脉冲电流检测的制作方法
【专利摘要】提供了用于检测电流的系统和方法。电流源配置为生成电流并且脉冲检测使能信号被生成。根据检测使能信号对跨电阻检测机构的检测电压进行采样，其中检测电压代表电流的度量。系统包括电流源和电流检测单元。电流源配置为生成电流。电流检测单元耦连到电流源并且配置为生成脉冲检测使能信号并且根据脉冲检测使能信号对跨电阻检测机构的检测电压进行采样。
【专利说明】脉冲电流检测
【技术领域】
[0001]本发明涉及调节器(regulator)电路,并且更具体地,涉及检测(sensing)电流。【背景技术】
[0002]在高性能数字系统中使用的、诸如微处理器和图形处理器的常规设备可基于处理的工作量而具有变化的电流需求。例如，当逻辑块在停顿之后重启时或当新请求发起诸如新图像的生成的大计算时，电流需求可能显著增加。相反，当逻辑块成为空闲时电流需求可能显著减少。当电流需求增加并且没有充足的功率时，提供到设备的供电电压可能掉到临界电压电平之下，潜在地使设备无法正确运行。当电流需求减少并且提供到设备的供电电压上升到临界电压电平之上时，设备内的电路可能无法正确运行并甚至可能遭到破坏。
[0003]常规的多相切换调节器是在供电电源和设备之间相接的电功率转换设备，对设备提供电流并对电流需求的改变做出响应以维持供电电压电平。然而，常规多相切换调节器依靠大电感器用于电压转换，并且大 电感器限制了常规多相切换调节器对电流需求中的显著改变(即电流瞬变)做出快速响应的能力。典型的30A相位的常规多相切换调节器可使用0.5μ H的电感器用于电压转换。电流响应被限制在也/也=￥/1，对于￥=11￥(将12V输入降到IV供电电压电平)和L=0.5yH，得到22A/ys。提供到设备的电流增加IOA将要求至少500ns。此外，脉冲宽度调制切换操作的同步将使常规多相切换调节器的电流响应时间增加若干微秒。当设备的时钟周期小于电流响应时间时，设备可能无法正确运行。500MHz的时钟具有2ns的周期，所以在500ns的电流响应时间期间可出现数百个时钟周期。
[0004]因此，存在对改进电压电平的调节和/或与现有技术相关联的其他问题的需求。
【发明内容】
[0005]提供了用于检测电流的系统和方法。电流源配置为生成电流并且脉冲检测使能信号被生成。根据检测使能信号对跨电阻检测机构的检测电压进行采样，其中检测电压代表电流的度量。系统包括电流源和电流检测单元。电流源配置为生成电流。电流检测单元耦连到电流源并且配置为生成脉冲检测使能信号并且根据脉冲检测使能信号对跨电阻检测机构的检测电压进行采样。
【专利附图】
【附图说明】
[0006]图1A示出根据一个实施例的电功率转换系统，其包括实现为具有单个电感器的电流停泊(current-parking)切换调节器的电功率转换设备；
[0007]图1B示出根据一个实施例的、包括多个电功率转换设备的多相切换调节器；
[0008]图1C示出根据一个实施例的、具有分立(split)电感器的电流停泊切换调节器；
[0009]图2示出根据一个实施例的、用于提供到负载的电流的脉冲采样的方法的流程图；
[0010]图3A示出根据一个实施例的电流停泊切换调节器；[0011]图3B示出根据一个实施例的、控制提供到图3A中示出的电流停泊切换调节器的负载的电流的生成和采样的波形；
[0012]图3C示出根据一个实施例的、控制信号和电流的生成和采样的波形，所述信号调节图3A所示的电流停泊切换调节器的负载处的电压电平；
[0013]图3D示出根据一个实施例的电流检测单元；
[0014]图3E示出根据一个实施例的另一个电流检测单元；
[0015]图3F示出根据一个实施例的共栅(common-gate)比较器；
