专利名称：顺次启动式高动态范围ndt/ndi检验装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种无损测试和检验装置(NDT/NDI)，尤其涉及一种利用一系列脉冲 接收获取周期来实现单次高动态范围测量的高动态范围模拟数字转换系统和方法。
背景技术：
目前，在广泛的工业领域内，在不损害复杂结构的情况下对复杂结构进行测试和 检查变得极其重要。NDT/NDI超声(ultrasound，UT)测量方式、相控阵列(phased-array， PA)测量方式和涡流(eddy current, EC)测量方式的使用可能是最普遍的一类方法。UT 方法目前用来测量测试对象的几何属性(诸如厚度等)，并且实时对金属、非金属或纤维 复合结构中的静态缺陷或异常进行检测和特征化。EC方法目前用来实时对金属结构中的 静态缺陷或异常进行检测和特征化。正在使用或正在开发针对UT方法和EC方法这两者 的从简单手动扫描到计算机控制多轴层析成像系统(computer-controlled multi-axis tomographysystem)的大范围的技术。尽管本发明的实施例可以用于UT、EC以及其它测量方式，但以下的背景技术仅与 UT有关。现在说明现有的NDT/NDI超声(UT)系统的两种主要类型。第一类UT系统以诸如 即时受让人的Epoch 4 Plus产品等的产品为例来说明。从通用电气(General Electric) 可以获得的有竞争力的产品已知有USM 35X、USN 58L和USN 60NDT/NDI UT系统。通常，这 类UT系统利用了包含许多部件的高度复杂的模拟前端，从而在校准、可靠性、设置时间、结 果的一致性以及特殊用途和设置的最优化方面引起特别困难的问题。通常，这类UT系统包括与要测试的对象相对放置的探头系统，并且与在多个不同 频带内工作且需要仔细校准并维护的诸如增益校准器、前置放大器和衰减器、可变增益放 大器以及高通模拟滤波器和低通模拟滤波器等的多个模拟电路相协作而工作。结果，这类UT系统对于这种设备的设计者和使用者造成限制和障碍，从而由于这 类UT系统的复杂性而影响其故障诊断和修复。更具体地，这些限制包括诸如使由随着接入 和转出信号路径的增益放大器的不同而变化的探头系统所探测到的输入阻抗匹配等的问 题。这不利地影响了频率响应，并且引入了各种增益非线性。由于模拟电路被接入和转出 信号路径，因此这引起校准的问题。为了克服以上所述的问题，出现了诸如美国专利2007/0084288等的以Olympus NDT Epoch XT及其相关的专利申请为代表的第二类UT系统。这类缺陷检测器的代表技术 涉及在将所输入的模拟信号转换成数字形式时将该模拟信号分成较大的信号通道和/或 较小的信号通道；对较大的信号通道和/或较小的信号通道上的输入信号进行缩放，以使 得较小的信号通道与较大的信号通道相比具有更高的分辨率；使用单独的A/D转换器来对 较大的信号通道和较小的信号通道进行采样；以及选择未饱和的分辨率最高的输出信号。 由于在信号处理期间信号的范围扩展或收缩，因此使用这类技术的缺陷检测器被称为“高 动态范围(High Dynamic Range，HDR) ”缺陷检测器。
现有的这些HDR数字化仪的设计采用被同步成一致地进行采样的两个以上的模 拟数字转换器。通常，模拟数字转换器的输出立即进入逻辑处理，该逻辑处理将这些模拟数 字转换器的输出组合成通常被发送至存储用的数字存储装置的单个高动态范围数字输出 信号。为了识别的目的，目前现有的这些HDR设计被称为“并行HDR”设计。使用并行HDR设计提供了许多优点，例如在使用之前利用相对简短且比较简单 的校准和调整处理来为UT检验提供更加精确且更加易读和一致的检验结果。使用并行 HDR还能够提供许多其它性能，例如调整各个采样时间以补偿所有源的时序错位(timing skew)，防止各通道的前置放大器的输入级的饱和从而防止信号失真影响向其它通道的输 入，将各通道的频率响应调整为大致匹配，以及调整设备的整体频率响应，检测这些通道中 增益较高的一个或多个通道中的通道溢出(overflow)状态并将这多个通道合并成连续的 输出流等。然而，并行HDR数字化仪的设计存在与使用两个以上的模拟数字转换器相关的缺 点。这些缺点包括硬件成本的提高以及对于高度小型化产品而言所不期望的需要较大的电 路板空间。
