专利名称：数字cmos片上温度传感器的制作方法
技术领域：
本发明的数字CMOS片上温度传感器，涉及集成电路设计中的面向热测试的设计(DfTT)，片上实时温度监测和温度保护问题。
背景技术：
自从上世纪五十年代集成电路研制成功以来，其功能和规模得到了迅速的发展。在过去的几十年里，集成电路的集成度一直按照摩尔定律所预言的速度提高，大概每隔18个月就会增长一倍。集成电路已经从当初的小规模发展到如今的超大规模(VLSI)和甚大规模(ULSI)水平，特征尺寸也已经进入了深亚微米(DSM)和超深亚微米(VDSM)阶段，并且可以工作在GHz频率的水平。以CPU制造商Intel公司为例，其CPU的制造工艺已经从上世纪九十年代初的0.8微米发展到如今的0.09微米。
随着集成电路规模的发展，集成电路的集成度越来越高。集成电路的热效应也越来越严重。部分芯片的正常工作温度已经超过100℃，其片上的温度差别也经常超过30℃。并且这种趋势还在继续中。研究表明，温度的增长对电路的性能产生着不可低估的影响，芯片温度平均每升高10℃，MOS管的驱动能力就要下降约4％，连线延迟大约要增加5％，集成电路的失效率大约增加1倍([1]A.P.Cjandrakasan，S.Sheng and R.W.Broderson，”Low-Power CMOSdigital design”，IEEE Journal of Solid-State Circuit，1992，vol.27，473-484)。器件的自热效应甚至已经限制到器件尺寸的进一步缩小，即通常人们所说的热障问题。因此，有效解决芯片热效应的影响，避免芯片热效应的危害成为了集成电路发展中的一个重要的课题。
为了避免芯片过热对芯片的损害以及故障定位等因素，无论在测试阶段还是在芯片正常工作阶段都需要对芯片进行实时的温度监控。由此，在芯片上集成一些小规模的温度传感器电路被认为是一种简单有效的温度监控方法。较为简单而常用的的一种方案是使用热敏电阻来作为温度传感器，然后由于其精度有限，因而研究者又开发了各种面积小、功耗低的温度传感器。这些方法各有优缺点。如([2]Quenot G.M，Paris N.，”A temperature and voltagemeasurement cell for VLSI circuits InEuro-Asic’91，1991334)精度较高，误差小于3℃，但使用的振荡器方案占用了较大的面积，([3]Szekely V，RenczM.Thermal test and monitoring.Proceeding of the European Design and Test Conference，1995601)中的温度传感器耗费较大的功耗(10-15mW)，这可能引起待测点温度的变化从而给测量结果带来误差。([4]VladimirSzekely，Cs.Marta，Zs.Kohari and Marta Rencz，″CMOS Sensors for on-line Thermal Monitoring forVLSI Circuits″，IEEE trans.on VLSI Syst.，Vol，5，No.3，September 1997)提出了两种不同类型的振荡器，取得了较好的效果，([5]Karim Arabi and Bozena Kaminska，″Built-in Temperature Sensorsfor On-line Thermal Monitoring of Microelectronic Structures″，IEEE International Conference onComputer Design，1997462)中的传感器精度较高，但由于该传感器频率-温度函数包含了迁移率，而迁移率不随温度呈线性关系，因此其频率的对数与温度呈近似线性关系。([6]WangNailong，Zhang Sheng and Zhou Runde，”A novel built-in CMOS Temperature Sensor for VLSICircuits″，Chinese Journal of Semiconductors，Vol 25，No.3Mar，2004)中的传感器可看成是[4][5]文的综合，耗费了较多晶体管，且其电容的充电电流受电源电压影响。
