具有SPAD阵列和距离走动补偿的距离测量装置的制作方法

本发明涉及一种用于高度准确距离测量的距离测量装置，该距离测量装置具有非常高的动态范围和距离走动补偿。

背景技术

根据本发明的光电子距离测量装置例如适于通常使用lidar、激光跟踪器、视距仪、激光扫描仪或剖面仪的测地学和工业测量领域中的距离和坐标测量机。

电子或电子光学距离测量领域中已知各种原理和方法。一种方法在于朝向要测量的目标发射脉冲电磁辐射(诸如例如，激光)，随后从作为后向散射对象的所述目标接收回波，其中，例如可以基于脉冲的飞行时间、形状和/或相位确定到要测量的目标的距离。这种激光距离测量装置在许多领域中作为标准解决方案已经同时获得认可。

后向散射脉冲序列的后向散射脉冲主要通过使用两种不同方法或其组合来检测。

在所谓的阈值方法中，在入射在所使用的距离测量仪器的检测器上的辐射的强度超过特定阈值时检测光脉冲。所述阈值防止来自背景的噪声和干扰信号被错误检测为有用信号(即，作为已发射脉冲的后向散射光)。

然而，有问题的是在诸如例如由于较大测量距离引起的弱后向散射脉冲的情况下，检测在脉冲强度落至检测阈值以下(即，阈值以下)时不再可能。由此，所述阈值方法的主要缺点在于以下事实：测量信号的振幅(amplitude)必须充分大于信号路径中的光和电噪声源的噪声振幅以使错误检测最小化，结果是对于较大距离的测量，阈值方法仅适用于有限范围。

另一种方法基于后向散射脉冲的采样。该方法通常用于诸如例如由较大测量距离引起的弱后向散射信号(例如，脉冲信号)的情况下。该方法还可以被当作积分信号检测，其中，整个信号信息和显著噪声信息这两者通过采样来检测。这例如导致测量准确度的提高。所发射信号由以下过程来检测：对由检测器检测的辐射采样，在所采样的区域内识别信号，最后在时间上确定信号的位置。借助于与发射速率同步地使用大量样本和/或积累接收信号，即使在不利环境下也可以识别有用信号，使得甚至可以处理较大的距离或嘈杂的背景场景或受干扰困扰的背景场景。

现今，这里经常借助于波形数字化(wfd)方法来对由检测器检测的辐射的模拟信号的整个波形采样。在识别所接收信号的关联发送信号(ask、fsk、psk等)的编码之后，从所采样、数字化以及重构信号的定义轮廓点(例如，拐点、曲线最大值)非常准确地或借助于从时间内插已知的最佳滤波器整体地确定信号飞行时间(“脉冲飞行时间”)。

电子接收器电路的有限线性调制范围成问题。在近距范围内，信号可以使接收器饱和，使得不再正确确定发送信号的编码或以不足的准确度确定飞行时间。

由此，信号采样的禁止性缺点在于以下事实：在作为过强接收信号强度的结果的饱和接收电子器件的状态下(具体为短距离)或在目标对象的高反射率的情况下，测量信号的适当可评价信息不再可用，因为然后不再可能考虑检测器饱和来确定实际信号轮廓。

作为确定脉冲飞行时间的另选方案或除了确定脉冲飞行时间之外，还经常关于在振幅、相位、极化、波长和/或频率方面编码或调制的脉冲或脉冲序列进行(快速)采样。

用示例的方式，在后向散射信号的时间上非常精确的采样的方法中，由检测器生成的电信号借助于模数转换器(adc)被转换成数字信号序列。该数字信号随后通常被进一步实时处理。在第一步骤中，由特定数字滤波器解码(也就是说，识别)所述信号序列，最后，确定描述时间间隔的签名(signature)在信号序列中的位置。时间分辨签名的示例是质心、余弦变换或例如具有源于脉冲形状的权重系数集的振幅正规化fir滤波器(“有限脉冲响应滤波器”)。为了消除可能的距离漂移，还将对应时间分解签名与内部启动信号进行比较。为了避免不可逆的采样误差，应用为本领域技术人员所知的另外数字信号变换。

一种最简单的调制是如例如在ep1832897b1中描述的由距离编码识别独立脉冲或脉冲序列。这例如用于可重识别性的目的。该重识别在模糊不清出现时是必要的，该模糊不清可能由于在脉冲的飞行时间测量期间的各种情形而引起(例如在多于一个脉冲或脉冲组位于测量仪器与目标对象之间时)。有利的是，特别是，例如由多个激光束和所指派接收传感器构成的多束系统中的脉冲编码。

在阈值方法中，为了确定在阈值辨别器下游的接收时间，使用时间数字转换器(tdc)。后者用于测量由辨别器生成的二进制定时信号的上升沿的时间点，其中，定时信号例如基于阈值来生成。如果例如仅所发射脉冲具有高斯形状，则上升沿和下降沿位于阈值以上的部分随着所接收脉冲强度而增大。因此，这意味着在基于上升沿的时间测量期间，振幅依赖定时误差出现，这些误差在文献中通常被称为“距离走动(rangewalk)”。因此，为了补偿距离走动，例如必须知道与所接收脉冲有关的振幅信息。

“距离走动”问题的另外原因涉及传统光电探测器的高线性。后者向接收电子器件发送接收信号的全动态范围，但后者具有非常有限的线性调制范围。作为结果，由此改变要确定的渡越时间并由此改变光飞行时间。在接收器电子器件饱和时，脉冲变形由于非线性调制行为而发生。问题在于电子器件未处理传统光电探测器的宽动态范围。因此，例如已经在光电探测器中的动态压缩将是有利的。

技术实现要素：

本发明的目的在于提供一种距离测量方法或距离测量装置，借此，避免从现有技术已知的缺点，特别是其中，对于短距离和长距离这两者且对于具有变化散射特性的对象使得快速且精确的测量(例如具有小于1mm的准确度)变成可能。

