专利名称：电力检测系统的制作方法
电力检测系统技术领域
本公开内容涉及电力检测系统，其检测供给到供电对象的电力量。
背景技术：
由蓄电池运行的现有移动设备(诸如笔记本电脑或手机等)由于剩余电池电量不足(电池耗尽)而变得不能运行。为了避免这种情况，提出了通过将从电源供给到内置在移动设备中的蓄电池的电力量与该移动设备所消耗的电力量进行比较以检测移动设备的剩余电池电量(例如，JP2006-184035A)。
蓄电池也安装在诸如汽车等车辆中，以当启动车辆的发动机时或者当发电机(交流发电机)的发电量不足时供给电力。近来需要即使当点火开关关闭且发动机未运行时也从蓄电池向车载电气设备输出电力。作为这样的车辆电气设备的一个示例，当车辆被盗时，诸如数据通信模块(DCM)等通信设备需要持续的电力供给以执行其追踪功能。
当电池由于在发动机处于停止的情况下持续向车载电气设备供给电力而耗尽时，即使需要重新启动发动机，发动机偶尔也不能重新启动。因此，期望在发动机处于停止时能够检测蓄电池的剩余电量。
为了检测移动设备的剩余电池电量，由于通过将供给到电池的电力与电气设备所消耗的电力进行比较来检测剩余电池电量，所以需要复杂的检测电路配置。在车辆的发动机处于停止时检测剩余电池电量的情况下，期望简化电路配置并降低功耗。发明内容
因此，本发明的目的是提供一种电力检测系统，能够以简单配置减小功耗。
根据电力检测系统的一个方面，设置了检测电阻器、积分部件、比较部件、放电部件和电力控制部件。所述检 测电阻器设置在通向监测对象的电力供给路径中。所述积分部件包括电容性元件，并通过对应于检测电流的充电电流对所述电容性元件进行充电，所述检测电流对应于在所述检测电阻器中流动的电流。所述比较部件输出检测信号，所述检测信号基于对应于所述电容性元件的充电电压的积分值而变化。当所述积分值变得大于预定第一基准值和小于预定第二基准值时，所述检测信号分别地变为第一信号电平和第二信号电平。所述放电部件在所述检测信号处于所述预定第一信号电平和处于所述预定第二信号电平的时候，分别地对所述电容性元件进行放电和停止所述电容性元件的放电。所述电力控制部件基于计数边沿的结果来确定所述监测对象的电力的估计值，所述检测信号的信号电平在所述边沿处发生变化。
根据参照附图做出的以下详细描述，上述和其它目的、特征和优点将变得更加明显。在附图中:
图1是示出根据一个实施例的电力检测系统的电路图2是分别示出积分电路、比较电路、阈值切换(Change-over)开关和放电切换开关的示例性运行(a)至(d)的时序图3是示出在本实施例中执行的电力供给控制处理的流程图4是示出在本实施例中执行的偏移测量处理的流程图；以及
图5是示出根据本实施例的输出脉冲频率关于供给的电力的特性图。
具体实施方式
以下将会参照附图中所示的一个实施例描述电力检测系统。
〈整体配置〉
首先参照图1，给监测和检测从车载蓄电池BATl供给到车载数据通信模块(DCM)20的电力的装置提供电力检测系统1，DCM20具有与外部通信设备(未示出)无线通信的功能。DCM20应用于电力从电池BATl通过包括DC/DC转换器(未示出)的电源电路10所供给到的系统。
电力检测系统I包括检测电阻器R1、积分电路30、比较电路50和控制电路70。检测电阻器Rl设置在连接电源电路10和DCM20的电力供给路径中。积分电路30输出与检测电流的积分值相对应的积分输出电压Vol，检测电流对应于在检测电阻器Rl中流动的电流。比较电路50输出比较信号Vo2，比较信号Vo2基于积分输出电压Vol的值而改变为高电平和低电平之一。控制电路70输出设定积分电路30的运行模式设定信号MS和停止电力从电源电路10供给到DCM20的电力停止信号PS。
〈比较电路〉
在比较电路50中，提供第二运算放大器0P2，以通过在其反相输入端子(_)接收积分输出电压Vol且在其非反相输入端子(+ )接收预定阈值电压Vth而运行为比较器。