[0016]图4A示出根据一个实施例的、图3A中示出的电流停泊切换调节器的上游控制器；
[0017]图4B示出根据一个实施例的、控制提供到图3A和4A中示出的电流停泊切换调节器的负载的电流的生成和采样的波形；
[0018]图4C示出根据一个实施例的、用于基于对提供到负载的电流的脉冲检测来控制所生成的电流的方法的流程图；
[0019]图4D示出根据一个实施例的系统，所述系统包括驱动使用共享的电流源和电流检测单元的两个负载的电流停泊切换调节器；
[0020]图5A示出根据一个实施例的、用于调节提供到负载的电压电平的方法的流程图；
[0021]图5B示出根据一个实施例的、由电流停泊切换调节器所生成的波形；
[0022]图5C示出根据一个实施例的、系统内的电流停泊切换调节器的示图；以及
[0023]图6示出例示性系统，其中可实现各先前实施例的各架构和/或功能性。
【具体实施方式】
[0024]电功率转换设备将期望的输出电压电平提供到负载，诸如设备。电功率转换设备将从电源(例如电池或主电源)所接收的功率转换到被提供到负载的供电电压电平。使用电感器将附加电流传递到负载并采用对流过电感器的平均电流进行调制的切换机构调节输出电压电平。电容器耦连在负载和接地之间以存储任何过剩电流(被提供通过电感器的电流和传递到负载的电流之间的差)。
[0025]图1A示出根据一个实施例的电功率转换系统100，其包括实现为具有单个电感器LI的电流停泊切换调节器的电功率转换设备120。电功率转换设备120可以是多相切换调节器的一个相，如图1B所示。电功率转换设备120配置为通过对从电源108所接收的功率进行转换来在负载110处提供期望的输出电压电平(')。电功率转换设备120包括电流控制机构和电压控制机构。电流控制机构耦连到电源108和控制器105，并且可操作为控制流过电感器LI的电流Iu的平均值并确保跨多相切换调节器的多个相提供最小电流。例如，如所示，电流控制机构可包括一个或多个第一切换机构Ml和一个或多个第二切换机构M2。切换机构Ml和M2每个可包括例如N型功率金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)和/或其他切换机构。虽然为了易于理解而示出单个切换机构Ml和M2，但将理解的是，可并行连接多个切换机构Ml和M2以增加电流容量、减少传导损耗等。
[0026]控制器105配置为将一个或多个控制信号应用到切换机构Ml和M2。例如，控制器105可配置为生成脉冲宽度调制(PWM)信号或脉冲频率调制(PFM)信号、PWM和PFM的组合、和/或不同控制信号以根据占空因数选择性地使能切换机构Ml和M2。无论具体配置如何，控制器105配置为提供控制信号使得切换机构Ml和M2不被并发地使能(即打开)。换句话说，一次仅切换机构Ml和M2中的一个被使能。并发地使能切换机构Ml和M2以在电源108的供电和接地之间提供直接路径，从而潜在地损坏电功率转换设备120和/或负载110和/或产生不合需要的高功率使用。
[0027]与常规电功率转换设备相反，电功率转换设备120除电流控制机构以外包括电压控制机构。电压控制机构耦连在电流控制机构(处于电感器LI的下游末端)和负载110之间并可操作为控制八。电流控制机构配置为生成“停泊”在电感器LI中的电流Iu。电压控制机构可操作为控制传递到电容器Cl的电感器电流Iu的量。这样，电压控制机构包括一个或多个切换机构M3和一个或多个切换机构M4。切换机构M3和M4每个可包括例如N型平面金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)和/或其他切换机构。虽然为了易于理解而示出单个切换机构M3和M4，但将理解的是，可并行连接多个切换机构M3和M4以增加电流容量、减少传导损耗等。