此外，本发明的另外目的是对扩散散射对象和反射目标这两者的改进高度准确距离测量(<1mm)。

本发明的另外目的是改善在具有扩散散射表面的场景、部分反射或有光泽物品、反射标志以及回射器上的高精度3d扫描，特别是以便启用兆赫范围内的测量速率。

这些目的通过实现独立权利要求的表征特征来实现。以另选或有利方式开发本发明的特征可以从从属权利要求来收集。

本发明涉及一种用于确定到目标的距离的距离测量装置，该距离测量装置特别用于手持距离测量仪器、激光跟踪器、视距仪、激光扫描仪、lidar测量仪器或剖面仪中，该距离测量装置包括：辐射源，该辐射源用于生成发送辐射，特别是脉冲式激光测量辐射或超发光led辐射；发送路径，该发送路径用于向目标发射发送辐射的至少一部分；接收路径，该接收路径包括被配置用于基于发送辐射的从目标返回的至少一部分检测接收信号的接收器；以及计算单元，该计算单元被配置为基于接收信号导出到目标的距离。

根据本发明，用于检测接收信号的接收器包括基于单光子雪崩光电二极管的下文中被称为spad阵列的阵列的光电子传感器，并且计算单元被配置为基于接收信号导出签名参数，其中，与接收信号的信号轮廓的签名有关的信息与签名参数关联，特别是其中，与spad阵列的微区(microcell)的特性曲线特定触发有关的信息与签名关联，其中，此外，在计算单元上，特别作为函数或查找表存储与距离偏移有关的距离校正信息，这些距离偏移在导出距离时发生，并且取决于接收信号的信号轮廓，并且计算单元基于所导出的签名参数和距离校正信息在导出距离时考虑距离偏移。

特别是，签名参数包括以下内容中的至少一个：接收信号的信号振幅；接收信号的曲线最大值；由接收信号表示的脉冲的脉冲宽度；由接收信号表示的脉冲的脉冲形状，特别是其中，脉冲形状借助于样条插值或重采样算法来导出；接收信号的拐点；接收信号的梯度的最大值；以及接收信号的曲率的最大值，例如其中，拐点、曲率以及梯度在每种情况下关于上升沿和/或下降沿来检测，特别是其中，距离校正信息是在导出距离时出现并取决于接收信号的信号轮廓的、时间值相对于接收信号的接收时间点的时间偏移，该时间偏移在导出距离时与签名参数用函数(functionally)比较。

本发明的另外方面涉及一种用于确定到目标的距离的距离测量装置，该距离测量装置特别用于手持距离测量仪器、激光跟踪器、视距仪、激光扫描仪、lidar测量仪器或剖面仪中，该距离测量装置包括：辐射源，该辐射源用于生成发送辐射，特别是脉冲式激光测量辐射或超发光led辐射；发送路径，该发送路径用于向目标发射发送辐射的至少一部分；接收路径，该接收路径包括被配置为基于发送辐射的从目标返回的至少一部分(以下被称为接收辐射)检测接收信号的接收器；以及计算单元，该计算单元被配置为基于接收信号导出到目标的距离。

根据本发明的该方面，用于检测接收信号的接收器包括基于单光子雪崩光电二极管的下文中被称为spad阵列的阵列的光电子传感器，其中，计算单元被配置为导出接收信号的振幅，特别是其中，振幅直接从接收信号的曲线最大值导出，其中，此外，在计算单元上，特别作为函数或查找表存储与距离偏移有关的距离校正信息，这些距离偏移在导出距离时发生并且取决于接收信号的振幅，并且其中，计算单元基于距离校正信息在导出距离时考虑从接收信号的振幅导出的距离偏移。

特别是，距离校正信息提供与接收信号(14、14’)的信号形状有关的形状信息，所述信号形状取决于接收辐射的光电流密度，该形状信息特别与接收信号的曲线最大值的时间移位有关，所述时间移位取决于接收辐射的光电流密度。例如，时间移位此外取决于微区的数量或更准确来说取决于存在于spad阵列上的微区的数量与入射光子的数量的比。

单光子雪崩光电二极管的还被称为spad布置或spad阵列的阵列通常被布置为芯片上的矩阵结构。在可见和近红外光谱范围内具有光敏性的阵列或芯片还被称为sipm(硅光电倍增器)。sipm逐渐取代迄今使用的光电倍增管，特别是在可见和近紫外光谱范围内。sipm在可见波长范围内具有高光谱敏感性。用示例的方式，对远超过900nm的波长敏感一直到近红外范围的spad阵列在现有技术中可用。

所述spad阵列的光谱特征是其高增益；因此，迄今为止，它们例如已经用于仅1至50个光子撞击在传感器上的非常弱的光信号的情况下。这种机载传感器还被称为spllidar(spl＝“单光子激光雷达”)。然而，仅凭借一些光子，距离噪声相当大，并且通常为10mm至100mm。相比之下，本发明装置启用具有远小于1mm的距离噪声的测量。例如，使得0.1mm的测量准确度变成可能，该测量准确度与一皮秒或更小的典型时间分辨率对应。该高测量准确度由以下进一步描述的措施来实现。

商用spad阵列还可用于800nm与1800nm之间的波长处。这些传感器主要由半导体材料ingaas构成。这些传感器根据设计在光敏感区域上还具有外部或内部矩阵结构。包括在该光谱范围内的spad阵列的距离测量系统例如具有以下优点：太阳背景光(日光)与可见波长范围相比显著更低，因此，该分布光通量更小程度地损害借助于spad阵列进行的信号检测。