在比较电路50中，阈值切换开关SW3基于比较信号Vo2而选择预定第一阈值电压Vthl和预定第二阈值电压Vth2中的任一个,并且输出所选择的作为阈值电压Vth。第一阈值电压Vthl设定为小于第二阈值电压Vth2。
因此，比较信号Vo2在积分输出电压Vol大于和小于阈值电压Vth时分别地取低电平和高电平。阈值切换开关SW3在比较信号Vo2处于低电平和高电平时分别地配置为选择第一阈值电压Vthl和第二阈值电压Vth2。
〈积分电路〉·
在积分电路30中，积分器35包括第一运算放大器OPl，其通过经由电流变换电阻器R2供给到反相输入端子的电流，对连接在反相输入端子与其输出端子之间电容器Cl进行充电。
在积分电路30中，放电开关SW2的一端通过电阻器R5连接到第一运算放大器OPl的反相输入端子，且其另一端连接到地。放电开关SW2可根据比较信号Vo2而切换到导通状态或截止状态。在积分电路30中，电压产生电路40配置为产生基准电压Vref，基准电压Vref供给到第一运算放大器OPl的非反相输入端子。
电压产生电路40包括分压器电路45和切换开关SWl。分压器电路45对施加于其上的输入电压进行分压。切换开关SWl根据施加于其上的运行模式设定信号MS而切换到检测电阻器Rl的电源电路10侧和检测电阻器Rl的DCM20侧中的任一个。
分压器电路45由串联连接的电阻器R3和R4形成。电阻器R3与R4之间接头连接到第一运算放大器OPl的非反相输入端子。施加到分压器电路45的电压由电阻R3和R4分压成分压电压。将该分压电压作为基准电压Vref而施加到第一运算放大器OPl的非反相输入端子。
在如上所述配置的积分电路30中，相对于作为基准的运算放大器OPl的输出端子，在电容器Cl两端的电容器Cl的端子电压Vc由下面的等式(I)表示。在这个等式(I)中，Cl表示电容器Cl的电容，Ic表示在电流变换电阻器R2中流动的充电电流。
Vc=(l/Cl) X / Ic dt...(I)
基于运算放大器的特性(虚短路)，由下面的等式(2)表示积分输出电压Vol。
Vol=Vref-Vc...(2)
S卩，电容器Cl的端子电压Vc表示充电电流Ic的积分值。积分输出电压Vol随着积分值(端子电压Vc)的增大而从基准电压Vref开始减小。
基准电压Vref和充电电流Ic分别由下面的等式(3)和(4)表示。在这些等式中，VD表示在检测电阻器Rl的电力供给侧或电源电路10侧的电压，VM表示在检测电阻器Rl的DCM20侧的电压，VS表示切换开关SWl的输出侧的电压(即，VD或VM)。另外，K表示电阻器R3和R4的电压分压比，其为R3/(R3+R4)。
Vref=KXVS...(3)
Ic= (VD-Vref)/R2...(4)
= {(1-K) X VD} /R2,(如果 VS=VD)...(4a)
= (VD-K X VM) /R2,(如果 VS=VM)...(4b)
S卩，充电电流Ic的大小对应于检测电阻器Rl的两端的电压差，即，对应于在检测电阻器Rl中流动的检测电流。
在第一运算放大器OPl的输入偏移电压(offset voltage) Voff不可忽略的情况下，充电电流Ic由替代等式(4)的下面的等式(5)表示。
Ic= (VD-Vref+Voff) /R2...(5)
= {(1-K) X VD+Voff} /R2,(如果 VS=VD)...(5a)
= (VD-K X VM+Voff) /R2,(如果 VS=VM)...(5b)
<积分电路和比较电路的运行>
图2中示出了电力检测系统I中的各个部件的运行。在该图中，(a)、(b)、(C)和(d)分别不出积分输出电压Vol、比较信号V o2、阈值切换开关SW3的开关状态和放电开关SW2的开关状态。
<正常运行模式>
首先假定，切换开关SWl选择检测电阻器Rl的DCM20侧，即VS=VM。这被称为正常运行模式。