在综合考虑阈值电压，迁移率，电源电压的影响情况之后，本文设计了两组不同的温度传感器。它们舍弃了迁移率因子的影响，采用与电源电压无关的恒流源，简化了整体电路设计。其中，基于施密特触发器方案的温度传感器只用了19个晶体管，而[2-6]中传感器方案晶体管数目最少为26个。另外，HSPICE仿真结果表明，本文提出的传感器方案精度均在1℃之内。
发明内容
本发明的主要内容是利用MOS晶体管阈值电压同随温度变化的线性关系，设计了两组集成的全CMOS片上温度传感器。其中一组采取模拟电压输出，另一组采取数字信号输出。这两组电路均比现有的片上温度传感器使用更少数目的晶体管，功耗也相应降低，且精度均在1℃之内。由于采用了全CMOS结构，因而它能与现有主流的CMOS工艺很好的结合。
MOS晶体管的温度特性对于分别工作在饱和区和线性区的长沟道NMOS晶体管而言，它的漏电流可以用如下两个公式来表示ID=12μnCox(WL)(VGS-VTN)2---(1)]]>ID=μnCox(WL)((VGS-VTN)VDS-VDS22)2---(2)]]>其中μn为NMOS晶体管迁移率(对于PMOS晶体管则为μp)，Cox为单位面积的栅电容，W和L分别表示栅的宽度和长度，VTN表示NMOS晶体管的阈值电压(对于PMOS晶体管则为VTP)。在这些参数中，迁移率和阈值电压是受温度影响较大的量。其中，阈值电压与温度的关系在很大一个范围内呈线性关系
VT(Tdevice)=VT(TNOM)+[KT1+KT1LLeff+KT2VBS]×(TdeviceTNOM-1)---(3)]]>其中VT(TNOM)表示TNOM温度下的阈值电压，一般取室温下的值，如25℃。Tdevice表示器件实际温度。KT1表示阈值电压的温度系数。KT1L和KT2分别表示沟道长度和衬底偏置的影响。实验结果表明，上述阈值电压对温度的线性依赖化公式能在各种不同温度下提供对实际I-V特性曲线精确拟和([6]Liu，W.，”MOSFET models for SPICE Simulation includingBSIM3v3 and BSIM4”，John Wiley&Sons，Inc.，New York，USA，2001)。
迁移率与温度的关系要比阈值电压复杂许多，在BSIM3中的MOBMOD＝1默认情况下，它与温度的关系可以表示为μeff(Tdevice)=U0(Tdevice)1+(UA(Tdevice)+UC(Tdevice)·VBS)(VGS+VT(Tdevice)TOX)+UB(Tdevice)·(VGS+VTTOX)2---(4)]]>其中UA，UB，UC表示迁移率退化效应的因子，它们均与温度成线性关系。而U0表示零电场情况下的迁移率，其表达式为U0(Tdevice)=U0(TNOM)×(Tdevice+273.15TNOM+273.15)UTE---(5)]]>其中UTE为U0的温度系数。可以看到，迁移率是关于温度的非线性函数。
本发明的特征在于，所述温度传感器含有输入电路，包含第1PMOS管，记为P1管，该管的源极接电源电压Vdd；第2NMOS管，记为N1管，该管的源极接地，该管的栅极和所连P1管的栅极相连后构成输入信号Vin的输入端，所述输入端与地之间接有充电电容C；第2PMOS管，记为P2管，该管的源极接电源电压Vdd；第2NMOS管，记为N2管，该管的源极接地，所述N2管的漏极同时和所述N1管的漏极，P1管及P2管的漏极相连；当所述输入信号从低变高时，触发器的转换电平为VM+=VTN+kp1+kp2kn1·(Vdd+