这些spad阵列传感器的特殊特征是非常高的光敏性，其中，spad阵列主要被设计为能够以完全满意方式检测单光子。因此，它们还被称为“多像素光子计数器”(mppc)。spad阵列构成数百或数千微区，其中，微区与一个或更多个输出信号并联，由此能够同时接收数千光子中的数千或数百个。而且，即使利用太阳背景光，也仍然存在对于信号光子存在的足够自由区。

与具有高时间抖动的较昂贵光电倍增管相比，现代sipm传感器是成本有效的且具有在皮秒到亚皮秒范围内的时间抖动。而且，sipm阵列借助于传统cmos技术处理来制造，该传统coms技术处理另外使得能够集成电子组件和电路。此外，spad和spad阵列例如通过与传统apd的比较具有低击穿电压(“破坏电压(breakvoltage)”)。在硅spad的情况下，所述电压例如为25v至50v，这简化驱动。这同样较适用于由半导体材料ingaas组成的spad阵列。

高光敏性可归因于雪崩机制，其中，阵列的独立微区例如在过压范围(“超过破坏电压的反向电压”)内操作，换句话说，在单光子触发电子的雪崩的击穿电压(破坏电压)以上，因此，根据设置(例如，多达一百万的因子的增益)大幅度放大信号。被指派给光子的电流由于其强度可以被容易地转换成电压信号并在没有显著放大的情况下被馈送到信号评价单元。

spad阵列能够同时接收多个光子，其中，传感器芯片上的许多微区的电流可以被添加并随后例如经由电阻器或跨阻放大器被转换成电压信号。spad阵列例如可以以以下这种方式(例如用多于一万个微区)来配置：它的行为像模拟光电传感器，其中，例如在弱接收信号的情况下的特性曲线与入射激光脉冲的强度近似成比例。

在文献中，区分线性模式、盖革(geiger)模式以及spl模式(spl：“单光子激光雷达”)下的spad阵列操作。

在击穿电压以下在线性模式中，反向电压和温度依赖放大发生，并且spad阵列例如可以用于构造具有与辐射功率成比例的输出电压的高敏感性光接收器。

在盖革模式和spl模式下(即，在击穿电压以上的操作期间的各情况下)，可以将spad和spad阵列用于单光子计数。在spad的情况下，在盖革模式下，各独立像素生成输出信号，其中，确切地由一个光子触发电子雪崩。如果由多个光子组成的光子束到达，那么不测量更大的信号。因此，没有振幅信息存在。

在盖革模式下，入射光子束仅生成一个(二进制)事件信号，该事件信号不与光子束中的光子的数量成比例。

spl模式被理解为意指在盖革模式下操作的spad阵列，其中，许多微区与输出信号并联。在仅具有一些光子的到达光子束的情况下，实际上线性地添加独立雪崩，因此，输出信号的振幅与所检测光子的数量成比例。

在光子触发之后的微区的恢复时间不为零，而是例如在5纳秒至50纳秒之间，因此，降低spad阵列对随后到达的光子的明显敏感性。然而，这具有例如传感器可以检测具有高动态特性的信号强度范围的优点。该非线性在具有大量微区(>1000)的spad阵列的情况下是单调的，并且首先导致输入信号与输出信号之间的振幅压缩，其次随着输入信号变大而导致增大至衰减程度的输出信号。感兴趣的是具有大量微区(>1000)的spad阵列的输出信号不完全饱和，使得甚至在具有远高于一百万的非常大数量的光子的接收脉冲的情况下也可测量振幅变化。

具有大量区的spad阵列检测在大动态范围上的接收信号振幅，并且按照原样压缩非常小到非常大信号的输入振幅。spad阵列从不过度驱动，即使在非常大信号的情况下也不过度驱动，例如即使在从角度精确回射器反射回辐射的情况下也不过度驱动。在光子数量为10⁹的情况下，spad阵列的输出信号渐进地接近适于下游放大器电路的最大极限电压，并且保证从不过度驱动下游电子器件到时间测量电路。因此，高动态范围上的准确距离测量首先是可以的。

在到不同距离和变化表面的激光距离测量期间，光子的数量例如可以从少于10个变为多于10⁹个。与之相比，spad阵列具有至少为10⁴(通常为10⁸)的、所测量信号振幅相对于实际信号振幅的压缩因子。因此，spad阵列可以用于在接收单元不需要信号调整的情况下测量黑漫射目标和回射器这两者。而且，作为高增益的结果，spad阵列例如具有较少噪声，并且具有高填充因子的spad阵列展示适于距离测量的信噪比(snr)。spad阵列具有的微区越多，snr越大。

由此，作为所提供的spad阵列的大动态范围(例如，从单光子计数一直到传统使用的传感器过度驱动的范围)的结果，接收信号的有效振幅在每种情况下独立于返回信号强度被明确包含在所检测信号中，并且例如不需要经由辅助信号特征(例如，脉冲宽度)导出。因此，简化并加速信号处理以及确定(如果适当，还有距离走动的补偿)。特别是，由此可以大幅克服阈值法和wfd法的前面提及的限制。因此，然而，特别是，已经可以利用在实现中较简单的基于阈值的辨别器电路来实现与例如用由可调节增益级或对数分量构成的较更复杂放大器电路实现的距离测量准确度相同或更佳的距离测量准确度。

因此，本发明的一个实施方式涉及以下事实：计算单元被配置为：基于由接收信号通过的阈值导出相对于接收信号的接收时间点的时间值，并且基于接收信号的距离校正信息和签名参数(特别是振幅)导出在导出时间值时发生的、时间值相对于借助于时间值检测的接收信号的实际接收时间点的时间偏移，其中，计算单元在导出时间值时考虑时间偏移。

特别是，距离校正信息包括以下内容中的至少一个：查找表，该查找表使能在接收信号的用于导出距离的参数(例如时间偏移或距离偏移)的值与签名参数的值(特别是振幅值)之间进行关联；和函数，该函数基于接收信号的签名参数的值(特别是振幅值)输出用于导出距离的参数(例如时间偏移或距离偏移)的值作为函数参数。