发明内容
这里所公开的本发明消除或改善了上述与现有的超声检验装置有关的包括模拟 电路复杂、制造成本高、检验测量性能较低和电路板空间较大等的缺点和问题。应当注意，尽管针对超声检验装置和方法说明了本发明的实施例，但本发明不局 限于此。实际上，这些实施例还可以应用于包括但不限于相控阵列技术和涡流阵列(ECA) 技术的声学和涡流(EC)检验设备。此外，尽管针对单个元件、双元件或检验用的两个单独 探头的使用说明了本发明的实施例，但还可以使用许多其它的探头系统类型和连接拓扑。因此，本发明的总体目的是提供电路小型化程度高、性能高且通用以及制造成本 低的超声检验装置。本发明的另一目的是提供在实现通常由并行HDR产品提供的高性能和通用性能 的同时采用最少数量的模拟数字转换器和辅助电路的使用高动态范围数字化仪方案的超
声检验装置。本发明的另一目的是提供以下的超声检验装置该超声检验装置在一个测量处理 周期内，多次采用探头系统的连续脉冲源激励，对高动态范围的各激励的响应信号分别进 行缩放和数字化，随后通过选择或重构响应信号来提供检验结果。本发明的另一目的是提供用于检测信号灵敏度较高的一个或多个通道中的通道 溢出状态的方法以及用于将多个通道合并成稳定输出流的方法。本发明的又一目的是提供用以将对数振幅标度或线性振幅标度形式的HDR测量 数据呈现为数据输出或显示图像的方法。实现前述目的的实施例可以包括检验装置，该检验装置用于检验测试对象并且包 括声探头系统和声发射器。数字逻辑装置能够与探头系统一起动作，其中该数字逻辑装置 用于触发发射器以引发所述探头系统的一系列激励从而在所述测试对象的位置上产生一 系列连续声波，该探头系统或其它探头系统还用于接收一系列的反射声波并产生一系列相 应的电信号。接收器具有多个信号处理通道，各通道用于对回波信号进行不同程度的缩放，
5并且产生一系列相应的缩放信号。多路复用器用于在与前述激励相对应的连续获取周期内 选择来自处理通道的缩放信号，并且连接至该多路复用器的模拟数字转换器用于对所选择 的缩放信号进行数字化并产生一系列数字化后的信号采样值。这些采样值被存储在分区后 的数字存储器中。数字逻辑装置用于处理数字化后的信号采样值以产生针对模拟数字转换 器的动态范围最优化的复合信号输出。通过以下参考附图对本发明的说明，本发明的其它特征和优点将变得明显。
图1是根据本发明的顺次启动式高动态范围检验装置的优选实施例的示意图。图2是根据本发明优选实施例的多路复用式高动态范围接收器的示意图。图3是示出产生高动态范围信号的根据本发明优选实施例的数字逻辑装置测量 处理的流程图。图4是示出产生高动态范围信号的根据本发明的选择性通道平均化的实施例的 数字逻辑装置测量处理的流程图。图5是与图1的通道混合器10 相关的混合电路的框图。
具体实施例方式参考图1，顺次启动式高动态范围检验装置100的优选实施例包括驱动探头系统 102或102T的发射器101以及所连接的用以接收来自探头系统102的信号的多路复用式高 动态范围接收器(MUX HDR Rx) 104。本领域的技术人员可以充分理解，可选地，装置100可 被配置为在“脉冲回波(pulse-echo)”或“透射(thru-transmission) ”模式下工作。当利 用TX OUT开关IOlS将探头系统102连接至接收器104和发射器101时，装置100处于“脉 冲回波”模式。当利用TX OUT开关IOlS将探头系统102仅连接至接收器104并且将探头 102T仅连接至发射器101时，装置100处于“透射”模式。当处于“透射”模式时，探头系统 102接收由于位于测试对象103的相对侧的探头102T施加的声能而产生的响应信号。使如 图所示互相连接的数字逻辑装置(DLD) 105、数字存储装置106以及优选包括显示器和/或 数据端口的输出单元107与如以下更全面说明的前述装置相连接并进行工作。装置100被 设计成，可以使用该装置100作为动态范围测量灵敏度高的NDT/NDI检验系统。针对“脉冲回波”测量模式说明了以下所述的实施例。