专利名称:微波高度测量方法和装置的制作方法
本发明涉及采用微波信号来测量距离的一种方法，这个距离是从一根天线到一种液态物质，例如一种液体，或是一种特殊的固态物质的表面的距离。在一个测量间隔中，这种微波信号的频率进行基本线性的变化。微波信号的一部分从天线发射出来並射向将要对其进行反射的表面，在经过与所要测量的距离相应的传播时间之后得到接收，並同此刻发射的信号进行混频，因此得到测量信号，上述测量信号的测量频率取决于所要测量的距离。更准确地说本发明涉及一种方法，其中发射信号的另外一部分在受到已知长度相对应的延迟之后得到接收，並以模拟的方式转换为基准信号，上述基准信号的基准频率对应于已知长度，在此基础上，根据测量频率和基准频率之间的关系，可在已知长度的基础上计算出所要测量的距离。本发明进一步涉及到用于实现上述方法的装置。
上面描述的方法特别适用于测量容器及类似装置所盛物体的水平。这样的测量的一个问题是要精确地确定测量频率，並将干扰反射区别出来，例如来自支架或容器底的干扰反射。在美国专利第4044355号(U.S.Patent NO.4044355)所述的装置中，通过将基准和测量信号转变成各自的脉冲信号组，来解决这个问题，在这个方法中产生出这两个脉冲信号组之间的商，其中，只有脉冲的相对量级是有意义的。在产生商的过程中，应用了在测量间隔中发生变化的加权因子。上述加权应子涉及利用最小二乘法确定测量和基准信号的商。在只经过一个测量间隔之后，这种最小二乘法可提供非常精确的计算。
然而，当微波在向下穿过容器的管子中传播时，就不适于采用上述方法来进行高度测量。而某些存储容器的结构却要求采用这种测量，比如象具有所谓浮动盖的储液(气)罐。特别地，上述测量方法是以下述要求为前提的，即所发射的微波信号的频率变化方式，从微波信号发射，经过反射直至接收，在整个扫频过程中保持不变。但是在管子中，信号的频率可能会根据管子直径发生变化，並且当反射和接收的信号同直接发射的信号相混频时，在反射並接收的信号中发生的依赖于管子直径的上述变化可被表示成传播时间的函数，因此可被表示成所要测量的距离的函数，除非关于管子直径的修正是精确已知的。对管子直径的测量在实际上很难达到令人满意的精度，同为管子可能包含具有多少不同直径的接头部分，或者可能会因内壁的油膜造成直径的明显变化。
相应地，本发明的目的是提出用微波测量高度的方法，甚至对于管子中的测量，这种方法也能给出非常好的测量精度。
根据本发明，对基准信号进行了适当处理，形成了控制信号，该控制信号确定了类似于基准信号的波形，但它的率正比于所要测量距离的假设值和已知长度之商，即使控制信号的频率大致等于期望测量频率控制频率同测量频信号混频，获得两个位相相差90度的低频差频信号每个差频信号的差频率是控制信号和测量信号的差频，也就是对所要测量的距离(容器中物体高度)和已知距离的长度之间假设关系的精确度的测量。对这些差频信号进行模-数转换，並用于对测量间隔中控制信号和测量信号之间的位差变化进行计算，上述测量间隔构成了扫频的预定部分。最后从位相差的这种变化，可把假设高度的修正项计算出来，从而得到所要测量的距离。
这种信号处理的优点在于，当测量管子中的距离时，可以确定测量中的干扰，这些干扰是由于管子直径的不一致而引起的，从而可以自动地修正测量值，以消除管子对测量值的影响。本发明的另一个优点，在于实现其方法的装置较为便宜。
现在结合陈图对本发明作更加详细的描述，上述附图被作为本发明装置的最佳实施方案。
图1是整个装置的原理图;
图2是包括移相器和比较器网络包括脉冲产生器和比较图2是包括移相器和比较器网络的装置部分更详细的原理图，上述比较器网络包括脉冲产生器，借助这些部分，对基准信号进行了数字化处理，並使其频率同一个常数相乘;
图3是移相器输出的图形。