距离校正信息可以从距离偏移与脉冲形状的签名之间的函数关系来获得。例如，在根据脉冲宽度或根据上升沿的陡度的tdc时间测量电路的情况下或在根据特别是上升沿等的曲线的最大值、拐点处的振幅、梯度的最大值、曲率的最大值的wfd时间测量电路的情况下。重要的是距离偏移(距离走动)与从脉冲获得的签名之间的函数关系是单调的。

距离测量装置的激光信号通常经受脉冲编码。典型脉冲速率在khz与ghz之间。实验已经示出可以在超击穿(overbreak)操作中以电压用spad阵列良好地接收这种信号。即使是脉冲包(脉冲串)也能够用spad阵列明白且几乎没有噪声地来接收。例如即使在微区的恢复时间非常长，具有十纳秒的值时，情况也是这样。针对spad阵列的模拟构造，甚至可以接收例如作为环境光的结果而存在的光电流。激光信号然后叠加在环境光的电光电流上。例如，在spad阵列的输出处由激光脉冲生成的电流浪涌经受高通滤波，以缩短缓慢信号后沿。由此，输出脉冲变成短信号脉冲，例如具有少于一纳秒的脉冲持续时间。具有陡峭边沿的这种短脉冲适于精确时间且因此还适于距离测量。

一个实施方式涉及以下事实：距离测量装置包括具有微分器(特别是电气高通滤波器)的接收电路。

在没有微分器(例如，高通滤波器)的情况下，spad阵列的输出信号实质上具有阶跃函数的形式，该阶跃函数具有非常陡峭的上升(<200ps)和缓慢的下降(>>10ns)。凭借电气微分单元，例如，给予短脉冲形状的优点，并且spad响应的上升沿的上升速率转变为脉冲宽度，因此，例如使得脉冲宽度测量变成可能。激光脉冲越强，高通滤波器(微分器)之前的上升沿越陡，因此，脉冲宽度在微分之后变成振幅依赖的。用示例的方式，距离走动补偿因此可能。然而，微分器的使用对spad阵列的恢复时间没有影响。

此外，已经开始进行将更多电子功能集成到spad阵列中的初始实现尝试。用示例的方式，每个微区已经被指派有时间测量电路(“tof电路”)。后者测量飞行时间(tof)。spad阵列实现存在，例如，其中，精确光子计数靠近微区被集成，所述光子计数在没有连接到下游的模数转换器(adc)的情况下管理。而且，例如在每个微区的情况下可以集成相应时间测量电路(tdc：“时间数字转换器”)。此外，数字接口例如用作spad阵列的输出。这种组件为完全数字的，并且在cmos生产期间不需要“混合信号处理”。

本发明的另外实施方式涉及以下事实：距离测量装置包括被配置用于处理接收信号并提供以下内容中的至少一个的接收电路：以具有亚皮秒准确度的时间分辨率进行的接收信号的波形数字化；具有时间数字转换器的时间测量电路；以及接收信号相对于由发送辐射提供的发送信号的相位测量。

在由多束发射器和接收器构成的多通道距离测量单元(距离测量的并行化)的情况下，例如fpga(“现场可编程门阵列”)中的tdc时间测量电路适合作为非常紧凑且同样可并行的评价单元。此外，凭借tdc，可以进行脉冲宽度测量，但不可以进行振幅测量。振幅测量例如需要另外测量单元。与之相比，借助于波形数字化(wfd)，例如，与用之前tdc相比，更高的时间分辨率和另外地简单振幅测量是可以的。

本发明的另外实施方式的具体特征在于：接收电路和计算单元以基于以下内容中的至少一个导出接收信号的振幅的这种方式来配置：接收信号的曲线最大值；接收信号的拐点；接收信号的(特别是上升沿的)梯度的最大值；接收信号的(特别是上升沿的)曲率的最大值；相对于接收信号的上升沿和/或下降沿中的两个位置的曲率的差异；由接收信号表示的脉冲的脉冲宽度；由接收信号表示的脉冲的脉冲形状，特别是其中，脉冲形状借助于样条插值或重采样算法来导出。

本发明的另外实施方式的特征在于：spad阵列以它具有以下特性中的至少一个的这种方式来配置：用于300nm与1100nm之间的波长的光敏性，特别是其中，spad阵列基于硅接收器；用于700nm与2000nm之间的波长的光敏性，特别是其中，spad阵列基于ingaas、ge、pbse或mct接收器；以及超击穿操作模式。

首先，此外例如尽可能关注spad阵列的所有微区被馈送有均匀信号辐射，因此，spad阵列在线性模式下与雪崩光电二极管(apd)类似地表现。其次，spad阵列展示所谓的错误瞄准图，其中，信号响应的飞行时间取决于spad阵列上的光斑的位置。用示例的方式，在spad阵列的边沿处的微区比中心的spad阵列更慢。该飞行时间效应可以由所有微区的均匀照明来均衡。合适混光器是光波导，特别是，因为穿过它们没有光丢失。

因此，一个实施方式涉及以下事实：接收路径被配置为借助于光纤耦合进行光混合，使得发送辐射的返回部分均匀地分布在spad阵列上方，特别是其中，光混合基于扩散器、光纤光波导杆、具有扰频器的光波导、正方形光纤、光隧道、光圈以及散焦中的至少一个。

spad阵列的另外特殊特征例如在于以下事实：可单独激活微区的独立子集。微区的独立子集的时间上不同的激活(例如spad阵列的偶数行和奇数行交替激活)例如导致缩短spad阵列的恢复时间，因此，更快的激光调制或命中率是可以的。