本领域技术人员能够容易 地将这些实施例应用于“透射”测量模式；因此，这里没有说明典型的“透射”测量处理。典型的“脉冲回波”测量处理周期包括按以下所述的方式进行的单独且连续的信 号获取周期。在使用装置100的一个测量处理周期期间，在将发射器101放置在测试对象 103上或使发射器101扫描整个测试对象103时，使发射器101启动以顺次激励探头系统 102。数字逻辑装置(DLD) 105根据预定序列和激励次数以及各次激励之间的时间间隔，利 用发射器触发来控制发射器101的激励。接收器104接收从各信号获取周期产生的响应信 号，并对这些响应信号进行数字化，然后将这些响应信号作为采样数据集存储在数字存储 装置106中。各采样数据集包括接收器104内针对特定通道的信号获取周期期间所获取的 一系列相邻的离散采样值。通常在各次激励之间的时间间隔期间出现信号获取周期；然而， 可以根据需要，例如针对特定测量应用来调整时间间隔的持续时间和布置。
将MUX HDR Rx 104内针对特定通道的采样数据集存储在数字存储装置106内的 各个分区(即，P1、P2、P3或P4)中。在测量处理周期结束时，装置106的各通道分区包含 相对于各通道的信号获取周期的开始而索引的一组相邻的离散采样值。来自共用同一“采 样索引点”的不同通道(图2中的20 205d)的离散采样值被认为表示信号获取周期内 同一相对时刻。由于各信号获取周期的超声测量重复性程度高，因此这些离散采样值各自 的大小被认为与从诸如本申请人的USPTO序列号为11/489,889的同时待审的美国专利申 请所公开的、对各种缩放的获取通道使用单独的专用ADC的高动态范围获取系统即“单次 启动式并行高动态范围测量系统”(并行HDR)所获取的信号的大小相同。因此，以上所述的索引方法确保了在发生信号重建时，可以适当地配准针对各个 通道所获取并存储的连续采样集。在包括测量处理周期的所有信号获取周期完成之后，DLD105处理由此产生的索引 采样数据的集合，优选为一次处理一个“离散索引采样集”，持续进行该操作直到处理了完 整的测量周期内的所有离散索引采样集为止。“离散索引采样集”包括来自特定“采样索引 点”的各获取通道的一个离散采样值。继续参考图1，DLD 105针对各采样索引点，从数字存储装置106选择与未饱和的 分辨率最高的通道相关联的采样数据，并将该采样数据提供给输出单元107。在离散索引 采样集中的所有采样值均饱和(溢出)的情况下，将表示饱和信号的数据提供给输出单元 107。可以以线性振幅信号或对数振幅信号的形式提供发送至输出单元107的采样数据。输 出单元107优选是显示器和/或信号端口。现在转向图2，多路复用式高动态范围接收器(MUX HDRRx) 104的设计通过采用优 选分别增大信号灵敏度的包括衰减放大器201和202以及增益放大器203和204的多个增 益通道，来帮助实现当前所公开的无损测试/检验(NDT/NDI)设备。高衰减的衰减放大器 201、低衰减的衰减放大器202、低增益的放大器203和高增益的放大器204分别与通道CH A、CH B、CH C 禾口 CHD 相关联。返回参考图1，数字逻辑装置105发送发射器触发以启动超声发射器101。响应于 各触发，发射器101激励探头系统102，由此诱导探头系统102向测试对象103发射超声信 号。超声信号从在声程中遇到的且处于测试对象103远侧的缺陷反射回来。探头系统102 接收这些反射回来的回波，将这些回波转换成电信号作为输入至MUX HDR Rx 104的RX IN。 在MUX HDR Rx 104产生所选择的各通道的数字化后的信号采样值时，数字逻辑装置105将 这些数字化后的信号采样值存储在数字存储装置106中。数字逻辑装置105将从选择通道 D 205d、通道C 205c、通道B 205b和通道A 20 所产生的各数字化后的信号分别顺次存储 在存储分区P1、P2、P3和P4中。现在参考图2，利用衰减放大器201和202以及增益放大器203和204将接收到的 RX IN信号随后衰减或放大不同的量。应当注意，应当将衰减放大器和增益放大器的组合理 解为示例性的。数字逻辑装置105通过设置MUX选择(MUX SELECT)控制，顺次选择要进行 数字化的通道。MUX 205优选使所选择的通道的信号通过将该信号放大诸如+6dB等的预定 值的内部放大器。优选利用低通(LP)抗混叠模拟滤波器206对MUX输出进行带宽限制，并 且优选利用差分驱动器207将该MUX输出从单端信号转换成差分信号，并且利用模拟数字 转换器(ADC) 208将该差分信号转换成数字化后的信号采样值(ADC数据(ADC DATA))。在