在附图中，标号1总括地表示一个发射器装置。该发射器1以已知的方式包含一个扫频振荡器2，该扫频振荡器2同微波振荡器3相耦合，微波振荡器3的输出端一方面同第一混频器4相连接，另一方面同第二混频器5相连接。第一混频器同安装在容器(图中未显示)上部的一个天线6相连接，上述容器被用来盛放液态物质。该天线垂直指向下方，以便向液态物质表面7进行辐射，从天线6到该液态物质表面7的距离就是所要确定的距离。通过放大器8，混频器4还同该发射器装置的输出端9相连接。
借助扫频振荡器2、微波振荡器3产生出基本上线性的频率扫描，上述频率扫描或是单独地，或是周期性重复地围绕一个载波频率(如10GHz)进行。在这种扫频过程中，频率单调地进行变化，即在整个扫频过程中频率的变化基本上是稳定的，並且沿着一个方向，或是增大，或是减小。下面的指述涉及到在一个扫频过程中的关系，除非提到与其相反的情况。
受到上述调制的微波信号通过天线6被发送出来，並被表面7反射回该天线，此后又在混频器4中同振荡器3在此刻发出的信号进行混频，通过这种混频，产生出了具有测量频率fm的测量信号。上述测量频率fm同距物质表面7的距离H成正比，这个距物质表面7的距离H就是所要测量的距离。其比例常数通常有100赫兹/米(HZ/m)的量级。在此之后将该测量信号在放大器8中进行放大，然后将其送入由标号10所总括地表示的信号处理装置。
为了对微波振荡器中的非线性和扫频速率的变化进行补偿，将微波振荡器3的输出信号被射入一根基准线11，该基准线11被用作延迟装置，並同第二混频器5相连接。这个基准线代表一个精确的已知长度L，並且应当尽可能地长。但应当注意的是不能让它的衰减过大。经过与天线6所发出的那部分微波信号所经历的同样过程，基准线11将输入它的那部分信号反射回混频器5，由基准线11所反射回来的这部分信号受到了延迟，其延迟的大小相应于在该基准线中的传播时间。经过上述延迟的信号在混频器5中与振荡器3直接发送来的信号进行混频，通过这种混频，得到了具有频率fr的基准信号。在本说明书以下的指述中用符号fr来表示基准频率，该基准频率对应于已知的距离，即基准线11的长度，该基准信号在放大器12中得到了放大。随后，通过第二输出端13把该基准信号从这个发送装置送到信号处理装置10。
信号处理装置10可以被安放在与发送装置不同的地点，並且有屏蔽引线同发送装置相连。所显示的该信号处理装置10的实施方案，包括窄带滤波器14，该窄带滤波器14通过移相器15和一个比较器网络16，同乘法器装置17相连。移相器15可进行移相，例如2×120°移相。比较器网络16包含脉冲形成器。乘法器装置17受到计算装置18的控制，计算装置18可包含诸如微处理机那样的装置。乘法器装置17的输出信号被送到计算器19，该计算器19同记忆装置20相合，在记忆装置20中存有正弦(Sin)和余弦(Cos)值，该记忆装置有两个输出端，一个用于正弦值，另一个用于余弦值，这两个输出端分别同混频器21、22相连。在本实施方案中，每一个所述混合器都包括一个数/模(D/A)转换器，这种数/模转换器包含接收基准电压的输入端，该输入端从发送装置1的输出端9接收测量信号。每个这种混频器-数/模转换器都同两条相同的支路中的一条相连接，这两条支路都同计算装置18相合。每一条支路除了各自的数数/模转换器21、22之外，还分别包括低通滤波器23、24，以及模/数(A/D)转换器25、26，模/数(A/D)转换器25、26通过其时钟输入端接收取样脉冲，该取样脉冲是通过除法电路27从脉冲形成器16的输出端传来的。