根据一个实施方式，spad阵列包括大量微区，并且以以下这种方式来配置：微区独立可读和/或为微区组，从而spad阵列的第一组独立可读部分区域可定义。可读意味着微区或微区组具有允许确定单位为皮秒或亚皮秒的飞行时间的信号输出。此外，计算单元被配置用于基于用于检测接收信号的预编程测量序列控制接收器，其中，测量序列借助于第一组部分区域的独立部分区域的读出的定义时间序列定义接收信号的检测。

此外，可以单独驱动和/或读出微区的独立子集。因此，用示例的方式，这种类型的布置是可以的，其中，在线性范围内仅驱动一些微区(例如，spad阵列中心的列)(操作电压<破坏电压)，其中，即使在高过度驱动的情况下，也检测接收信号的振幅，具有比用在击穿电压以上驱动的其它微区相对更高的(时间和/或振幅)分辨率。因此，用示例的方式，精确振幅测量在下和上信号范围这两者内是可以的，因此，也使得距离走动误差的准确补偿变成可能。

根据另外的实施方式，spad阵列包括大量(amultiplicityof)微区，并且以以下这种方式来配置：微区独立可读和/或为微区组，其中，此外，spad阵列以以下这种方式来配置：定义spad阵列的第二组独立可读部分区域，其中，第二组部分区域的部分区域在每种情况下以它们在击穿电压以下在线性检测模式下操作的这种方式来配置，并且定义spad阵列的第三组独立可读部分区域，并且第三组部分区域的部分区域在每种情况下以它们在击穿电压以上在超击穿模式下操作的这种方式来配置。

借助于皮秒激光，用示例的方式，实现低时间抖动和更小振幅依赖距离走动(距离偏移对接收信号振幅)。如所提及的，在高通滤波器下游的spad阵列的输出信号具有例如一纳秒的最大值的持续时间。由此，借助于激光进行的spad阵列的激励优选地例如以比该信号响应显著更短的方式来进行。因此，输出信号的时间质心变得实际上独立于振幅，因此，也使系统距离偏移(距离走动)的变化最小化。

根据本发明的一个实施方式，辐射源被配置为将发送辐射提供为特别是具有少于600皮秒的独立脉冲持续时间的脉冲式激光测量辐射。

此外，根据另外实施方式，接收器可以包括多个spad阵列，其中，多个spad阵列相对于彼此一维或二维地布置，特别是其中，每个spad阵列包括单独驱动电子器件和/或评价电子器件。通常在spad阵列的这种布置(spad结构)的情况下，独立阵列被称为像素，即使这些像素本身中的每个由数百至数万微区构成。

附图说明

以下将基于在附图中示意性例示的示例性实施方式仅用示例的方式更详细地描述根据本发明的系统和根据本发明的激光距离测量装置。相同的元件在附图中用相同的附图标记来识别。所述实施方式总体不以真正按比例的方式来例示，它们也不被理解为限制。

具体地：

图1a、图1b示出了根据脉冲飞行时间原理的电光距离测量装置的基本图；

图2a示出了在根据现有技术的阈值法(apd处于线性模式)中出现的距离偏移(距离走动)的示意图；

图2b示出了在超击穿模式下利用spad阵列的阈值法中的距离偏移(距离走动)的示意图；

图3a、图3b示出了在apd在线性模式下操作的这一点上的wfd原理和饱和问题的示意图；

图4示出了在超击穿模式下利用spad阵列的相位或wfd法中的距离偏移(距离走动)的示意图；

图5示出了spad阵列的特性曲线的示意图；

图6示出了用于所检测信号脉冲的spad阵列的示例性接收信号；

图7示出了用于借助于基于至少一个spad阵列的传感器与波形数字化(wfd)的组合进行的发明距离测量的示例性电路；

图8示出了用于借助于基于一个或更多个spad阵列的传感器与在fpga中实现的tdc时间测量电路的组合进行的发明距离测量的示例性电路；

图9示出了具有在用于脉冲宽度测量的fpga中实现的两个tdc通道的tdc电路的示例性实施方式；

图10示出了spad阵列的示例性距离走动曲线；

图11示出了具有微区的可独立驱动子集的示例性spad阵列；以及

图12示出了具有混光器的光纤光波导的示意图。

具体实施方式

图1a示出了根据脉冲飞行时间原理的现有技术的电光距离测量装置1的基本图。发送器2和接收器3布置在距离测量装置1中。发送器2发射光脉冲40，该光脉冲当在目标5(例如，协作目标(诸如例如回射器)或非协作目标(诸如例如自然表面))处的反射或后向散射之后用接收器3再次检测为返回光或辐射脉冲60。代替光脉冲，用示例的方式，根据本发明还可以使用连续调制的发送信号。

如在图1b中的基本图中示出的，从飞行时间t确定距离，该飞行时间为光脉冲40的发射的开始时间点与返回光脉冲60的接收时间点之间的时间差。在线性光电二极管(例如在线性模式下的apd操作二极管)的情况下，光信号60被转换成比例信号。信号6的接收时间点在这种情况下由信号脉冲s(t)的特征的评价(例如，由信号阈值的通过或由积分脉冲轮廓的质心确定)来确定。在阈值法中，还可以使用用于测量飞行时间t的其它方法，诸如例如，将接收信号转换成双极信号，随后确定过零。

图2a示出了根据现有技术的用于所接收信号6’、6”的阈值法。为了抑制诸如例如作为发送信号路径与接收信号路径之间的光和电串扰的结果的散粒噪声、脉冲噪声、背景分量或系统干扰信号并从检测排除它们，使用检测阈值7。在所述检测阈值7以下的信号强度s(t)不引起生成作为辨别器(discriminator)的停止信号的接收单元的响应，由此不引起检测。如果信号的强度s(t)超过检测阈值7，则检测且由此停止信号的生成和接收时间点的登记发生。由此，由阈值法提供的输出信号取决于所接收或输入信号达到或超过检测阈值7。