[0028]常规电功率转换设备不包括切换机构M3和M4，所以电感器LI将代替地直接耦连到电容器Cl和负载110。流过电感器LI并且不被负载110所消耗的任何过剩电流在电容器Cl上累积，并且由负载110所汲取的、超过由电感器LI所提供的电流的任何电流由电容器Cl来提供。电感器LI抵制电流的改变，从而防止当负载110的电流需求增加时在电感器LI中存储的能量全部立即释放到负载110。电感器的该属性与电容器Cl的存储能力一起使'在稳态运行期间(即当负载110的电流需求相对恒定时)能够足够稳定。然而，在'中存在一些“脉动(ripple)”，其取决于电感器LI的大小、电容器Cl的大小和/或控制器105的切换频率以及其他因素。总地来讲，随着电感器LI的大小的增加，稳态运行(即在负载110处近似恒定的电流需求)期间的输出脉动成比例地减少。因此，可将电感器LI的大小定制得足够大以提供用于负载110的不波动到期望供电电压范围之外的'。然而，如先前所说明的，常规电功率转换设备典型地无法足够快地对负载110的电流需求的改变做出响应。当负载110的电流需求变化时，减少\处脉动所需的大电感的LI增加响应时间，产生较大电压偏差。被包括在电功率转换设备120中的电压控制机构使能对负载110的电流需求的改变的较快响应时间，而不必减小电感器LI的大小，其可能使\处的电压脉动增加。
[0029]与切换机构Ml和M2相反，跨切换机构M3和M4的电压可以大致小于跨电感器LI的压降。例如，在电感器LI的下游处所供应的电压可以大致等于负载110处的输出电压。因为切换机构M3和M4正切换较低的电压，所以与切换机构Ml和M2相比，可从诸如“平面”MOS晶体管的较低电压设备中构建切换机构M3和M4。与诸如功率MOSFET的较高电压设备相比，可典型地以较高频率对较低电压设备进行切换。因此，与切换机构Ml和M2相比，对于切换机构M3和M4，由于切换所导致的功率损耗降低。因此比起切换机构Ml和M2，可以以大致较高的频率对切换机构M3和M4进行切换。
[0030]切换机构M3和M4可被包含在集成电路中，从而与使用分立部件相比潜在地减少所使用的空间和/或降低成本。例如，切换机构M3和M4可与负载110实现在同一集成电路上，可与负载110集成在同一封装上的单独裸片上，或可集成在单独封装上。切换机构M3和M4在典型的数字集成电路处理中可实现为标准电压“核心”晶体管，或者切换机构M3和M4在典型的集成电路处理中可实现为较高电压厚氧化物输入输出晶体管。在优选实施例中，切换机构M4是P型平面M0SFET，切换机构M3是N型平面M0SFET。然而，本领域普通技术人员将理解的是，两种类型MOSFET中的任何一种可用于任何采用适合的栅极驱动电路的切换机构而不脱离本公开的范围。
[0031]控制器105可进一步配置为将一个或多个控制信号应用到电压控制机构。例如，控制器105可配置为将控制信号提供到切换机构M3和M4。与提供到切换机构Ml和M2的控制信号一样，提供到切换机构M3和M4的控制信号可利用PWM、PFM、bang-bang (继电控制)控制和/或任何其他合适的控制模式以选择性地使能切换机构M3或切换机构M4。在一些实施例中，耦连到切换机构M3和M4的控制信号可与耦连到切换机构Ml和M2的控制信号至少部分地同步。在其他实施例中，耦连到切换机构M3和M4的控制信号可与耦连到切换机构Ml和M2的控制信号异步。此外，可以以不同于耦连到切换机构Ml和M2的控制信号的频率来提供耦连到切换机构M3和M4的控制信号。