VTP)1+kp1+kp2kn1]]>其中，VTN，VTP分别为所述各NMOS管，PMOS管的阈值电压，kp1，kp2分别为P1管和P2管的放大系数，kn1为N1管的放大系数；当所述输入信号从高变低时，触发器的转换电平为VM-=VTN+kp1kn1+kn2·(Vdd+VTP)1+kp1kn1+kn2]]>其中，VTN，VTP分别为所述各NMOS管，PMOS管的阈值电压，kp1分别为P1管和P2管的放大系数，kn1，kn2为N1管的放大系数；成比例的方相器链，含有第1级反相器，含有第3PMOS管，记为P3管，该管的源极接电源电压Vdd；第3NMOS管，记为N3管，该管的源极接地，漏极和所述P3管的漏极相连，栅极和所述P3管的栅极相连后接所述输入电路的P2管的漏极；第2级反相器，含有第4PMOS管，记为P4管，该管的源极接电源电压Vdd；第4NMOS管，记为N4管，该管的源极接地，漏极和所述P4管的漏极相连，栅极和所述P4管的栅极相连后接所述N3管，P3管的漏极；第3级反相器，含有第5PMOS管，记为P5管，该管的源极接电源电压Vdd；第5NMOS管，记为N5管，该管的源极接地，漏极和所述P5管的漏极相连，栅极和所述P5管的栅极相连后接所述N4管，P4管的漏极；N5管的漏极，也即温度传感器的输出端fosc，又接至P2管和N2管的栅极；自偏置的阈值电压参考电路，含有第8PMOS管，记为P8管，该管的源极接电源电压Vdd；一个NMOS管，记为T3管，该管的源极接地，漏极和P8管的漏极相连；第9PMOS管，记为P9管，该管的源极接电源电压Vdd；一个NMOS管，记为T6管，该管的栅极和所述T3管的漏极相连，源极串联一个电阻RS后接地，漏极接P9管的漏极；第0PMOS管，记为P0管，该管的源极接电源电压Vdd，栅极接控制端EN，漏极同时接P8管，P9管的栅极，P9管的漏极；第6PMOS管，记为P6管，该管的源极接电源电压Vdd，栅极接P9管，P8管的栅极；第7PMOS管，记为P7管，该管的源极接P6管的漏极，漏极接输入电路的Vin端，栅极接fosc；一个晶体管，记为T4管，源极接地，栅极接T3的栅极和T6的源极；一个晶体管，记为T5管，源极接T4管的漏极，栅极接fosc，漏极和P7漏极相连；所述温度传感器的输出端fosc处的信号的时间周期用Tosc表示，Tosc与温度成近似线性关系Tosc=2C(VM+-VM-)RSVTN]]>其中C为充电电容；本发明所述温度传感器还含有输入电路，含有第1PMOS管，记为P1管，该管的源极接电源电压Vdd；第2PMOS管，记为P2管，该管的源极接P1管的漏极；第1NMOS管，记为N1管，该管的源极接地；第2NMOS管，记为N2管，该管的源极接N1管的漏极，漏极接P2管的漏极，栅极和N2管，P2管，P1管的栅极相连，栅极和地之间接一个电容C，作为输入电路的输入端Vin；第3PMOS晶体管，记为P3管，源极接P1的漏极，漏极接地，栅极接P2漏极；第3NMOS晶体管，记为N3管，源极接N1的漏极，漏极接电源电压Vdd，栅极接N2漏极；当输入信号Vin由低到高变化时，电路转换电平为VM-=VTP·(W/L)P1(W/L)P3+Vdd·(W/L)P1(W/L)P31+(W/L)P1(W/L)P3]]>当输入信号Vin由高到低变化时，电路转换电平为VM+=VTN+Vdd·(W/L)N3(W/L)N11+(W/L)N3(W/L)N1]]>其中，VTN，VTP分别为所述各NMOS管，PMOS管的阈值电压，(W/L)N1，(W/L)N3分别为N1管和N3管的沟道宽度和沟道长度之比；(W/L)P1，(W/L)P3分别为P1管和P3管的沟道宽度和沟道长度之比；反相器电路，含有第10PMOS晶体管，记为P10管，源极接电源电压Vdd；第10NMOS晶体管，记为N10管，源极接地，漏极接P10的漏极，作为温度传感器的输出端fosc，栅极和P10管的栅极相连，栅极也和P3管，N3管的栅极