然而，如果信号强度s(t)总是保持低于检测阈值7，那么没有辨别器的响应出现，并且不检测信号。

阈值法的阈值问题例如在朝向弱反射目标的测量期间或在高光/电串扰的情况下出现。

如果所发射脉冲然后具有高斯形状，则例如脉冲8’、8”位于检测阈值7以上的部分移位，由此引起接收时间点的登记与例如关于(脉冲6’、6”的最高强度值的)脉冲振幅的时间位置之间的可变时间偏移9’、9”。因此，这意味着在基于上升沿的时间测量的情况下，振幅依赖定时误差出现，这些误差在文献中通常被称为“距离走动”。

因此，为了补偿距离走动，例如必须知道用于描述返回光信号60的强度的振幅信息或某一其它签名。

由此，纯阈值法通常确保比以下所提及的采样法(wfd原理)更低的距离确定准确度。

图2b示出了在超击穿模式下利用spad阵列的阈值法中出现的距离偏移(距离走动)的另外示意图。到达的光脉冲60由spad阵列接收并转换成电流或电压信号v(t)14”、14”’。以比得上图2a的方式，确定取决于spad阵列的响应信号的振幅的可变时间偏移90’、90”。因此，距离走动的校正对于准确飞行时间或距离测量是必要的。

图3a例示了根据现有技术的用于后向散射光信号60的采样法(wfd)的原理。所接收光信号例如由在线性范围内操作的apd(“雪崩光电二极管”)转换成电信号6。在各种时间点10或以指定时间间隔对该模拟信号6或其信号轮廓s(t)采样，使得可以从该采样(数字化)导出信号形状s(t)。

因为apd在线性范围内操作，所以多于四个数量级的光信号强度的变化例如在激光扫描仪的情况下是可以的。为了能够检测信号脉冲s(t)的大变化，在接收端处，需要高动态特性，该高动态特性允许由光电二极管供应的信号6的完全检测或采样。否则，信号6的部分位于动态范围外部且采样法的饱和问题出现的图3b所例示的情形可能出现。在饱和极限11以上，存在放大器电子器件的饱和区域12，在该区域中，没有脉冲6的便利可用样本10可用。信号6的采样然后实质上限于位于饱和极限以下的范围。特别是，在高边沿陡度的情况下，信号形状和例如振幅位置的确定很困难。

图4例示了在超击穿模式下利用spad阵列的相位或wfd距离测量法期间的距离偏移(距离走动)的出现。

图4的(a)示出了在仅一些入射光子的情况下的spad阵列的响应信号vout。独立光子经由由电子雪崩激活的微区的电流或电压脉冲40间接表示。在每种情况下总是假定少于1000ps(优选地<100ps)的最短可能激光脉冲。微区的触发以低光电流密度以更有规律或不那么有规律的时间间隔发生。每个所触发或激活的微区生成具有大小41的部分信号脉冲。时间曲线42由其产生，作为所触发微区的所有部分信号的和，该和与spad阵列的响应信号vout对应。

图4的(b)示出了在spad阵列上的强或非常强入射激光脉冲的情况下的spad阵列的响应信号vout。已经在入射激光脉冲的前沿上触发非常多的微区，因此，例如信号42的形状变化，特别是其中，信号42的质心在更短时间向左移位，这与信号依赖距离走动对应。因此，该时间移位还取决于微区的数量或更准确来说取决于存在于spad阵列上的微区的数量与入射光子的数量的比率。所述比率越大，时间偏移(距离走动)越小。

图5用示例的方式示出了spad阵列的特性曲线13。spad阵列检测在大动态范围上的接收信号强度i，并且按照原样压缩非常小到非常大信号的输入强度。spad阵列从不过度驱动，即使在非常大信号的情况下也不过度驱动，例如即使在从角度精确回射器反射回辐射的情况下也不过度驱动。

因此，通过与在破坏电压下操作的光电二极管或apd进行比较，spad阵列具有以下优点：使与电输出信号进行比较的光子输入信号的动态范围被压缩已经在光传感器上的数量级。所生成的信号振幅s(i)随着到达接收信号强度i而大致对数地增大。因此，与简单接收电子器件组合的spad阵列可以用于非常大的动态范围上。例如，具有3000个微区的spad阵列例如可以检测多于因子10⁸的信号动态特性，并且仍然足够准确地测量返回脉冲60的振幅(参见图1a)。

利用spad阵列，因此可以在接收单元不需要信号调整的情况下测量非协作目标(例如，黑漫射表面)和协作或大幅反射目标这两者。而且，作为高增益的结果，spad阵列具有低噪声，并且具有高填充因子的spad阵列展示良好适于距离测量的信噪比。

图6用示例的方式示出了用于所检测信号脉冲的spad阵列的示例输出信号14。在光子触发之后的微区的恢复时间不为零，反而例如在5纳秒至50纳秒之间。在没有微分器(例如，高通滤波器)的情况下，spad阵列的输出信号实质上具有阶跃函数的形式，该阶跃函数具有非常陡峭的上升(例如，小于200皮秒)和缓慢的下降(例如，大于10纳秒)。

借助于电微分单元，在spad阵列的输出处由激光脉冲生成的电流浪涌可以经受高通滤波，例如借此，缩短缓慢信号后沿。用示例的方式，由此可以生成与具有短脉冲持续时间和陡峭边沿的脉冲对应的信号形状14’。

例如，然后用比spad阵列的信号响应显著更短的激光脉冲激励spad阵列，因此，输出信号的时间质心和对应地例如在微分之后的信号14’的脉冲宽度实际上是振幅独立的，因此，还使系统距离偏移(距离走动)的变化最小化。然而，微分器的使用对例如近似10纳秒的spad阵列的恢复时间没有影响。