7已经经过充足的时间来接收、数字化并存储通常为回波响应信号的感兴趣测量事件之后， 所选择的通道的信号获取周期完成。应当注意，模拟数字转换器208可以包括按时分多路复用进行工作以分担对从四 个通道A、B、C和D抵达的模拟信号进行转换的负担的两个(或可能为更多个)不同的ADC， 这也落在本发明的范围内。例如，当ADC 208中的第一个ADC处理来自通道A的数据时，第 二个ADC(未示出)将会处理来自通道B的模拟信号，并且当(在短的延迟之后)ADC中的 第一个ADC处理来自通道C的数据时，第二个ADC将会处理来自通道D的信号。参考图3，由DLD 105来控制测量处理300。完整的测量处理300包括顺次启动的 获取周期(301、305、306和307)，随后是信号组合功能308以及可选地能够绘制为线性振幅 数据或对数振幅数据的结果信号309。应当注意，对于本发明的典型实施例，将混合使能功 能310设置为“否”以使图1的通道混合器10 不工作。结果，CH A获取周期307后面直 接跟随信号组合功能308，而非混合信号组合功能308a。在本发明中，后面说明与将混合使 能功能310设置为“是”相关的替代实施例。应当注意，当将探头系统102相对测试对象103大致静止放置时，对一个测量位置 进行一次测量处理300。测量处理300优选以CH D获取周期301开始。CH D获取周期301选择多路复用 器205的CH D 205d输入，触发发射器101，并将由此产生的CH D数字化后的信号采样值存 储在数字存储装置106的分区I(Pl)中。接着，CH C获取周期305选择多路复用器205的CH C 205c输入，触发超声发射器 101，并将由此产生的CH C数字化后的信号采样值存储在数字存储装置106的分区2(P2)中。接着，CH B信号获取周期306选择多路复用器205的CH B205b输入，触发超声 发射器101，并将由此产生的CH B数字化后的信号采样值存储在数字存储装置106的分区 3(P3)中。接着，CH A信号获取周期307选择多路复用器205的CH输入，触发超声 发射器101，并将由此产生的CH A数字化后的信号采样值存储在数字存储装置106的分区 4(P4)中。如果任意CH A信号采样点在获取处理307中饱和，则将相应的信号采样点标记 为饱和。然而，与其它通道的处理不同，信号组合功能308本次将使用该饱和数据，随后产 生结果信号309。最后，当将混合使能功能310设置为“否”时，信号组合功能308从数字化后的信 号采样值的相应存储分区中读取所有的数字化后的信号采样值，并且组合这些数字化后的 信号采样值以创建高动态范围的结果信号309。本发明的系统能够具有范围从使用最大的衰减放大器(CHA 205a)时未使ADC 208饱和的最大信号输入到信号增益最大的通道(CH D 205d)的分辨率或噪声限制的动 态范围测量灵敏度。在上限频率带宽为25MHz以上的情况下，该动态范围可以容易地超过 100dB。应当注意，可以将数字逻辑装置105针对通道A、B、C和D中的一个或多个通道检 测到的饱和(溢出)状态的指征存储在数字存储装置106的各存储分区内或数字逻辑装置 105内。可以使用该指征来选择或重建如上所述提供给输出单元107的输出数据。