在时间t0时，比较信号Vo2处于低电平，阈值电压Vth被设定为第一阈值电压Vthl，放电开关SW2被设定为截止状态，从而积分器35执行其积分运算。因此，积分输出电压Vol以对应于充电电流Ic (即检测电流)的大小的速率减小。
在时间tl时，积分输出电压Vol减小到第一阈值电压Vthl (VoKVthl)，S卩，虽然未示出，但是电容器Cl的端子电压Vc变得大于预定的第一基准值。此时，比较信号Vo2变化到高电平。响应于高电平比较信号Vo2，阈值切换开关SW3变化到第二阈值电压Vth2侧，放电开关SW2变化到导通状态。结果，通过积分存储在电容器Cl中的电荷经由电阻器R5而放电到地，且电容器Cl的端子电压Vc减小。根据等式(1)，积分输出电压Vol增大。
在时间t2时，积分输出电压Vol增大到第二阈值电压Vth2(Vol>Vth2时)，即，虽然未示出，但是电容器Cl的端子电压Vc变得小于预定的第二基准值。此时，比较信号Vo2变化到低电平。响应于该低电平比较信号Vo2，阈值切换开关SW3变化到第一阈值电压Vthl，并且放电开关SW2变化到截止状态。结果，电容器Cl进行充电，积分输出电压Vol以对应于电流Ic的大小的速率减小。
此后重复类似运行。如图2中的(a)所示，积分输出电压Vol由此以三角或锯齿波形在第一阈值电压Vthl与第二阈值电压Vth2之间增大和减小。如图2中的(b)所示，在积分输出电压Vol从第一阈值电压Vthl增大到第二阈值电压Vth2的时候(S卩，电容器Cl的电荷被放电的时候)，比较信号Vo2处于高电平H。在积分输出电压Vol从第二阈值电压Vth2减小到第 一阈值电压Vthl的时候(B卩，电容器Cl被充电的时候)，比较信号Vo2处于低电平L。因此，比较信号Vo2是导致交替的充电和放电的脉冲信号。
如果在检测电阻器Rl中流动的电流是常数且不变，即，DCM20的功耗是常数，则脉冲产生的脉冲间隔T不变，该脉冲产生输出脉冲作为比较信号Vo2。在两个高电平脉冲之间的间隔T (脉冲间隔T)随着DCM20的功耗的增大和减小而分别地减小和增大。
即，可以通过测量控制电路70在预定时间间隔内产生的脉冲数来估计DCM20中的功耗的总量。
<偏移测量模式>
接着假定切换开关SWl选择检测电阻器Rl的电源电路10侧。这被称为偏移测量模式。
即，偏移测量模式对应于检测电阻器Rl中没有电流流动的情况(静止状态)。在此时流动的充电电流Ic称为偏移电流1ff。该偏移电流1ff的大小由等式(5a)来表示。
这里假定电压产生电路40中未设置分压器电路45。在这种情况下，在K=I时，偏移电流1ff由下面的等式表示。
1ff=Voff/R2...(6)
由于输入偏移电压Voff与检测电阻器Rl的电源电路10侧的电压VD相比是极小的值，所以在电压产生电路40没有分压器电路的情况下，电容器Cl需要很长的时间周期来充电。结果，脉冲间隔T变得更长。
由于在电压产生电路40具有分压器电路45的情况下可以利用分压比K (0〈K〈1)任意设定偏移电流1ff的大小，所以可以缩短比较信号Vo2的脉冲间隔T以及从而控制电路70检测偏移电流1ff所需的时间周期。
确定电容器Cl的放电时间周期的偏移电流1ff的大小和参数(分压比K、电容器Cl的电容Cl、电流变换电阻器R2和电阻器R5)的大小可以设定为确保控制电路70进行处理所需的精度的大小。
<控制电路>
控制电路70通常由微型计算机形成，该微型计算机包括CPU、ROM、RAM、闪速存储器、定时器等。控制电路70包括至少两个自启动(self-running)定时器，其对应于系统时钟而运行。该定时器被称为时间计数器。
CPU配置成由比较信号Vo2中断。当CPU被中断时，其至少执行中断处理和电力供给控制处理。CPU在中断处理中将边沿检测标记F设定为F=l。在电力供给控制处理中，CPU基于在边沿检测标记F的状态(I或O)的基础上估计的供给到DCM20的电力量的结果来控制DCM20的电力供给状态。