图7用示例的方式示出了用于借助于基于spad阵列的传感器与波形数字化(wfd)的组合进行发明距离测量的电路。

例如，发明距离测量装置包括由控制单元15驱动并用来发射脉冲式激光测量辐射17的激光器16，该脉冲式激光测量辐射在目标(未示出)处反射或后向散射之后作为接收辐射撞击在具有spad阵列18的检测器上。检测器例如还可以被设置为“单像素接收器”或“多像素接收器”。在“多像素接收器”的情况下，多个信号输出借助于被组合以形成相应关联输出信号的所有微区的子集而存在。

由spad阵列18生成的至少一个(模拟)接收信号被馈送到微分器19(例如，高通滤波器)，随后例如经由放大器20转发到波形数字化单元21，因此，使得高时间分辨率和参数(诸如例如脉冲宽度、脉冲形状以及信号振幅)的确定变成可能。距离走动可以基于这些参数中的至少一个来补偿。

波形数字化(wfd)的一个实施方式例如基于基于检测基于阈值法的初始测量信号检测与具有用于测量信号的振幅的精确识别的下游信号处理的信号采样的组合。

例如，测量信号检测借助于用于根据由进入测量信号满足的准则而生成比较器输出信号的(特别是模拟的)比较器级来进行。

另选地，信号还可以在两个发送脉冲之间的整个持续时间期间被采样并记录，然后在fpga上被处理。

信号采样例如可以借助于adc数字化级(adc：“模数转换器”)来进行，其中，以所定义的采样速率，对馈送到数字化级的输入信号进行采样，由此进行到所采样数字化值的转换。

由此，可以从wfd采样导出特征化测量信号的接收信号强度的振幅或某一其它签名，因此，例如，例如可以借助于之前或当前新确定的查找表来补偿距离走动效应，这些查找表例如借助于仪器内部参考距离来确定。

此外，例如为了导出并考虑例如由于目标对象的表面的几何特性和反射特性(例如，表面的入射角或类型)而引起的脉冲变形，可以将所导出的信号形状例如与在仪器中存储或经由仪器内部参考光路径确定的理想信号形状进行比较。

所补偿的距离测量数据然后被发送到存储单元22并使得例如可用于用户。

图8用示例的方式示出了用于借助于基于一个或更多个spad阵列18a、18b的传感器与由在fpga24(“现场可编程门阵列”)中实现的tdc时间测量电路23(“时间数字转换器”)构成的时间测量电路的组合进行的发明距离测量的电路。

由于spad阵列的高和低噪声信号放大，它们例如适于多通道阵列(多束)。用示例的方式，在由被配置用于并行化距离测量的多束发射器和接收器构成的多通道距离测量装置的情况下，fpga中的tdc时间测量电路适于作为紧凑且同样可并行化的评价单元。

通过将tdc用作时间测量电路，信号振幅的检测以直截了当的方式是不可能的。然而，作为另外的参数，可以容易地测量spad阵列的微分输出脉冲的脉冲宽度，并且借助于对应校正曲线，可以使距离偏移(距离走动)与脉冲宽度相关，并且可以对应地补偿距离测量。

在发送端，用示例的方式，可以使用“播种”有激光二极管的光纤放大器，所述光纤放大器在输出处具有1至n光纤耦合器。后者可以用于以简单方式生成照射要测量的对象的一束激光束。

接收器例如可以由被一维或二维布置的多个spad阵列18a、18b来构造。每个spad阵列18a、18b具有单独驱动和/或评价电子器件。由于紧凑性，用示例的方式，fpga中的一组tdc通道是优选的(如果适当)。另选地，spad阵列的输出可以经由复用器来定址(如果适当)并被馈送到公共时间测量电路。为了减少输出信号的数量并从而节省时间测量单元，例如还可以组合微区，以例如在均具有信号输出的独立象限中形成一些域。用示例的方式，然后在每个信号输出处实现在fpga中布置的tdc时间测量单元。

在所示的实施方式中，电路例如包括例如具有亚ppm(“百万分之一”)精度的振荡器25作为时基，该振荡器驱动在fpga24中实现的时钟26。时钟26首先用于驱动激光器16，其次用作用于在fpga24中实现的tdc时间测量电路23的基础。激光器16发射激光测量辐射17，该激光测量辐射以脉冲方式被脉冲调制或调制，并且当在目标5处反射或后向散射之后作为接收辐射撞击在具有一个或更多个spad阵列18a、18b的检测器上。检测器例如还可以被设置为“单像素接收器”或“多像素接收器”。此外，用示例的方式，在fpga24中实现连接在tdc23上游的比较器27。

在计算单元28上进行基于脉冲宽度的飞行时间测量，该计算单元同样在fpga24上直接实现，其中，例如借助于在fpga24上实现的查找表29补偿距离走动。

图9用示例的方式示出了tdc电路的一个实施方式，该tdc电路包括在fpga24中实现的两个tdc通道23a、23b，用于脉冲宽度测量，例如用于在信号飞行时间测量的背景下的距离偏移的根据本发明的补偿目的。

spad阵列18的检测信号(所述信号例如由例如电阻器或跨阻放大器的电流电压转换器30来转换)被馈送到信号生成级31。可选地，被馈送到信号生成级31的信号例如由vga(“可变增益放大器”)在上游阻尼，该vga特别是被具体实现为具有可调整阻尼的vga。

信号生成级31生成两个模拟定义脉冲信号，这两个信号具有例如针对在下游连接的tdc的信号范围优化的相应定义时间轮廓和定义振幅。两个定义脉冲信号的间隔与spad阵列的信号的脉冲宽度对应。这些合成生成信号分别以高时间分辨率被馈送到tdc测量单元。所有这些电子模块例如可以如图8例示的在fpga24上实现。