在读取数字存储装置106期间，数字逻辑装置105设置系统增益。无需利用模拟 电路来调整系统增益。数字逻辑装置105还可以根据其它预定标准产生信号输出，以便呈 现可视的和/或分析用的输出数据。再次返回参考图1和2，为了确保低失真的最佳信号保真度，在MUX HDR Rx 104中 包含针对衰减放大器201和202以及增益放大器203和204的箝位装置10如。当选择通 道A、B或C时，将衰减放大器201和202以及增益放大器203的箝位电压阈值设置成使得 由此产生的输出略微超过ADC 208的有效输入范围的电平。箝位电路201a、202a、203a和 204a还限制向增益通道放大器的输入电压，以防止这些增益通道放大器进入饱和。由于一旦饱和则放大器需要大量的时间以返回至它们工作的线性区域，因此防止 这些组件饱和是重要的。通过防止放大器变得饱和，使A/D转换器处于溢出状态的时间长 度最小，由此使得可以尽快使用分辨率较高的输出数据。增益放大器203中的箝位电路还 用来在信号电平高于通道A即衰减放大器201的最大输入之前，不管输入信号电平如何，都 维持输入信号RXIN 108的输入阻抗恒定。如果没有维持恒定的输入阻抗，则输入信号将会 失真。本申请人认识到，由于增益放大器204借助于增益放大器203而与探头系统102 隔离，因此增益放大器204在其信号振幅工作范围内，不要求箝位电路20 维持探头系统 102的输入阻抗恒定。因此，如果需要提供诸如使功率较低或使电路复杂度较低等的其它益 处，则对于增益放大器203，可以使用替代的放大器电路结构。将多路复用器205的输出连接至频率响应微调和滤波器电路104b。使用频率响应 调整控制信号(未示出)来使通道A、B、C和D的频率响应尽可能接近匹配。这样确保了所 有感兴趣的信号频率尽可能接近同一增益。在本申请人的标题为ULTRAS ONIC FAULT DETECT IONSYSTEM USING A HIGH DYNAMIC RANGE ANALOG TODIGITAL CONVERSION SYSTEM(USPT0序列号为 11/489，889)的同 时待审的美国专利申请中，公开了与前述的箝位装置10 和频率微调装置104b相关的详 细方法。在此通过引用包含了申请11/489，889的全部内容。还通过引用包含了该申请的 图7中作为元件116、118和120所公开并示出的电路及其附图和相应的文本。除此之外， 通过引用包含了申请11/489，889的图8a中作为元件IllaUllb和113所公开并示出的电 路及其附图和相应的文本。本发明的(第二)实施例的“选择性通道平均化”的详细说明“选择性通道平均化”实施例通过在维持最佳实时性能的同时降低所获取的信号 噪声，来提高优选实施例的性能。现在参考图4，由DLD 105来控制测量处理400。对于该第二实施例，不允许执行 混合使能功能310，从而使处理步骤307的输出直接提供给处理步骤408。稍后在本发明中 说明与允许执行混合使能功能310相关的替代实施例。继续参考图4，应当注意，图4的步骤301、305、306、307和310进行与图3中相同 编号的步骤相同的功能。在整个测量处理400中，第二实施例特有的步骤是允许执行CH D 平均化402、CH D获取周期403、计算总和404、信号组合408和混合信号组合408a。参考图1，针对优选实施例和第二实施例这两者，当包括测量处理周期的所有的通 道获取完成时，DLD 105针对各采样索引点，从数字存储装置106中选择与未饱和的(溢出的)分辨率最高的通道相关联的采样数据，并将该采样数据提供给输出单元107。在离散 索引采样集中的所有采样值均饱和的情况下，将表示饱和信号的数据提供给输出单元107。 可以以线性振幅信号或对数振幅信号的形式提供发送至输出单元107的采样数据。输出单 元107优选是显示器和/或信号端口。此外，可以将由数字逻辑装置105针对通道A、B、C 和D中的一个或多个通道检测到的饱和状态的溢出指征存储在数字存储装置106的各个存 储分区内或数字逻辑装置105内。尽管对于本实施例，将测量处理400仅应用于信号增益最高的通道(CH D 205d)， 但如果需要，也可以将测量处理400应用于一个以上的通道。应当注意，当将探头系统102相对测试对象103大致静止放置时，对一个测量位置 进行一次测量处理300或400。测量处理400优选以CH D获取周期301开始。CH D获取周期301选择多路复用 器205上的CH D 205d输入，触发发射器101，并将由此产生的CH D数字化后的信号采样值 存储在数字存储装置106的分区I(Pl)中。如果允许执行CH D平均化402 ( S卩，η > 0)，则接着进入CH D获取周期403。