相连；自偏置的阈值电压参考电路，含有第8PMOS管，记为P8管，该管的源极接电源电压Vdd；一个NMOS管，记为T3管，该管的源极接地，漏极和P8管的漏极相连；第9PMOS管，记为P9管，该管的源极接电源电压Vdd；一个NMOS管，记为T6管，该管的栅极和所述T3管的漏极相连，源极串联一个电阻RS后接地，漏极接P9管的漏极；第0PMOS管，记为P0管，该管的源极接电源电压Vdd，栅极接控制端EN，漏极同时接P8管，P9管的栅极，P9管的漏极；第6PMOS管，记为P6管，该管的源极接电源电压Vdd，栅极接P9管，P8管的栅极；第7PMOS管，记为P7管，该管的源极接P6管的漏极，漏极接输入电路的Vin端，栅极接fosc；一个晶体管，记为T4管，源极接地，栅极接T3的栅极和T6的源极；一个晶体管，记为T5管，源极接T4管的漏极，栅极接fosc，漏极和P7漏极相连；所述温度传感器的输出端fosc处的信号的时间周期用Tosc表示，Tosc与温度成近似线性关系Tosc=2C(VM+-VM-)RSVTN]]>其中C为充电电容；本发明所述的温度传感器又含有温度敏感电路，含有第1PMOS晶体管，记为P1管，源极接电源电压Vdd，栅极接漏极；第1NMOS晶体管，记为N1管，源极接地，漏极接P1管漏极；第2PMOS晶体管，记为P2管，源极接电源电压Vdd，栅极接P1管栅极；第2NMOS晶体管，记为N2管，栅极接N1管栅极和P2管漏极，漏极接P2管漏极；第3NMOS晶体管，记为N3管，栅极接N2管源极，源极接地，漏极接N2源极；该温度敏感电路的输出电压与温度成线性关系V1=2(λp12-λn12)λp12-2λn12·VT]]>V2=V12=(λp12-λn12)λp12-2λn12·VT]]>自偏置的阈值电压参考电路，含有第8PMOS管，记为P8管，该管的源极接电源电压Vdd；一个NMOS管，记为T3管，该管的源极接地，漏极和P8管的漏极相连；第9PMOS管，记为P9管，该管的源极接电源电压Vdd；一个NMOS管，记为T6管，该管的栅极和所述T3管的漏极相连，源极串联一个电阻RS后接地，漏极接P9管的漏极；第0PMOS管，记为P0管，该管的源极接电源电压Vdd，栅极接控制端EN，漏极同时接P8管，P9管的栅极，P9管的漏极；第6PMOS管，记为P6管，该管的源极接电源电压Vdd，栅极接P9管，P8管的栅极；第7PMOS管，记为P7管，该管的源极接P6管的漏极，漏极接一个电容C然后到地，栅极接fosc；一个晶体管，记为T4管，源极接地，栅极接T3的栅极和T6的源极；一个晶体管，记为T5管，源极接T4管的漏极，栅极接fosc，漏极和P7漏极相连；比较器和锁存器电路，含有第1比较器，记为Cmp1，正输入端接P2管漏极，负输入端接P7管的漏极；第2比较器，记为Cmp2，正输入端接Cmp1的负输入端，负输入端接N3管的漏极；第1与非门，记为NAND1，输入1接Cmp1的输出，输出即为温度传感器的输出fosc第2与非门，记为NAND2，输入2接Cmp2的输出，输入1接NAND1的输出，输出接NAND1的输入2；所述温度传感器的输出端fosc处的信号的时间周期用Tosc表示，Tosc与温度成近似线性关系Tosc=2C(V1-V2)I]]>其中C为充电电容，I=VTN+2ILT3μnCoxWT3Rs≈VTNRs]]>为充电电流。
本发明专利的有益效果是由于本发明电路具有占用面积小，精度高的特点，因此很容易嵌入到集成电路中，为集成电路的实时温度检测和温度控制提供方便。同时功耗低的特点又决定了此电路的引入不会引起原电路待测点的温度变化，从而提高的测量准确性。另外，由于本发明电路采用了全CMOS结构，因而它能与现有主流的CMOS工艺很好的结合。
图1恒流源电路。
图2温度敏感电路。
图3基于驰张振荡器方案的数字温度传感器。
图4基于施密特触发器的数字信号输出温度传感器电路1。
图5基于施密特触发器的数字信号输出温度传感器电路2。
