。
3.根据权利要求1所述的逆变器装置，其特征在于电流波形补偿装置根据预定的算术等式改变正弦波函数的电角度θ或相角ψ。
4.根据权利要求3所述的逆变器装置，其特征在于算术等式是次数不小于1的多项式。
5.根据权利要求4所述的逆变器装置，其特征在于多项式的系数总是保持为常数。
6.根据权利要求4所述的逆变器装置，其特征在于根据电角度θ的绝对值改变多项式的系数。
7.根据权利要求4所述的逆变器装置，其特征在于根据三相无刷直流电机的转速改变多项式的系数。
8.根据权利要求4所述的逆变器装置，其特征在于根据三相无刷直流电机的转矩改变多项式的系数。
9.根据权利要求8所述的逆变器装置，其特征在于改变多项式的系数，以便响应转矩的增加引起电流波形补偿装置的相位超前补偿。
10.根据权利要求4所述的逆变器装置，其特征在于根据直流电压改变多项式的系数。
11.根据权利要求8所述的逆变器装置，其特征在于利用三相无刷直流电机的转速，直流电压和PWM控制的PWM脉冲宽度进行转矩的估算计算。
12.根据权利要求1所述的逆变器装置，其特征在于当三相无刷直流电机的电枢电流呈现为零期间，分别将正弦波函数的电角度θ和相角ψ设定成预定值。
13.根据权利要求12所述的逆变器装置，其特征在于在三相无刷直流电机的感生电压最靠近零点的时刻，分别将正弦波函数的电角度θ和相角ψ设定成预定值。
14.根据权利要求12所述的逆变器装置，其特征在于预定值可根据电压检测装置的感生电压检测信息改变。
15.根据权利要求1所述的逆变器装置，其特征在于将励磁角度设定为小于180°。
16.根据权利要求1所述的逆变器装置，其特征在于该逆变器装置应用于家用或商用的逆变器空调器。
17.根据权利要求1所述的逆变器装置，其特征在于该逆变器装置应用于包括单活塞旋转压缩机和在单活塞旋转压缩机操作期间用于限制单活塞旋转压缩机的振动的转矩控制器的空调器。
全文摘要
一种逆变器装置,包括直流/交流转换装置,该直流/交流转换装置包括多个开关元件,并通过闭合和断开开关元件将直流电压转换成交流电压,以便向三相无刷直流电机输出伪交流电压;电压检测装置,用于在通过降低伪交流电压使三相无刷直流电机的电枢电流呈现为零期间检测感生电压;脉宽调制(PWM)控制装置,用于对直流/交流转换装置输出的伪交流电压进行PWM控制;和电流波形补偿装置,根据电压检测装置的感生电压检测信息,基于预定条件对提供给三相无刷直流电机的电枢电流波形整形,并向PWM控制装置输出有关波形整形的信息。
文档编号F04B49/06GK1387312SQ0212013
公开日2002年12月25日 申请日期2002年5月20日 优先权日2001年5月18日
发明者东光英, 舟场千纯, 福荣贵史, 三浦贤一郎 申请人:松下电器产业株式会社