<电力供给控制处理>
将会参照图3中所示的流程图来描述电力供给控制处理。当驾驶员执行预定操作来停止发动机时，开始电力供给控制处理。
在步骤110时(以下将步骤简单地表示为S)，执行初始化来对用于该处理的各个参数进行初始化。具体而言，将表示比较信号Vo2中产生的脉冲数的脉冲计数数N(通过中断处理将边沿检测标记F设定为I的数目)以及两个时间计数器(经过的时间)的时间计数值Pl和P2复位为零(N — O、Pl — O、P2 — O)。此外，检索在ROM中存储为预定常数的测量基准时间周期Tref、偏移重新测量时间周期TiOfs和脉冲上限限值Nth。
在S120时，执行偏移测量处理，由此根据没有检测电流流动时检测到的比较信号Vo2计算偏移脉冲产生频率Fofs。频率Fofs表示在测量基准时间周期Tref内产生脉冲的次数。
在S130时，检查所经过的时间周期Pl是否等于或长于测量基准时间周期Tref。当确定所经过的时间周期Pl等于或长于测量基准时间周期Tref时(S130:是)，则更新脉冲计数数N，并将所经过的时间周期Pl复位为零。在更新脉冲计数数N中，将脉冲计数数N设定为通过从脉冲计数数N中减去偏移脉冲产生频率Fofs而确定的值。S卩，在每个测量基准时间周期Tref，脉冲计数数N由偏移脉冲产生频率Fofs校正。
在S150时，检查脉冲计数数N是否大于脉冲上限值Nth。当在S150时确定脉冲计数数N小于脉冲上限值Nth (S150:否)或在S130时确定所经过的时间周期Pl短于测量基准时间周期Tref (S130:否)时，执行S160。
在S160时，检查所经过的时间周期P2是否等于或长于偏移重新测量时间周期Trofs。当确定所经过的时间P2短于偏移重新测量时间周期Trofs时(S160:否)，执行S180。当确定所经过的时间周期P2等于或长于重新测量时间周期Trofs时(S160:是)，在S170时将所经过的时间周期P2复位为零。同时，以与S120类似的方式执行偏移测量处理，然后执行S180。即，在每个偏移重新测量时间周期TiOfs更新偏移量脉冲产生频率Fofs。
在S180时，检查是否满足电力测量完成条件。该电力测量完成条件至少包括发动机处于运行中。当未满足电力测量完成条件时，即，发动机持续停止(S180:否)，在S190时检查是否设定了边沿检测标记F (F=I)0
当在S190时确定边沿检测标记F未设定时(S190:否)，再次执行S130。当确定设定了边沿检测标记F时(S190:是)，在S210时增大脉冲计数数N，在随后是S130的S220时将边沿检测标记F复位为零。
当在S150时确定脉冲计数数N大于脉冲上限值Nth时(S150:是)或在S180时确定满足电力测量完成条件时(S180:是)，执行S230。
在S2 30时，产生电力停止信号PS以停止电源电路10到DCM20的电力供给。在S230之后，电力供给控制处理结束。在该处理中，从发动机停止时到满足电力测量完成条件时(在本实施例中发动机起动)，重复S130到S220的一系列处理。因此，监测比较信号Vo2所检测的脉冲计数数N是否超过脉冲上限值Nth。当脉冲计数数N超过脉冲上限值Nth时，输出电力停止信号PS，从而停止电源电路10的电力供给。
<偏移测量处理>
将参照图4中所示的流程图详细描述在S120和S170时执行的偏移测量处理。
当该处理开始时，在S310时，输出运行模式设定信号MS，并将切换开关SWl切换到偏移测量模式。在S320时，由比较信号Vo2产生的对CPU的中断之间的间隔由定时器来测量。该间隔被称为偏移脉冲时间周期Tofs。
在S330时，可以基于在S320时测量的偏移脉冲时间周期Tofs来计算偏移脉冲产生频率Fofs。该频率Fofs表示在测量基准时间周期Tref内产生脉冲的频繁程度。偏移脉冲产生频率Fofs由下面的等式表示。