信号生成级31例如具有两个比较器级(未示出)和两个脉冲生成器组件(未示出)。信号生成级31的两个比较器级分别在输入信号的上升沿和下降沿上在每种情况下触发。

例如，如果存在于比较器处的信号超过预定义阈值，则针对上升沿触发比较器。比较器随即生成比较器输出信号，该比较器输出信号例如经由两个电子触发器电路(即，双稳态多谐振荡器、高速逻辑门，未例示)被馈送到脉冲生成器组件，其中，低通滤波器还可以连接到脉冲生成器组件的下游。

由实际进入的信号(例如，所检测光脉冲，并且在这种情况下为通过阈值的结果)触发的形状信号由此存在于fpga输入处。凭借这些功能，连同连接在fpga24上游的组件一起，实现时间测量电路。

以类似方式，第二通道中的时间测量电路可以由在输入信号的下降沿上触发的比较器来形成。

fpga24上的计算单元28连同来自第一通道的结果一起确定输入信号的宽度，并且考虑脉冲宽度进行飞行时间测量，其中，脉冲宽度用于消除由于实际进入信号的未知振幅引起的距离偏移(距离走动)。

另选地，例如可以在没有显著增加整个距离测量电路的复杂度的情况下增加tdc通道的数量。

用示例的方式，信号生成级31可以按以下这种方式来配置：在上升沿上检测两个测量点，从这两个测量点，下游连接的fpga24可以确定边沿的梯度。梯度可以用作用于接收信号强度的签名，以消除所生成的距离偏移(距离走动)。然而，梯度还可以用于消除另外的伪影。如果梯度与脉冲宽度不处于期望的比率，那么至多存在由于激光测量束相对于目标对象的特定布置对接收信号的干扰。如果激光束例如在对象边沿处部分撞击第一对象且部分撞击位于后者后面的对象，那么双反射出现。如果两个对象紧密隔开(<1m)，那么两个所指派的电子接收脉冲交叠，并且上升沿的陡度与脉冲宽度之间的关系从之前确定的参考值偏离。因此，可以识别、校正或至少部分消除导致接收脉冲的交叠的双目标。

在根据阈值原理的第四通道的情况下，甚至可以在任意情况下且在没有先验假定的情况下准确测量被指派给双目标的独立距离。

可选地，还可以以关于以上所描述的tdc时间测量电路的并联布置配备传统wfd时间测量电路(未示出)。该通道实质上由放大器级、低通或带通滤波器以及adc构成。由adc生成的数字数据特别可以被馈送到与tdc时间测量电路的数据相同的fpga。

图10用示例的方式示出了作为spad输出信号的信号轮廓的签名sig的函数的典型spad阵列的两个距离走动曲线(即，可变距离偏移δd)。如参照图4描述的，spad阵列的信号响应取决于微区的数量。因为信号压缩更早开始，所以仅具有一些微区的spad阵列趋向更大距离走动38，而在例如具有多于3000个微区的spad阵列的情况下，因为输出信号在更大信号范围内保持在准线性范围内，所以距离走动39更小。用示例的方式，在附图中，接收信号强度被指示为签名sig，该签名如已经提及的充当信号强度的测量。

图11用示例的方式示出了spad阵列18”’，该spad阵列以微区33的独立子集单独可驱动或可读的这种方式来配置。

首先，关于独立微区的时间上不同的激活(例如spad阵列的奇数行和偶数行的交替激活)，可以使得spad阵列的恢复时间的缩短(换句话说，更快的脉冲命中率)变成可能。

此外，在所示的示例中，在spad阵列中心的列l中的微区33以线性模式(操作电压<破坏电压)来驱动，而在与列l相邻的区域s中的微区33以spl模式(“单光子模式”，操作电压>破坏电压)来驱动。

在线性模式下，即使在高过度驱动的情况下，也以高分辨率检测接收信号的所生成振幅。因此，用示例的方式，精确振幅测量在下信号范围和上信号范围这两者内是可以的，因此，也使得距离走动误差的准确补偿变成可能。

为了在独立微区33之间均匀分布接收辐射，例如可以借助于漫射器、光纤光波导杆、正方形光纤、光隧道或借助于散焦提供入射光斑34。特别地，作为混光器，光波导特别合适，因为穿过它们没有光丢失。

首先，例如关注尽可能均匀的光分布，因为然后spad阵列与线性模式下的apd类似地表现。

其次，spad阵列展示所谓的错误瞄准图(misaimingdiagram)，其中，信号响应的飞行时间取决于光斑34的位置。在spad阵列边沿处的微区比中心的微区缓慢。该飞行时间效应可以由所有微区的均匀照明来均衡。

图12示出了可以如何将接收光尽可能以定义方式同样分布在spad阵列18上方的变体。目的是独立于目标对象的距离尽可能照射spad阵列18的所有微区。由玻璃、石英或塑料组成的多模光波导特别合适且从之前的apd已知。借助于扰频器，在多模光波导的输出处实现特别均匀的光分布。光纤端可以由光学成像被成像到spad阵列的区域上，但光还可以以短距离直接耦合到敏感区域上。

附图示出了作为具有消光处理入口表面47的正方形光纤44的光波导的一个特定实施方式。消光处理生成光纤横截面的均匀示图，并且在spad阵列18的方向上的光波导由万花筒镜像另外混合光信号，并且同时由在横截面区域的区域中的光波导限制所述信号。由此，在正方形光纤44的出口端处，确保spad阵列18上的均匀光分布。正方形光纤44本身和由内核区域45和光包层46构成的多模光波导一样地被构造。光包层46具有以下效果：具有在数值孔径内的传播方向的辐射无法侧向地离开波导。

不言而喻，所述附图仅示意性例示了可能的示例性实施方式。各种方法同样可以彼此组合且与来自现有技术的方法组合。