来自发射器输出端13的具有fr频率的基准信号被信号处理装置10所接收，该基准信号通过窄带滤波器14，从而滤除了激波和谐波。借助于移相器15和包含脉冲形成器的比较器网络16，将这个基准信号转换成脉冲系列，那一个基准脉冲序列，其频率比输入的基准信号的频率fr高A信。数A是适当的固定整数，以使频率Afr远远大于测量频率的最高率fm，以便确保良好的滤波。如果移相器15进行的是2×120°移相，则A值可以是12。这种频率增加对应于基准线长度的显著增加。这种频率增加可用多种方式来实现，但重要的是不要引入任何延迟和失真，更详细地，如图2所示，基准信号在通过窄带滤波器14滤波后，通过两个串联的120度移相器15A和15B，产生出图3所示的三相输出，该三相输出包含电压分量V1、V2和V3。每个移相器15A、15B都包含一个带有低通反馈的运算放大器，从图3中可以看出，在这种三相输出的每一周期中，可以找出十二个具有相同时间间距的点，在这些点，三个分量的电压V1、V2和V3彼此相等或等于零。如图2所示，在滤波器14的输出端及移相器15A和15B各自的输出端上，连接有6个电压比较器16A-16F，以便将三相输出每一分量的电压同一个基准(零)电压以及每一其它分量的电压进行比较。比较器16A-16F的每一个的输出都是方波，以便每一个比较器都产生高低交替的输出，而且这些比较器的六个方波输出的位相是彼此不同的，以便在任何给定的时刻某些比较器产生高电平输出而其他的比较器则产生低电平输出。比较器16A-16F的输出信号被送入偶-奇逻辑装置16G中。如果六个比较器输出中有偶数个处于高电平，偶-奇逻辑16G就产生低电平输出;如果这些比较器输出中有奇数个处于高电平，偶-奇逻辑装置16G就产生高电平输出。偶-奇逻辑装置16G的输出信号被送到一个单稳态电路或脉冲形成器16H，对于逻辑装置16G输出状态的每一变化，该脉冲形成器16H就产生一个短脉冲。通过这种方式，对基准信号进行了数字化处理，並使频率乘以十二，从而产生具有频率Afr的基准脉冲序列，这个基准脉冲序列详尽地模拟了该基准信号频率的任何变化。
频率为Afr的基准脉冲被送到乘法器17，对这个脉冲序列中的每一个冲脉冲，乘法器17产生出Q个单独脉冲。Q是一个可变整数，是由计算装置18根据前面的测量结果来决定的。由乘法器17发出的脉冲序列被送到计数器19，这个脉冲序列相应地具有频率fr×A×Q。对于加到计数器19上的每一个脉冲，该计数器发出一个二进制输出信号，该二进制输出信号构成了对记忆装置20的一个寻址。如上所述，在这个记忆装置中，有一个正弦和余弦值表，这个表中包含为数众多的Z个角度，这些角度是在整个360°圆周内按基本上规则的间隔选取的。数Z是2的幂，例如，可以是256。计数器19在发出Z个二进制输出信号之后，开始一个新的循环。
记忆装置20的作用是每当它被寻址时，就在它的一个输出端，例如通向混频器21的输出端，发出对应于表中相应选址的正弦值的二进制输出信号，並在它的另一个输出端，例如通向混频器22的输出端，发出对应于表中相应选址的余弦值的二进制输出信号。发往每一个混频器一模/数转换器21、22的二进制输出序列构成控制信号，而由每个这些控制信号所表示的正弦波形的频率等于上述脉冲序列频率fr×A×Q除以Z。以下用这个频率AQfr/Z来表示控制频率。
在此情况下，从记忆装置20发出的二进制形式控制信号在各个转换器21、22中被转换成模拟信号，以便于同发射器装置的输出端9处的模拟测量信号进行比较。因为Z是一个大数(例如为256)，所以数/模转换器的控制信号输出确定了众多沿着正弦波形的点，而且这些众多的点彼此相距很近，因此来自记忆装置20的二进制形式输出信号可以被认为是相当平滑的。起混频器作用的数/模转换器21、22被用作乘法器，输出端9处的测量信号在其中被作为基准电压，输出端9处的这种信号的频率为fm，数/模转换器21、22的输出信号分别在低通滤波器23、24中进行滤波。
