专利名称：光纤陀螺的速率控制回路的制作方法
技术领域：
本发明涉及控制光纤陀螺的控制回路工作的装置。特别地，本发明涉及对固有的反馈信号时间延迟而产生的误差进行补偿的装置。
Sagnac干涉仪是用于确定转速的仪器，通过测量在两束传播方向相反的光束之间产生的非互易的相位差完成。该仪器通常包括光源(例如激光器)、由几个反射镜或多匝光纤组成的光波导、分束器／耦合器、探测器和信号处理器。
在干涉仪中，从分束器出来的光波以相反方向沿着一条光路传播。光波导是“互易的”；也就是说，光路中的任何畸变对传播方向相反的光束的影响类似，虽然它们不一定在同一时间或者同一方向经历这样的扰动。在时间间隔与光束围绕光波导传播的时间相差不大的地方可以观察到随时间变化的扰动。反之，“非互易的”扰动对传播方向相反的光束的影响不同，而且随着传播方向的不同而不同。这种“非互易的”扰动是由破坏传播光波的光学介质的对称性这一物理效应引起的。有两种公知的“非互易的”效应。当磁场在光学材料中使电子形成一个优先的自旋方向时产生Faraday效应或者共线磁光效应；而当干涉仪相对惯性系的旋转破坏传播时间的对称性时发生Sagnac效应或者惯性相对论效应。后一效应用作环形陀螺仪的工作原理。
众所周知，由陀螺仪的传播方向相反的光束形成的干涉条纹或干涉图样包含两个组分，d．c．组分和与两光束间的相差的起因相关(例如余弦函数)的组分。这一相差提供了对“非互易的”扰动的测量，例如由于旋转引起的扰动。因为干涉条纹的形状，当测量小的相差(例如低旋转率)时，合成光的强度对相差相对不敏感，因为这一相差靠近相位干涉图样的最大值。而且，仅合成光的强度不表明传感或旋转的方向。
由于上述原因，通常把人为偏置的相差叠加在以相反方向传播的光束上。相移的偏置，也称为“非互易归零偏移”，提高了用强度测量相位差的灵敏度。通过把陀螺的工作点偏置到±π／2(或者±π／2的奇数倍)可以获得最高的灵敏度。而且，通过选择在+π／2和-π／2之间的偏置，可以观察到两个不同的工作点。这使得系统能够确定相差的符号，从而能够确定旋转的方向。
除了相位调制以外，干涉仪输出信号的处理通常使用“相位归零”，即通过负反馈机理引入附加的相移，以便补偿由非互易(Sagnac)效应引起的相移。通常，负反馈产生相位倾斜，斜率与要测量的旋转速率成正比。在实际操作中，被用作归零相移的高度在0和2π弧度之间变化的倾斜，由于电压的限制不能无限增大。
Graindorge et al．在专利号为4，705，399的美国专利中公开了利用“阶梯”波形的一种基于数字的结构。每个阶梯的高度等于测得的相位差，而每个阶梯的宽度或者时间段是光学线圈的整体延迟时间。平均来说，相位倾斜的斜率等于要测量的每单位时间的非互易相差。这种方法适合于数字信号处理，并且具有许多优点。可以通过数字信号处理器提供的同步作用直接把相位调制加到数字相位倾斜上。该(合成的)信号最终控制位于光纤线圈中的相位调制器。
因此，光纤陀螺的工作需要完成许多功能，包括上述的连续基础上的调制(和相应的解调)。也就是说，通常该操作必须至少以每个回路的传播时间τ的频率进行。当需要附加的功能时(例如，提高陀螺的精度)，这些其它的功能可能也需要在每个回路的传播时间期间重复许多操作。