图6温度敏感电路输出随温度关系。
图7温度敏感电路差分输出随温度关系。
图8基于驰张振荡器方案输出信号周期随温度关系。
图9基于斯密特触发器方案输出信号周期随温度关系。
具体实施例方式
1，恒流源电路附图1显示了这样的一种电路。EN为控制端，当EN为高时电路工作。电容充电电流采用自偏置的阈值电压参考电路产生([7]Paul R.Gray，Paul J.Hurst，Stephen N.Lewis and Robert GMeyer，“Analysis and design of analog integrated circuits”，New YorkWiley，c2001)，对于T3管选择较大的宽长比，则充电电流具体值为I=VTN+2ILT3μnCoxWT3Rs≈VTNRs---(6)]]>当fosc为低电平时，P7管导通，从而电容C开始充电，且充电电流为I。当C上电压到达控制电路的转换电平时，fosc发生翻转变为高电平。于是T5，T4管导通，电容C通过T5，T4支路放电，选取各管的宽长比使得放电电流依旧为I。当C上电压降至控制电路的另一转换电平时，fosc又发生翻转。如此周而复始形成振荡波形。
2，温度敏感电路附图2显示了最简的温度敏感电路。附图6显示了采用CSMC0.6um工艺时该敏感电路输出电压随温度的变化关系。附图7显示了该敏感电路的差分输出电压随温度的变化关系。为了使电路工作，我们需要使所有晶体管均处于饱和工作状态。为了简便，我们选择同样的晶体管N2，N3的尺寸，即(W/L)N2＝(W/L)N3且设μn2＝μn3，并另λn12=(W/L)N1(W/L)N2---(7)]]>λp12=(W/L)P1(W/L)P2]]>且假设所有P1，P2管的迁移率相等，N1，N2管的迁移率相等。则可以得到V1=2(λp12-λn12)λp12-2λn12·VT---(8)]]>V2=V12=(λp12-λn12)λp12-2λn12·VT]]>由于λn12是由N1管和N2管的宽长比的比值决定，λn12是由P1管和P2管的宽长比的比值决定。它们都是一个固定的值。因而可以发现，V1和V2均为阈值电压VT的线性函数，且独立于电源电压压VDD。为了保证各管能够饱和，由V1，V2均大于零可知，λp12比λn12大两倍时即可满足条件3，基于驰张振荡器的温度传感器附图3显示了基于驰张振荡器的数字温度传感器。附图8显示了采用CSMC0.6um工艺时该振荡器输出信号时间周期随温度的变化关系。当fosc为低电平时，P6管导通，从而电容C开始充电，且充电电流为I。当C上电压到达V1时，由于比较起和锁存器作用，fosc发生翻转变为高电平。于是T5，N6管导通，电容C通过T5，T4支路放电，选取各管的宽长比使得放电电流依旧为I。当C上电压降至V2以下时，fosc又发生翻转。如此周而复始形成振荡波形。选取阻值随温度变化线性度较好的多晶硅电阻同时忽略温度对电容的影响，则我们可以得到振荡器的周期为Tosc=2C(V1-V2)I=2CkVTNRsVTN=2CkRs≈2CkRs(T0)(1+αΔT)---(9)]]>即振荡周期为温度的线性函数。
4，基于施密特触发器的方案1附图2为我们设计了利用施密特触发器的方案。附图9显示了采用CSMC0.6um工艺时该振荡器输出信号时间周期随温度的变化关系。其中P3，N3，P4，N4，P5，N5组成成比例的反相器链以增强输出驱动能力同时降低P2，N2管的开关短路功耗。当输入信号Vin为高电平时，P1，N1反相器输出经反相器链后反馈到P2，N2栅极，从而导致N2导通，P2关断。这相当于输入信号通过了一个P1，N1，N2组成的反相器。