CH D获取周期403选择多路复用器205上的CH D205d输入，触发发射器101，并将由此产生的 CH D数字化后的信号采样值存储在数字存储装置106的分区2(P2)中。使用分区2(P2)作 为平均化处理403和404用的暂时存储区(还被称为“便笺式存储区(scratchpad)”)。然后，计算总和404读取分区Pl和P2中存储的CH D信号，然后将这些信号相加 到一起，并将结果(总和)信号写回至Pl中。由此使得便笺式存储区P2可供再利用。针对所需要的各平均化周期执行数字逻辑处理403和404。例如，如果执行七(7) 次数字逻辑处理403和404，则将利用因数八(8)来对CH D进行平均。如果任意CH D信号 采样点在获取处理301或403中饱和，则在计算总和处理404中，将相应的信号总和采样点 标记为饱和。将该总和采样点标记为饱和，这样防止了信号组合功能408使用来自CH D的 任意饱和数据。当平均化处理结束或不允许执行平均化(即，η = 0)时，CH C获取处理305选择 多路复用器205上的CH C 205c输入，触发超声发射器101，并将由此产生的CH C数字化后 的信号采样值存储在数字存储装置106的分区2(P》中。接着，CH B获取周期306选择多路复用器205上的CH B205b输入，触发超声发射 器101，并将由此产生的CH B数字化后的信号采样值存储在数字存储装置106的分区3 (P3)中。接着，CH A获取周期307选择多路复用器205上的CH A205a输入，触发超声发射 器101，并将由此产生的CH A数字化后的信号采样值存储在数字存储装置106的分区4(P4) 中。如果任意CH A信号采样点在获取处理307中饱和，则将相应的信号采样点标记为饱和。 然而，与其它通道的处理不同，信号组合功能408这次将使用该饱和数据，随后产生结果信 号 409。最后，当将混合使能功能310设置为“否”时，信号组合408从数字化后的信号采 样值的相应存储分区中读取所有这些数字化后的信号采样值，并且数字地组合这些数字化 后的信号采样值以创建结果信号409。如果允许执行CH D平均化402(即，η >0)，则信号 组合处理408通过将分区I(Pl)中存储的离散信号采样振幅的最终CH D总和除以所需的平均量(即，n+1)，来完成该平均化处理。本发明的选择性通道平均化实施例具有范围从当使用最大衰减放大器(CH A 205a)时未使ADC 208饱和的最大信号输入到信号增益最大的通道(CH D 205d)的分辨率 或噪声限制的动态范围测量灵敏度。在上限频率带宽为25MHz以上的情况下，该动态范围 可以容易地超过100dB。在读取数字存储装置106期间，数字逻辑装置105设置系统增益。无需利用模拟 电路来调整系统增益。数字逻辑装置105还可以根据其它预定标准产生信号输出，以便呈 现可视的和/或分析用的输出数据。此外，还可以按线性标度或对数标度来提供输出数据。替代实施例的详细说明本领域技术人员应该认可以下根据优选实施例的设计变形例也落入本发明的范 围内。以下的替代实施例的详细说明重点在于本实施例相对于优选实施例改变的部分，并 且应当被理解为对优选实施例的补充。优诛棚秦口m 二棚列这赌白■代■棚列一个变形例是数字逻辑装置105能够可选地被设计成CHA、CH B、CH C和CH D的 获取周期的序列可以采用任何被认为适合的顺序。另一变形例是对各种情况使用被认为适合的除四个以外的不同数量的通道和相 应的增益通道。此外，可选地，还可以仅使用一个能够产生增益的范围的可调节放大器。又一替代设计涉及修改前述信号组合功能308。如上所述，在所有通道的获取周期 完成之后，利用DLD 105通过数字存储装置106检索信号采样值。作为该方法的替代，可以 在针对所有通道完成所有获取之前，在各获取之间的部分步骤中获取数字信号时组合这些