[0032]无论耦连到切换机构M3和M4的控制信号的具体配置如何，控制器105可配置为选择性地使能切换机构M3并禁止切换机构M4以禁止到负载110的电流Iu的流动。具体来讲，通过使能切换机构M3并禁止切换机构M4，流过电感器LI的瞬时电感器电流Iu转向(divert)经过切换机构M3到接地,而非被传递到电容器Cl。相反,通过使能切换机构M4并禁止切换机构M3，大致所有的流过电感器LI的瞬时电感器电流Iu (较小晶体管传导损耗、电感器绕组电阻等)被提供到电容器Cl。
[0033]控制器105可使用PWM或PFM对电压控制机构进行切换或使用bang-bang技术。不论哪种情况，占空因数(DF)均确定平均被供应到电容器Cl的电感器电流Iu的部分。占空因数的范围可从0-100%，其中0%与切换机构M4被禁止(即关闭)并且切换机构M3被使能的状态相对应，100%与切换机构M4被使能并且切换机构M3被禁止的状态相对应。改变占空因数因此改变电容器Cl的充电/放电时序一较高的占空因数使到电容器Cl和负载110的电流增加。 [0034]电容器Cl使被提供经过切换机构M4的方波供电电流平滑以生成提供到负载110的Ι-d。根据占空因数和电感器电流Iu，将I^d提供到负载110，如下=Ikjad=DF X Ilio与切换机构Ml和M2 —样，控制信号被提供到切换机构M3和M4使得切换机构M3和M4不被并发地使能以避免在负载110和接地之间提供直接路径(即跨电容器Cl短路)。
[0035]在稳态运行期间，切换机构M3被禁止并且切换机构M4被使能，使得大致所有的电感器电流Iu被提供到负载110作为Ikjadtj切换机构Ml和M2被选择性地使能(“切换”)以控制电感器电流Iu，从而控制通过该方式，如果提供到负载110的电压(')是常量，那么被提供经过切换机构M4的电流大致等于电感器电流Iu。
[0036]总之，电流控制机构配置为生成在电感器LI中停泊并经电压控制机构计量到负载Iio的电流Iu。因为应用到切换机构M3和M4的电压电平是低(即负载110的供电电压)，所以切换机构M3和M4可实现为快速、价廉的平面晶体管并可以以很高的频率(例如300MHz)运行，允许对负载110处的电流瞬变的很快响应。当负载110处的电流需求改变时(即非稳态运行)，可控制电压控制机构的切换机构M3和M4以通过增加或减少被计量到负载110的电流Iu的量来对电流需求的改变做出快速响应。一般地，电流控制机构的切换频率由于使用不同类型的切换机构而比电压控制机构的切换频率慢。
[0037]电功率转换设备120中的集总元件CP表示电感器LI的下游侧上的寄生电容。每当切换机构M3和M4被切换，寄生电容CP充电到负载电压\ (当切换机构M4被使能时)并随后放电到接地(当切换机构M3被使能时)。因此，对于切换机构M3和M4的每个切换循环，
[0038]Ep = (CP) Vl2
[0039]能量Ep通过对寄生电容CP进行充电和放电而被消散。
[0040]在电功率转换设备120的典型实施例中，电感器LI是表面安装的0.5uH30A电感器，切换机构M3和M4位于封装上,并且电容器Cl是片上(on-chip)和封装上(on-package)的旁路电容。电容器CP包括电感器LI和切换机构M3和M4之间的过孔、板迹线和封装迹线的电容。在典型应用中，电容CP可能总计约500pF。如果CP=500pF并且\=1V，那么Ep是500pJ。对于300MHz的切换频率，150mff被消散在对CP进行充电和放电上。当电功率转换设备120的电流控制机构和电压控制机构配置为调节器的多个相中的一个时,对于由于累积的寄生电容而消散的总能量，Ep按相的数目缩放。
[0041]该切换功率随着切换机构M3和M4的切换频率(fs)的增加而增加。希望以高频率对切换机构M3和M4进行切换以使所要求的Cl的大小最小化，由下面的公式可见