每一经过低通滤波的信号的频率，都等于控制频率AQfr/Z和实际测量信号频率fm的差频，即，分别等于控制频率波形和测量信号之间相角φ的正弦或余弦，变数Q是根据由前面的扫频所得到的结果来确定的。这个变数Q是一个适当大小的整数，它使控制频率AQfr/Z同所假定的测量频率相一致。如果容器中的距离H缓慢地变化(通常都是这种情况)，则Q可被验证为这样的整数，它使控制频率AQfr/Z非常地接近于同测量频率fm相一致，而此时在扫频的全过程中控制信号和测量信号之间的相移只是360°的一个分数。可以把这个相移计算出来，並用来校正所假定的距离值，对一次扫频中所发生的相移的计算是在计算装置18中进行的，而在这一端，经过低通滤波的信号在模/数(A/D)转换器25、26中被转换成数字形式。这些转换器受取样脉冲的时钟控制，而上述取样脉冲是由来自脉冲形成器16的基准脉冲，通过在除法电路27中将其频率Afr除以常数K，而形成的。
从纯粹的数学角度看，所述的控制频率产生方法意味着只要微波振荡器的频率按照前面所确定的条件发生单调的变化，则该微波振荡器的频率如何变化並不对其结果发生影响。从实际的观点看(特别是从滤波器14的角度看)，最好是进行线性的频率变化。
现在来描述如何进行罐中液面高度-即距离H-的计算。在这里，一个测量间隔构成一次扫频的一部分，在这种扫频中，既产生出基准信号也产生出测量信号，而在这里，假设在上述测量间隔中从脉冲形成器16传来的脉冲序列中有M这个基准脉冲，确定了M/A个基准周期，而在同一时间中获得了N个取样脉冲，其中N＝M/K，数M是一个适当选择的固定整数，对它进行适当选择以使M/A和M/K都为整数。通常情况下M可取为1428。值得注意的是，一个基准周期是频率为fr的基准信号进行一次完全振荡所需要的时间。
为了能够尽可能的提高精确度，基本的是要在整数个基准周期中进行位相变化的计算，並且取样脉冲不取自基准信号周期的一个和相同部分。为此原因，K应当是一个素数(例如为17)，而且在一次扫频中所用的基准脉冲的总数M应当足够大，以使M能被K除尽，从而提供整数个取样脉冲。
因为所要记值的信号在一次扫频中的变化非常缓慢，因此取样脉冲的数並不需要很大。因此扫频速度和计算装置的速度並不是至关重大的。
对每一次扫频，都为距离H假设一个假设值h，对H的这个假设值是以前面的测量值为依据的。由这个假设，整数Q由下式确定Q＝[ (h·z)/(A·L) ]
其中Z是送入计数器19的脉冲频率除以记忆装置20发出的控制信号频率所得到的商，A是基准信号频率在电路15和16中进行倍增的因子，而L是基准线11的长度。由于发自脉冲形成器16的具有脉冲频率A×fr的基准脉冲序列之频率被乘以Q並被除以Z，所以，从记忆装置20输出的信号具有频率(h/L)×fr，这就是说，它等于测量信号的期望频率。
通过数/模转换器21和22的倍乘和低通滤波器23、24的滤波，获得了两个彼此相移90°的低频信号，在经过了模拟至数字的转换-该模拟至数字转换由来自除法电路27的取样脉冲控制-之后，这两个信号在正弦和余弦分支中分别表示为Sn和Cn。由这些信号，通过确定相继的取样脉冲之间的相移，计算测量信号同控制信号之间的位相在一次扫频中发生的变化△φ，上述控制信号是从记忆装置20发出的，在取样脉冲n-1和取样脉冲n之间，△φ被确定为△φn=△φn-φn-1=arctan (SCn-1-Sn-1Cn)/(Sn-1Sn+Cn-1-Cn)通常△φ变得很小，以致可以对反正切(arctan-)函数进行线性化处理，而不影响精度。由此给出总位相变化FF =Σn = 1N△φn]]>F被用来修正Q，並计算出假定距离值h的修正因子D。在对△φn求和的过程中，可以用加权因子乘△φn从而得到上述美国专利第4，004，355号中所述的优点。计算出的距离H最终被给定为