数字信号。对于与通道获取数据的混合有关的替代实施例，再一次参考图1、3和4。将混合功 能应用于来自共用(前面所述的)相同的采样索引点的相邻灵敏度通道的离散采样对。更 具体地，混合功能以混合和/或调整各数字输出的一部分的方式对数字存储装置106中的 相邻分区进行组合，其中使用各数字输出的一部分以避免数字输出的饱和(溢出)部分并 使复合数字信号的相位不连续和/或振幅不连续最小化。当将混合使能功能310设置为“是”时，使通道混合器10 工作，从而对于优选实 施例，使紧挨CH A获取周期307之后的下一步骤为信号混合组合308a，并且对于第二实施 例，使紧挨CH A获取周期307之后的下一步骤为信号混合组合408a。在本申请人的标题为SAMPLE ERROR MINIMIZATIONFOR HIGH DYNAMIC RANGE DIGITIZATION SYSTEMS (USPT0序列号为12/605,769)的同时待审的美国专利申请中，公开 了与前述的通道混合相关的详细方法。在此通过引用包含了该申请12/605，769的全部内 容。应当注意，本发明的图5中的元件504、506、508和510分别与申请12/605，769中的图 1、2、3和4相对应。通过引用包含了申请12/605，769的图1、2、3和4中所公开并示出的电 路以及相应的文本。使用混合处理对于当前所公开的顺次启动式HDR设计和并行HDR设计这两者而言 都是有效的。因而，如这里的图5所示(如在前述12/605，769专利申请中更充分公开的那 样)，输入电路502表示将数字存储装置106中所存储的来自通道A、B、C和D的数字输出信号输入至混合电路，其中，这些数字输出信号的一部分可以表示溢出状态。如图5所示， 输入电路502将其输出信号馈送至混合因数计算器504、混合减法器506、混合乘法器/加 法器508和混合汇编器510。将来自混合因数计算器504、混合减法器506和输入电路502 的输出提供给混合乘法器/加法器508，接着，混合乘法器/加法器508将其输出馈送至混 合汇编器510，混合汇编器510在产生最终输出512之前，还接收来自输入电路502的输入。应当注意，可以将本发明的顺次激励和其它教导应用于诸如本申请人的USPTO序 列号为11/489,889的同时待审的美国专利申请中所公开的类型等的采用一个以上的模拟 数字转换器的系统。仅与第二实施例有关的替代实施例返回参考图4，可选地，数字存储装置106可以被设计成使用能够更快速地处理平 均化处理403和404的高带宽数字存储装置。高带宽存储器能够被设计成利用提高的存储 带宽来实时计算算术加法，由此将数字逻辑处理403和404组合成单个状态。高带宽存储 装置能够消除对于计算平均化处理总和用的临时存储分区(便笺式存储区)的需要。另一变形例是可以可选地利用CH D和CH C的选择性平均化性能来设计数字逻 辑装置。由于噪声水平较低，通常不需要进行CH C平均化。另一变形例是可以可选地利用动态或手动适合于CH D和/或任意其它通道的选 择性平均化来设计数字逻辑装置。另一变形例是可以可选地利用独立状态下的CH D信号总和的算术除法来设计 数字逻辑装置。可以将该除法状态插入状态404、305、306、307和408之间的任意位置处。尽管已经针对本发明的特定典型实施例说明了本发明，但对于本领域技术人员而 言，许多其它的变形例和修改例以及其它用途将显而易见。因此，优选地，本发明并不受限 于该特定公开。例如，本发明的范围可以适用于采用单个元件、多个元件、以及超声(UT)阵 列探头、涡流(CT)阵列探头的各种NDT/NDI系统或者其它的NDT/NDI系统。
1权利要求
1.一种检验装置，用于检验测试对象，所述检验装置包括探头系统，用于激励所述测试对象以产生波响应，接收所述波响应并根据所述波响应 产生一系列相应的电信号；数字逻辑装置，用于触发发射器，以引发所述探头系统的一系列激励，从而在所述测试 对象的位置上产生一系列连续波，其中，所述探头系统或其它探头系统还用于接收一系列 波响应并产生一系列相应的电信号；接收器，其具有多个信号处理通道，其中各通道用于对所述电信号进行不同程度的缩 放，并且产生一系列相应的缩放信号；通道选择装置，用于在与激励相对应的连续获取周期内，选择来自处理通道的所述缩 放信号；至少一个模拟数字转换器，用于对所选择的缩放信号进行数字化，并根据数字化后的 缩放信号产生一系列数字化后的信号采样值；以及数字存储器，用于存储所述数字化后的信号采样值；其中，所述数字逻辑装置用于处理所述数字化后的信号采样值，以产生动态范围比所 述模拟数字转换器的动态范围高的复合信号输出。