Fofs=Tref/Tofs...(7)
在S340时，输出运行模式设定信号MS来切换切换开关SW1，以建立正常测量模式。即，在该处理中计算的偏移脉冲产生频率Fofs表示由偏移电流1ff的影响造成的误差，并且该误差出现在测量基准时间周期Tref期间供给到DCM20的电力的估计值中。
应当注意如果运算放大器OPl是没有偏移电压理想运算放大器，则如图5中的实线所示当没有电力供给到DCM20时没有电流流到运算放大器0P1。但实际上，运算放大器OPl具有偏移电压，其通常是约数百微伏(μ V)到数毫伏(mV)的较小值。出于这个原因，如图5中的双点画线所示，即使当没有电力供给到DCM20时，电容器Cl也被输入偏移电压充电。结果，当电力为零时，比较电路50 的脉冲产生频率(输出脉冲频率)不为零。
然而，在本实施例中，如图5中所示计算偏移脉冲产生频率FofS，并将该偏移脉冲产生频率Fofs用于消除图5中虚线所示的输出脉冲频率的偏移电压的影响。另外，由于通过使用分压器电路45的分压电压作为基准电压(其可以设定为大于实际输入偏移电压)来计算偏移脉冲产生频率FofS，所以电容器Cl可以由大于对应于输入偏移电压的电流的电流来进行充电。结果，脉冲产生频率增大，并从而可以在较短的时间周期内计算脉冲产生频率。
< 优点 >
如上所述，根据本实施例的电力检测系统I，基于表不比较信号Vo2中产生的脉冲数的脉冲计数数N来检测供给到DCM20的电力的估计值。由于由此检测了供给到DCM20的电力，所以该配置可以比常规系统更简化，并可以减小电力检测系统I的功耗。
另外，当发动机停止期间从车载电池供给到DCM20的电力的估计值超过预定脉冲上限值Nth时，输出电力停止信号PS。因此，能够避免过量的电力从电池BATl供给到DCM20。结果，可以保护电池BATl耗尽。
更进一步地,从当电力供给到DCM20时计数的脉冲计数数N减去偏移脉冲产生频率Fofs。通过这种校正，可以降低输入偏移电压Voff的影响。另外，可以在较短时间周期内确定偏移脉冲产生频率Fofs。
在上述实施例中，应当注意电源电路10、DCM20、电容器Cl、积分器35、比较电路50、放电开关SW2和控制电路70分别对应于电源、监测对象、电容性元件、积分部件、比较部件、放电部件和电力控制部件。另外，分压器电路45和切换开关SWl分别对应于电压分压部件和电压分压切换部件。
比较信号Vo2、比较信号Vo2的高电平和比较信号Vo2的低电平分别对应于检测信号、第一信号电平和第二信号电平。
电容器Cl的端子电压Vc对应于电容性元件的充电电压和积分值。积分输出电压Vol随着充电电流Ic的积分值(即，电容器Cl的端子电压Vc)的增大而减小。当积分输出电压Vol减小时穿过的第一阈值电压Vthl对应于第一基准值。当积分输出电压Vol增大时穿过的第二阈值电压Vth2对应于第二基准值。
脉冲计数数N对应于计数检测信号的信号电平变化的边沿的结果以及供给到监测对象的电力的估计值。当脉冲计数数N增大时超过的脉冲上限值Nth对应于基准电力。
控制电路70形成电力控制部件和偏移电力计算部件。图3中的电力供给控制处理对应于作为电力控制部件的功能的处理。图4中的偏移测量处理对应于作为偏移电力计算部件的功能的处理。
[其它实施例]
上述实施例可以做出如下修改。
(a)虽然在发动机未运行的同时更新偏移脉冲产生频率Fofs，但是电力检测系统I可以配置为通过使用预先测量的偏移脉冲产生频率Fofs的存储值来确定供给到DCM (监测对象)的电力的估计值。
(b)虽然假设电力从电池BATl供给到DCM (B卩，在电池BATl的放电方向上)而确定电力的估计值，但是通过假设电池是由外部电源充电的监测对象，电力检测系统I可以配置为基于来自外部电源的充电电流来确定关于电力供给到电池的方向的电力的估计值，即，关于对电池进行充电的方向。利用这样的配置，保护电池充电过度。