H＝h+D＝ (A·L·Q)/(Z) + (A·L·F)/(2πM)这个公式适用于传播速度为常数，并且控制信号和测量信号之间的相角相应地以线性形式增加的场合。然而，在一根管子中，传播速度不是常数，而是依赖于频率，因此位相也不以线性的形式随频率发生变化。仍然可以采用上述关于H的公式，但必须进行某些修正。为此目的，需要区别视在距离H和实际物理距离d。通过假设管子在其整个长度上具有一致的直径，並且假设设备内部的长度可以被忽略，可使这个问题得到简化。在这种简化的情况下，位相φ由下式给出φ = 2 dk2kc2- 2 k h]]>其中k是波数(＝2π除以波长;k同微波频率成正比)，kc是“截止”处的波数。在这种情况下，假设微波信号的传播路线包含一根同轴传输线，该同轴传输线具有适当的直径使kc等于3.68/直径。如果采用了同轴传输线的基模，就可以采用这个商。
如上所述，在实际上难以足够准确地确定同轴传输线的直径，因此kc和φ都很难准确地确定，如果对φ求导，则kc可以从关于d的公式中消去。φ对于k的第一和第二阶导数变为φ ′=2 k dk2- kc2- 2 h]]>φ″= (-2dkc2)/((k2-kc2)1·5)
在消去kc后，上式给出d =φ ′+2 h21 - k φ ″/ (φ ′+2 h )]]>在线性情况下，即当传播速度为常数並且φ随频率(波数)线性增加时，第一阶导数φ′＝常数，而φ″＝0。上面最后一个公式中的平方根表达式在此变为1，而d＝(φ′+2h)12。因此，从上面关于H的公式中第二项可以确定φ′。
在有效扫频过程中k的漂移是πM/AL，而在取样间隔πM/ALK中，这表明φ″可以被表示为φ″=K(△φn-△φ1)( (AL)/(M) )2自然，通过采用所有△φ来进行更精确的曲线配合，可以计算出更精确的φ″值。在一般情况下，kc在整个距离中的各部分是不相同的，此时可导出相应的公式。
尽管对本装置的描述是结合着正弦和余弦支路进行的，而且这些正弦和余弦支路包含着各自的混频器-数/模转换器21、22，但可由此设计出只带有正弦支路或只带有余弦支路的装置。然而，在这种情况下，需要对信号的频率进行适当的安排，以使基准信号的频率始终不同测量频率相等，或者使这两个信号频率相同的情况能够区别于没有信号的情况。
也可以不用装置17、19、20和27来进行上面的计算，而是用传统型式的微处理机来进行同样能的计算。
滤波器23和24可以是由取样脉冲控制的数字滤波器，而上述取样脉冲可由除法电路27发出。但显然易见的是可以用一个微处理机来实现方框17、19和20所示装置的功能。
权利要求
1.采用微波信号来确定从一根无线到一固态或液态物质表面的距离(H)的方法，上述微波信号是在相继的扫频过程中产生的，並且其频率在每个扫频过程中基本上平稳地沿着一个方向进行变化；其中所述微波信号的一部分由所述天线发射出去並射向所述表面，在被所述表面反射並经历了与所述距离相应的传播时间之后，这部分微波信号得到接收，並在被接收时与此时所发射的微波信号进行混频，从而得到具有测量频率(fm)的测量信号；上述测量频率(fm)取决于所述距离(H)；而所述微波信号的另一部分受到相应于已知长度(L)的延迟，並在延迟之后得到接收，並且通过与此时所产生的微波信号进行混频，从而被转换成具有基准频率(fr)的基准信号；所述基准频率(fr)对应于所述已知长度(L)並同所述测量频率(fm)相联系，以便能够根据所述已知长度来计算所述距离(H)；所述方法的特征在于下列步骤A在每一次扫频中形成一种控制信号，这种控制信号的频率大致等于该扫频过程中测量信号的期望频率，在每一次扫频中通过下列步骤来形成上述控制信号(1)用一个可变整数(Q)来乘基准信号的频率(fr)；对上述可变整数(Q)进行适当选择，以使其基本上同所述距离(H)之近似值(h)除以所述已知长度(L)所得的商成正比；(2)用一个固定数(Z)来除所得到的频率；B将所述控制信号同测量信号进行比较以确定这些信号之间的位相差；C确定该控制信号同该测量信号之间的差频在扫频过程的预定部分中所发生的任何变化的数值。D依照所确定的位相差的所述变化数值，计算出修正项，将该修正项加到所述距离(H)之所述近似值(h)上，从而给出所述距离。