对于长沟道器件，忽略速度饱和等效应，可以推得反相器的转换电平为VM-=VTN+kp1kn1+kn2·(Vdd+VTP)1+kp1kn1+kn2---(10)]]>同理，当输入信号Vin为低电平时，通过反馈作用，P2管也导通，N2管截止，则得到反相器的等效转换电平VM+=VTN+kp1+kp2kn1·(Vdd+VTP)1+kp1+kp2kn1---(11)]]>考虑阈值电压同温度的线性关系，我们可以得到Tosc=2C(VM+-VM-)I=2C(VM+-VM-)RsVTN≈const×(1+α′(T-T0))---(12)]]>其中const和α′表示公式(10)(11)代入公式(12)后得到约简后的常数。可以看到，输出信号时间周期约为温度的线性函数5，基于施密特触发器的方案2附图3为另一种采用施密特触发器方案的温度传感器。当触发器输入Vin从低到高变化到VM+时，N1，N2先后经历从截止到导通。当N2导通的瞬间，Vout将通过N1，N2管放电，从而变到低电平。其中，N2开始导通时刻的输入电压即为VM+。此时VL＝VM+-VTN(13)N1处于临界饱和状态，N3处于饱和状态。根据N1，N3支路列出方程12μnCox(WL)N1(VGS1-VTN)2=12μnCox(WL)N3(VGS3-VTN)2---(14)]]>12μnCox(WL)N1(VM+-VTN)2=12μnCox(WL)N3(Vdd-VM++VTN-VTN)2]]>从而推得
VM+=VTN+Vdd·(W/L)N3(W/L)N11+(W/L)N3(W/L)N1---(15)]]>类似，当输入Vin从高到低变化到VM-时，P2的临界导通时刻决定了VM-的值。此时，VH＝VM--VTP(16)根据P1，P3支路列出方程12μpCox(WL)P1(VM--Vdd-VTP)2=12μnCox(WL)N3(-VM-+VTP-VTP)2---(17)]]>从而推得斯密特触发器的转换电平VM-=VTP·(W/L)P1(W/L)P3+Vdd·(W/L)P1(W/L)P31+(W/L)P1(W/L)P3---(18)]]>选择合适的晶体管宽长比，使得(W/L)N3(W/L)N1=(W/L)P1(W/L)P3---(19)]]>则得到Tosc=2C(VM+-VM-)I=2C(VTN-VTP·(W/L)P1(W/L)P3)RsVTN·11+(W/L)P1(W/L)P3---(20)]]>≈const′×(1+α′′(T-T0))]]>即输出信号时间周期依旧为温度的线性函数。
电路的仿真性能如下表1，温度敏感电路附图1特性参数
表2，温度—周期转换不同方案比较
权利要求
1.基于斯密特触发器的数字CMOS片上温度传感器，其特征在于，所述温度传感器含有输入电路，包含第1PMOS管，记为(P1)管，该管的源极接电源电压Vdd；第1NMOS管，记为(N1)管，该管的源极接地，该管的栅极和所述(P1)管的栅极相连后构成输入信号Vin的输入端，所述输入端与地之间接有充电电容(C)；第2PMOS管，记为(P2)管，该管的源极接电源电压Vdd；第2NMOS管，记为(N2)管，该管的源极接地，所述(N2)管的漏极同时和所述(N1)管的漏极，(P1)管及(P2)管的漏极相连；当所述输入信号从低变高时，触发器的转换电平为VM+=VTN+kp1+kp2kn1·(Vdd+VTP)1+kp1+kp2kn1]]>其中，VTN，VTP分别为所述各NMOS管，PMOS管的阈值电压，kp1，kp2分别为(P1)管和(P2)管的放大系数，kn1为(N1)管的放大系数；当所述输入信号从高变低时，触发器的转换电平为VM-=VTN+kp1kn1+kn2·(Vdd+VTP)1+kp1kn1+kn2]]>其中，VTN，VTP分别为所述各NMOS管，PMOS管的阈值电压，kp1分别为(P1)管和(P2)管的放大系数，kn1，kn2为(N1)管的放大系数；成比例的反相器链，含有第1级反相器，含有第3PMOS管，记为(P3)管，该管的源极接电源电压Vdd；第3NMOS管，记为(N3)管，该管的源极接地，漏极和所述(P3)管的漏极相连，栅极和所述(P3)管的栅极相连后接所述输入电路的(P2)管的漏极；第2级反相器，含有第4PMOS管，记为(P4)管