(C)虽然假设DCM是监测对象，但是监测对象可以是除DCM以外的任何设备。作为监测设备的设备数可以是多个。
(d)虽然电源电路10配置为与电力检测系统I分离的单元，但是电源电路10可以与电力检测系统I一体地形成。
(e)虽然电力检测系 统I安装在车辆中，但是电力检测系统I可以用于使用蓄电池的任何其它系统。
权利要求
1.一种电力检测系统，包括: 检测电阻器(R1)，设置在通向监测对象(DCM)的电力供给路径中； 积分部件(35)，包括电容性元件(Cl )，并通过对应于检测电流的充电电流对所述电容性元件进行充电，所述检测电流对应于在所述检测电阻器中流动的电流； 比较部件(50)，用于输出检测信号，所述检测信号基于对应于所述电容性元件的充电电压的积分值而变化，当所述积分值变得大于预定第一基准值和小于预定第二基准值时，所述检测信号分别地变为第一信号电平和第二信号电平； 放电部件(SW2)，用于在所述检测信号处于所述预定第一信号电平和处于所述预定第二信号电平的时候，分别地对所述电容性元件进行放电和停止所述电容性元件的放电； 电力控制部件(70)，用于基于计数边沿的结果来确定所述监测对象的电力的估计值，在所述边沿处所述检测信号的信号电平发生变化。
2.根据权利要求1所述的电力检测系统，其中: 当所述估计值超过预定基准电力时，所述电力控制部件(70)输出停止对所述监测对象的电力供给的电力停止信号。
3.根据权利要求1或2所述的电力检测系统，其中: 所述积分部件(35)包括电流变换电阻器(35)和具有反相输入端子和非反相输入端子的运算放大器(OP1)，所述电容性元件连接在所述反相输入端子与所述非反相输入端子之间，所述反相输入端子通过所述电流变换电阻器连接到所述检测电阻器的电力供给侧，所述非反相输入端子接收与所述检测电阻器的监测对象侧的电压相对应的基准电压。
4.根据权利要求3所述的电力检测系统，还包括: 电压分压部件(40)，用于通过对所述检测电阻器的所述监测对象侧的电压进行分压来产生作为所述基准电压的分压电压。
5.根据权利要求4所述的电力检测系统，还包括: 电压分压切换部件(SW1)，可切换地将所述检测电阻器的电力供给侧上的电压和所述分压电压中的任一个施加到所述非反相输入端子侧。
6.根据权利要求5所述的电力检测系统，其中: 所述电力控制部件(70)包括偏移电力计算部件(70)； 当将所述检测电阻器的所 述电力供给侧上的电压通过所述电压分压切换部件的切换操作而施加到所述非反相输入端子时，所述偏移电力计算部件(70 )计算根据所述检测信号的时间周期估计的电力作为偏移电力；并且 当将所述分压电压通过所述电压分压切换部件的所述切换操作而施加到所述非反相输入端子时，所述偏移电力计算部件(70)通过从基于所述检测信号的所述时间周期估计的电力中减去所述偏移电力来计算所述估计值。
全文摘要
本发明公开了一种电力检测系统。积分电路(35)由与检测电阻器(R1)中流动的电流相对应的充电电流来对电容器(C1)进行充电，检测电阻器(R1)设置在延伸到DCM(20)的电力供给路径中。比较电路(50)输出比较信号(Vo2)，比较信号(Vo2)根据与电容器(C1)的充电电压相对应的积分值而改变到高电平和低电平中的一个。当比较信号(Vo2)处于高电平和低电平时，放电开关(SW2)分别地对电容器(C1)进行放电和停止电容器(C1)的放电。控制电路(70)基于边沿的计数来确定从电池(BAT1)供给到DCM(20)的电力的估计值，检测信号的信号电平在所述边沿处发生变化。
文档编号G01R31/36GK103245918SQ20131003286
公开日2013年8月14日 申请日期2013年1月28日 优先权日2012年2月2日
发明者石原俊郎 申请人:株式会社电装