2.如权利要求
1的方法，其中扫频的所述预定部分是一个测量间隔，在这个测量间隔中产生出了所述测量信号和所述基准信号，其特征进一步在于(1)在所述测量间隔中产生出各个取样脉冲，这些取样脉冲的频率同所述基准信号的频率(fr)之间具有预定的比值，从而在每对相继取样脉冲之间确定一个取样间隔;(2)通过下列步骤来确定位相差的所述变化(a)在一个测量间隔中，对于多个所述取样间隔中的每一个都确定位相差的值，並且(b)计算出所述位相差值的加权平均值，这些所述差值是为所述各个取样间隔而确定的。
3.如权利要求
1的方法，其中所述控制信号进一步地是经过下列步骤而产生的(1)以正比于基准信号频率(fr)与所述可变整数(Q)的乘积的速度来产生脉冲;(2)在包含有所述固定数目(Z)的所述脉冲的重复循环中，对所述脉冲进行计数;(3)对于在一个循环中以上述方式所计数的每一个脉冲，都发出至少一个输出信号;该输出信号对应于正弦波形上某一点的值，这个点表示一个角度的函数，这个角度是由在一个循环中所计数的脉冲的数字位置来代表的，从而使由此产生的一系列输出对应于一个正弦波形;这种正弦波形易于同所述测量信号进行混频，以进行所述位相差探测。
4.如权利要求
3的方法，其中对于在一个循环中进行了计数的每一个所述脉冲，都发出两个输出信号，其中一个输出信号对应于所述角度的正弦函数，而另一个输出信号对应于所述角度的余弦函数。
5.如权利要求
1的方法，其中在形成所述控制信号的过程中，基准信号的所述频率fr进一步地同一个常整数乘数(A)相乘，随后用所述固定整数(Z)来除所得到的频率，其特征在于用下列方法来得到所要确定的距离H＝ (A·L·Q)/(Z) + (A·L·F)/(2πM)其中L为所述已知长度。Q是所述可变整数，F是在扫频的所述预定部分中的总相移，A是所述整数乘数，Z是所述固定整数，M是在扫频的所述预定部分中发生的基准信号振荡的数目，上述的基准信号具有所述基准频率(fr)。
6.如权利要求
2的方法，其中所述测量间隔由整数个取样间隔和整数个基准信号振荡构成，上述的基准信号具有所述基准频率(fr)。
7.如权利要求
6的方法，其中在基准信号的所述频率(fr)同所述整数(Q)相乘之前，将基准信号的所述频率(fr)同一个常整数乘数(A)相乘，並转换成(具有频率Afr的)基准脉冲序列;其特征进一步在于在所述测量间隔中所产生的所述基准脉冲的数目除以所述测量间隔中的取样间隔的所述数目而得到的商是一个素数(K)。
8.测量天线(6)与表面(7)之间距离的装置，包括微波发生器(2、3)，用于产生一种微波信号，这种微波信号在相继的每次扫频中被发射出去，而且这种微波的频率在每次扫频中只沿着一个方向发生基本上平稳的变化，所述发生器(2、3)同天线(6)相连接，该天线(6)被用来向所述表面(7)发射微波信号，以使微波信号从所述表面(7)反射回到天线(6);第一混频器(4)，该第一混频器(4)同天线(6)和发生器(2、3)相连接，以将从所述表面反射过来的信号同直接从发生器发射过来的信号进行混频，从而产生具有测量频率(fm)的测量信号，上述测量频率(fm)取决于所述距离(H);基准信号产生装置，包括延迟线(11)和第二混频器(5)，该第二混频器(5)同所述发生器(2、3)彼此相连接，以产生出具有基准频率(fr)的基准信号，上述基准频率(fr)对应于一个已知长度(L);数据处理装置，用于确定所测量频率(fm)同所述基准频率(fr)之间的关系，並由此计算出所述距离(H)的值，所述信号处理装置包括A 同所述第二混频器(5)相连接的基准脉冲序列产生装置(14、15、16)，用于产生具有基准脉冲频率(Afr)的基准脉冲序列，上述基准脉冲频率(Afr)是常整数(A)同基准频率(fr)的积;B 