，该管的源极接电源电压Vdd；第4NMOS管，记为(N4)管，该管的源极接地，漏极和所述(P4)管的漏极相连，栅极和所述(P4)管的栅极相连后接所述(N3)管，(P3)管的漏极；第3级反相器，含有第5PMOS管，记为(P5)管，该管的源极接电源电压Vdd；第5NMOS管，记为(N5)管，该管的源极接地，漏极和所述(P5)管的漏极相连，栅极和所述(P5)管的栅极相连后接所述(N4)管，(P4)管的漏极；(N5)管的漏极，也即温度传感器的输出端fosc，又接至(P2)管和(N2)管的栅极；自偏置的阈值电压参考电路，含有第8PMOS管，记为(P8)管，该管的源极接电源电压Vdd；一个NMOS管，记为(T3)管，该管的源极接地，漏极和(P8)管的漏极相连；第9PMOS管，记为(P9)管，该管的源极接电源电压Vdd；一个NMOS管，记为(T6)管，该管的栅极和所述(T3)管的漏极相连，源极串联一个电阻RS后接地，漏极接(P9)管的漏极；第0PMOS管，记为(P0)管，该管的源极接电源电压Vdd，栅极接控制端EN，漏极同时接(P8)管和(P9)管的栅极，还接(P9)管的漏极；第6PMOS管，记为(P6)管，该管的源极接电源电压Vdd，栅极接(P9)管和(P8)管的栅极；第7PMOS管，记为(P7)管，该管的源极接(P6)管的漏极，该管的漏极接输入电路的Vin端，栅极接fosc；一个晶体管，记为(T4)管，源极接地，栅极接(T3)的栅极和(T6)的源极；一个晶体管，记为(T5)管，源极接(T4)管的漏极，而栅极接fosc，漏极和(P7)漏极相连；所述温度传感器的输出端fosc处的信号的时间周期用Tosc表示，Tosc与温度成近似线性关系Tosc=2C(VM+-VM-)RsVTN]]>其中(C)为充电电容。
2.基于斯密特触发器的数字CMOS温度传感器，其特征在于，所述温度传感器含有输入电路，含有第1PMOS管，记为(P1)管，该管的源极接电源电压Vdd；第2PMOS管，记为(P2)管，该管的源极接(P1)管的漏极；第1NMOS管，记为(N1)管，该管的源极接地；第2NMOS管，记为(N2)管，该管的源极接(N1)管的漏极，而漏极接(P2)管的漏极，栅极和(N2)管、(P2)管以及(P1)管的栅极相连，栅极和地之间接一个电容(C)，作为输入电路的输入端Vin；第3PMOS晶体管，记为(P3)管，源极接(P1)管的漏极，而(P3)管的漏极接地，栅极接(P2)管的漏极；第3NMOS晶体管，记为(N3)管，源极接(N1)管的漏极，而(N3)管的漏极接电源电压Vdd，栅极接(N2)管的漏极；当输入信号Vin由低到高变化时，电路转换电平为VM-=VTP·(W/L)P1(W/L)P3+Vdd·(W/L)P1(W/L)P31+(W/L)P1(W/L)P3]]>当输入信号Vin由高到低变化时，电路转换电平为VM+=VTN+Vdd·(W/L)N3(W/L)N11+(W/L)N3(W/L)N1]]>其中，VTN，VTP分别为所述各NMOS管，PMOS管的阈值电压，(W/L)N1，(W/L)N3分别为(N1)管和(N3)管的沟道宽度和沟道长度之比；(W/L)P1，(W/L)P3分别为(P1)管和(P3)管的沟道宽度和沟道长度之比；反相器电路，含有第10PMOS晶体管，记为(P10)管，源极接电源电压Vdd；第10NMOS晶体管，记为(N10)管，源极接地，而漏极接(P10)管的漏极，作为温度传感器的输出端fosc，栅极和(P10)管的栅极相连，也和(P3)管，(N3)管的栅极相连；自偏置的阈值电压参考电路，含有第8PMOS管，记为(P8)管，该管的源极接电源电压Vdd；一个NMOS管，记为(T3)管，该管的源极接地，漏极和P8管的漏极相连；第9PMOS管，记为(P9)管，该管的源极接电源电压Vdd；一个NMOS管，记为(T6)管，该管的栅极和所述(T3)管的漏极相连，源极串联一个电阻(RS)后接地，而漏极接(P9)管