2.根据权利要求1所述的检验装置，其特征在于，该位置处的缩放电信号中的连续缩 放电信号具有基本相同的波形。
3.根据权利要求1所述的检验装置，其特征在于，所述缩放信号处于从最大信号输入 到最小信号输入的设备灵敏度范围内。
4.根据权利要求1所述的检验装置，其特征在于，在一个相应的获取周期中分别执行 激励所述探头系统、接收信号、产生所述缩放信号、以及进行数字化并存储所述数字化后的 信号采样值。
5.根据权利要求1所述的检验装置，其特征在于，所述接收器还包括抗混叠滤波器。
6.根据权利要求1所述的检验装置，其特征在于，所述接收器还包括差分驱动器。
7.根据权利要求1所述的检验装置，其特征在于，还包括显示器，所述显示器用于按线 性振幅标度或对数振幅标度显示所述复合信号输出和/或其它的检验结果。
8.根据权利要求1所述的检验装置，其特征在于，所述数字存储器具有数字存储分区， 并且将各数字化后的信号采样值存储在相应的数字存储分区中。
9.根据权利要求8所述的检验装置，其特征在于，还包括由所述模拟数字转换器输出 的溢出指征和混合电路，所述混合电路连接所述数字化后的信号采样值并且连接所述数字 化后的信号采样值各自的溢出指征，并且所述混合电路用于根据所述溢出指征产生以混合 和/或调整各数字化后的信号采样值的至少一部分的方式组合所述数字化后的信号采样 值的所述复合信号输出，其中，使用各数字化后的信号采样值的所述至少一部分以使所述 复合信号输出的相位不连续和/或振幅不连续最小化。
10.根据权利要求9所述的检验装置，其特征在于，所述混合电路包括混合因数计算器，用于响应于所述溢出指征和所述数字化后的信号采样值，计算所述 数字存储分区中的相邻分区各自的混合因数；混合减法器，用于产生与所述相邻分区相对应的信号差；以及混合乘法器和加法电路，用于响应于所述信号差和所述混合因数来产生所述相邻分区各自的缩放混合信号。
11.根据权利要求10所述的检验装置，其特征在于，所述混合电路还包括响应于所述 溢出指征和所述缩放混合信号来产生所述复合信号输出的混合汇编器电路。
12.根据权利要求1所述的检验装置，其特征在于，所述复合信号输出是以线性信号的 形式而提供的。
13.根据权利要求1所述的检验装置，其特征在于，所述复合信号输出是被作为对数振 幅信号而提供的。
14.根据权利要求1所述的检验装置，其特征在于，在上限频率带宽为25MHz以上的情 况下，以超过IOOdB的动态范围提供所述复合信号输出。
15.根据权利要求1所述的检验装置，其特征在于，还包括箝位电路，所述箝位电路电 接入所述探头系统和所述模拟数字转换器之间，并用于使低失真的信号保真度最优化。
16.根据权利要求1所述的检验装置，其特征在于，还包括频率微调电路，所述频率微 调电路接入多路复用器和所述模拟数字转换器之间，并用于针对所述多个信号处理通道获 取匹配的频率响应。
17.根据权利要求1所述的检验装置，其特征在于，所述探头系统包括第一探头组件， 用于激励所述测试对象；以及第二探头组件，用于接收所述波响应并用于产生一系列相应 的电信号。
18.根据权利要求1所述的检验装置，其特征在于，所述探头系统是声探头系统。
19.根据权利要求1所述的检验装置，其特征在于，所述探头系统属于在所述测试对象 中产生涡流的类型。
全文摘要
本发明涉及一种用于进行对象的超声检验的顺次启动式高动态范围NDT/NDI检验装置。该检验装置在对对象的一次测量期间，触发探头系统的一系列激励并接收从该对象反射的一系列基本相同的回波信号，并进一步对各回波信号进行不同程度的缩放，以增大并扩展回波信号的动态范围。然后，使用A/D转换器，以无需使用多个A/D转换器和相关联的滤波器的方式顺次对缩放信号进行数字化。然后，组合数字化后的信号采样值，从而以未溢出并且具有期望分辨率的方式产生单个数字输出。
文档编号G01N29/04GK102109497SQ20101057831
公开日2011年6月29日 申请日期2010年12月2日 优先权日2009年12月2日
发明者安德鲁·托马斯 申请人:奥林巴斯Ndt公司