计算整数(Q)产生装置，包括脉冲乘法器(17)和计算装置(18)，用于对每个基准脉冲产生顺序近似脉冲计算整数(Q)，由此产生具有近似频率(AQfr)的近似脉冲，所述计算整数(Q)在每次扫频中都是恒定的，並对所述计算整数(Q)进行计算以使之大致同所述距离(H)之近似值(h)除以所述已知长度(L)所得的商成正比;C 计数装置，包括同所述脉冲乘法器(17)相连接的计数器(19)该计数器用于计数循环中的所述近似脉冲，每一循环包含固定数目(Z)的近似脉冲，该计数装置还用于对每一计数脉冲发出一个二进制计数输出信号;上述计数脉冲代表了其循环中的数字位置;D 同所述计算器(19)相连接的记忆装置(20)，用于对每一个所述二进制计数输出信号发出至少一个对应于正弦波形上某一点之值的输出信号，这个点代表某一角度的函数，上述角度是由相应的计数近似脉冲在其循环中的数字位置来表示的，以使发自所述记忆装置的顺序输出信号相应于一个正弦波形，並构成易于同所述测量信号进行比较的控制信号;E 同所述记忆装置(20)以及所述第一混频器(4)相连接的装置，用于将所述控制信号同所述测量信号进行适当的混频，从而在每次扫频的间隔中都能对这些混频信号之间的位相差进行测量。
9.如权利要求
8的装置，其中所述记忆装置及所述第一混频器相连接的所述装置包括一个数/模转换器(21、22)。
10.借助微波信号来测量无线(6)同表面(7)之间距离的方法，上述微波信号是在一系列的扫频中的每一次扫频中产生的，並且上述微波信号的频率在每次扫频中只延着一个方向发生基本稳定的变化，其中所述微波信号的一部分从天线(6)发射出去射向所述表面(7)射向所述表面(7)的这部分微波信号在受到所述表面的反射並经历了与所述距离相应的传播时间之后得到接收，並在接收之后与此时所产生的微波信号进行混频，从而产生出具有测量频率(fm)的测量信号，上述测量频率(fm)取决于所述距离(H)，所述微波信号的另一部分受到相应于已知长度(L)的延迟，並在经历这种延迟之后与此时所产生的微波信号进行混频从而产生具有基准频率(fr)的基准信号，上述基准频率(fr)对应于所述已知长度(L)，所述方法的特征在于A 通过在每次扫频中将所述基准信号数字化，为扫频产生出具有短脉冲频率(Afr)的脉冲序列，上述脉冲频率(Afr)是常整数(A)同基准频率(fr)的乘积;B 通过脉冲倍增，对所述脉冲序列中的每一个脉冲产生一系列的近似脉冲，每一个所述系列中的近似脉冲数目等于计算出的整数(Q)，该整数(Q)在这个扫频过程中是一致的，並对该整数(Q)进行适当的选择，以使之同所述距离(H)之近似值(h)除以所述已知长度(L)所得到的商大致成正比;C 在重复的循环中，对所述近似脉冲进行计数，上述重复的循环是由固定数目(Z)的近似脉冲构成的;D 对在一个循环中经过这种计数的每一个近似脉冲，发出至少一个输出信号，该输出信号对应于正弦波形上某一个点的值，这个点表示某一个角度的函数，上述角度是由经过计数的脉冲在其循环中的数字位置来表示的，从而使由此而产生的输出信号序列对应于一个正弦波形，该正弦波形易于同所述测量信号进行混频，以便对所述波形同测量信号之间的位相差及位相差变化进行探测和测量。
专利摘要
材料高度的微波测量。发送装置产生出具有对应于待测距离之频率的测量信号，和具有对应已知长度之频率的基准信号。用一与该距离的假设值和已知长度有关的数乘基准信号，并用一固定数除之，以使该信号的频率等于测量信号的期望频率。把产生的控制信号同该测量信号相混合，测量相位差，并计算相继的取样间隔中的相位差变化，以确定假设距离的修正项。
文档编号G01S13/00GK85104668SQ85104668
公开日1986年12月24日 申请日期1985年6月18日
发明者科特·奥洛夫·艾德瓦德森 申请人:塞伯海洋电气公司导出引文BiBTeX, EndNote, RefMan