的漏极；第0PMOS管，记为(P0)管，该管的源极接电源电压Vdd，栅极接控制端EN，漏极同时接(P8)管和(P9)管的栅极，还接(P9)管的漏极；第6PMOS管，记为(P6)管，该管的源极接电源电压Vdd，而栅极接(P9)管和(P8)管的栅极；第7PMOS管，记为(P7)管，该管的源极接(P6)管的漏极，而(P7)管的漏极接输入电路的Vin端，栅极接fosc；一个晶体管，记为(T4)管，源极接地，栅极接(T3)的栅极和(T6)的源极；一个晶体管，记为(T5)管，源极接(T4)管的漏极，栅极接fosc，而漏极和(P7)漏极相连；所述温度传感器的输出端fosc处的信号的时间周期用Tosc表示，Tosc与温度成近似线性关系Tosc=2C(VM+-VM-)RsVTN]]>其中C为充电电容。
3.基于驰张振荡器的数字CMOS温度传感器，其特征在于，所述温度传感器含有温度敏感电路，含有第1PMOS晶体管，记为(P1)管，源极接电源电压Vdd，栅极接漏极；第1NMOS晶体管，记为(N1)管，源极接地，漏极接(P1)管漏极；第2PMOS晶体管，记为(P2)管，源极接电源电压Vdd，栅极接(P1)管栅极；第2NMOS晶体管，记为(N2)管，栅极接(N1)管栅极和(P2)管漏极，而(N2)管的漏极接(P2)管漏极；第3NMOS晶体管，记为(N3)管，栅极接(N2)管源极，(N3)管的源极接地，而漏极接(N2)管源极；该温度敏感电路的输出电压与温度成线性关系V1=2(λp12-λn12)λp12-2λn12·VT]]>V2=V12=(λp12-λn12)λp12-2λn12·VT]]>自偏置的阈值电压参考电路，含有第8PMOS管，记为(P8)管，该管的源极接电源电压Vdd；一个NMOS管，记为(T3)管，该管的源极接地，漏极和(P8)管的漏极相连；第9PMOS管，记为(P9)管，该管的源极接电源电压Vdd；一个NMOS管，记为(T6)管，该管的栅极和所述(T3)管的漏极相连，源极串联一个电阻RS后接地，漏极接(P9)管的漏极；第0PMOS管，记为(P0)管，该管的源极接电源电压Vdd，栅极接控制端EN，漏极同时接(P8)管，(P9)管的栅极，(P9)管的漏极；第6PMOS管，记为(P6)管，该管的源极接电源电压Vdd，栅极接(P9)管，(P8)管的栅极；第7PMOS管，记为(P7)管，该管的源极接(P6)管的漏极，漏极接一个电容(C)然后到地，栅极接fosc；一个晶体管，记为(T4)管，源极接地，栅极接(T3)的栅极和(T6)的源极；一个晶体管，记为(T5)管，源极接(T4)管的漏极，栅极接fosc，漏极和(P7)漏极相连；比较器和锁存器电路，含有第1比较器，记为Cmp1，正输入端接(P2)管漏极，负输入端接P7管的漏极；第2比较器，记为Cmp2，正输入端接Cmp1的负输入端，负输入端接(N3)管的漏极；第1与非门，记为NAND1，输入1接Cmp1的输出，输出即为温度传感器的输出fosc；第2与非门，记为NAND2，输入2接Cmp2的输出，输入1接NAND1的输出，输出接NAND1的输入2；所述温度传感器的输出端fosc处的信号的时间周期用Tosc表示，Tosc与温度成近似线性关系Tosc=2C(V1-V2)I]]>其中(C)为充电电容，I=VTN+2ILT3μnCoxWT3Rs≈VTNRs]]>为充电电流。
全文摘要
数字CMOS片上温度传感器属于集成电路片上温度监控领域。利用晶体管阈值电压同温度的线性关系，本发明分别设计了基于弛张振荡器和基于斯密特触发器两种方案的温度传感器电路。这两种温度传感器精度均在1℃以内，而晶体管数目则大大减少，同时由于采用全CMOS结构，因而与当前的主流的集成电路制造工艺兼容。
文档编号G01K7/01GK1731113SQ20051008624
公开日2006年2月8日 申请日期2005年8月19日 优先权日2005年8月19日
发明者林赛华, 杨华中 申请人:清华大学