【权利要求】
1.一种方法，包括: 配置电流源为生成电流； 生成脉冲检测使能信号；以及 根据所述脉冲检测使能信号对跨电阻检测机构的检测电压进行采样，其中所述检测电压代表对所述电流的度量。
2.根据权利要求1所述的方法，其中所述电阻检测机构包括金属氧化物半导体(MOS)晶体管。
3.根据权利要求2所述的方法，其中所述电阻检测机构进一步包括与所述MOS晶体管串联耦连的电阻器。
4.根据权利要求1所述的方法，其中所述电阻检测机构进一步包括由所述脉冲检测使能信号使能的旁路机构。
5.根据权利要求4所述的方法，其中所述旁路机构包括具有与所述电阻检测机构相比更低的电阻的至少一个MOS晶体管。
6.根据权利要求1所述的方法，其中所述电阻检测机构进一步包括旁路机构并且所述脉冲检测使能信号配置为使能所述电阻检测机构以在使能所述旁路机构之前对所述检测电压进行采样。
7.根据权利要求1所述的方法，其中所述电流的所述生成包括基于所述检测电压交替地使能第一切换机构以将所述电流源耦连到电源同时禁止第二切换机构以将所述电流源从电流宿解耦，并随后基于所述检测电压禁止所述第一切换机构以将所述电流源从所述电源解耦同时使能所述第二切换机构以将所述电流源耦连到所述电流宿。
8.根据权利要求7所述的方法，其中所述脉冲检测使能信号的所述生成包括在所述第一切换机构被使能期间使所述脉冲检测使能信号搏动。
9.根据权利要求8所述的方法，其中所述检测使能信号的所述生成进一步包括: 使所述脉冲检测使能信号搏动以产生第一样本；以及 当所述第一样本指示所述电流尚未达到峰值时，使所述脉冲检测使能信号搏动以产生第二样本。
10.根据权利要求8所述的方法，其中所述检测使能信号的所述生成进一步包括: 使所述脉冲检测使能信号搏动以产生第一样本； 使所述脉冲检测使能信号搏动以产生第二样本；以及 基于所述第一样本和所述第二样本预测所述电流将达到峰值的时刻。
11.根据权利要求7所述的方法，其中所述脉冲检测使能信号的所述生成包括在所述第一切换机构被使能并且所述电流源从负载解耦期间使所述脉冲检测使能信号搏动。
12.根据权利要求1所述的方法，其中当所述电流从负载解耦时所述脉冲检测使能信号被置位。
13.根据权利要求1所述的方法，其中在所述采样之前，所述脉冲检测使能信号使能所述电阻检测机构。
14.根据权利要求1所述的方法，进一步包括基于参考电压和所述检测电压之间的比较调整由所述电流源生成的所述电流的量。
15.根据权利要求14所述的方法，其中所述参考电压根据处理工作量而设置。
16.根据权利要求1所述的方法，其中所述电流大于调节负载处的输出电压电平所需的平均电流。
17.根据权利要求1所述的方法，其中所述电流源包括电感器。
18.—种电功率转换设备，包括: 电流源，其配置为生成电流；以及 电流检测单元，其耦连到所述电流源并且配置为: 生成脉冲检测使能信号；以及 根据所述脉冲检测使能信号对跨电阻检测机构的检测电压进行采样，其中所述检测电压代表所述电流的度量。
19.根据权利要求18所述的电功率转换设备，进一步包括上游控制器，所述上游控制器配置为: 将所述电流源耦连到电源以增加所述电流；以及 将所述电流源从所述电源解耦以减小所述电流。
20.根据权利要求18所述的电功率转换设备，其中在所述电流源耦连到电源期间使所述脉冲检测使能信 号搏动以对所述检测电压进行采样。
【文档编号】G01R19/00GK103997209SQ201310745627
【公开日】2014年8月20日 申请日期:2013年12月30日 优先权日:2013年2月19日
【发明者】威廉·J·达利 申请人:辉达公司