John G．Mark和Daniel A．Tazartes在名称为“Loop controller ForMultiplexed Triaxial Gyro”的美国专利5，337，143中公开了应用特殊集成电路(“ASIC”)作为三轴陀螺的回路控制器。该控制器接收三个被调制的陀螺的数字化输出，测量每个相关的旋转，数字化地处理输出，并提供模拟信号驱动陀螺的相位调制器。回路控制器的工作由微处理器管理。这样，达到一定程度的灵活性在于可以从微处理器输入不同类型的调制(例如，随机的、伪随机的、正交的、确定性的)并且可以利用微处理器的计算能力更新系统参数。不能在回路控制器内或它自身进行编程。因此，它受到配置的微处理器的速度和它自身非灵活性的限制。因而，回路控制器的应用范围受到限制，主要是限于使用“基本”的回路控制器功能陀螺速率信号的调制、解调、产生相位归零倾斜，输出用于相位归零的速率信号，重新设置相位倾斜。当然，陀螺能够测量角速率和相位调制器比例因子控制(以保证线性和精确的模数2π操作)是绝对必要的。其他特性，例如回路的增益控制(用于宽的带宽响应)和漂移控制(以便减小噪声)，虽然不是必要的，但也是非常需要的功能。
John G．Mark和Daniel A．Tazartes在名称为“Loop Controller For FiberOptic Gyroscope With Distributed Data Processing”的申请号为08／520，217的待批美国专利申请中公开了一种回路控制器，该回路控制器采用一种包括许多特殊单元的结构，这些特殊单元用于分配必要的数据处理功能，因而可以进行并行处理，从而能够在每个回路传播时间内增加有用的功能。当一个辅助处理器修正那些不需在每个回路传播时间内修正的参数时可现场编程的门阵列产生改变符号的变量。这些操作的结合能够使陀螺处理器不必进行信息处理能力试验和分支操作。
虽然现有技术公开了许多回路控制器的操作，闭环回路结构有一个共同问题是由于下述事实产生的，即陀螺感应产生代表角速率的反馈信号并加到相位调制器上以保持稳定的工作点。理想情况下，反馈的相位应该消除Sagnac相位，以达到上述的归零条件。由于光纤陀螺回路中存在固有延迟(通常是回路传播时间的两倍或三倍)，反馈信号总是滞后Sagnac相位。当由于加速和减速而存在变化的角度率时，反馈相位总是试图“赶上”实际的Sagnac相位，从而产生剩余的瞬时信号。当存在高频率的振动时，这种剩余信号会变大，使零检测放大器及模数转换器饱和。
本发明要解决现有技术的前述及其他缺点，一方面，通过对闭环系统的改进，这种类型的闭环系统包括光纤陀螺、相位调制器、光探测器及具有相位积分器和反馈积分器的环或回路控制器，这种系统受剩余误差影响。本发明的系统的反馈积分器包括多个积分器。这许多个积分器互相连接使得剩余误差是频率的高次函数。
另一方面，本发明提供一种改变受剩余误差影响的闭环系统的方法。所述系统是上面所说的包括光纤陀螺、相位调制器、光探测器及具有相位积分器和反馈积分器的回路控制器的类型的系统。该方法包括构置反馈积分器使得剩余误差是频率的高次函数的步骤。
本发明的前述及其他特征和优点通过后面的详细描述将更清楚。这些文字描述结合一系列附图进行。附图中的标记表示本发明的特征，与文字描述相应，相同的附图标记始终表示相同的特征。
图1是应用本发明的闭环光纤陀螺的方框图。
图2是描述应用本发明的光纤陀螺的回路控制器的功能的方框图。
图3是闭环陀螺的线性z-变换模式。
图4至图6是一系列描述在获得本发明的速率控制器时所采用的操作并由此定性地证明这种结构的Z-变换图。
图7是描述根据图4至图6的处理得出的速率控制器的结构的示意图。
图8是根据现有技术和本发明(二次和三次结构)所设计的陀螺回路的频率响应的曲线图并由此定量地证明本发明。
图1是应用本发明的闭环光纤陀螺的方框图。回路控制器10的具体结构大致以申请号为08／520，271的待批美国专利申请公开的回路控制器为基础。虽然描述本发明将大致参考这一阐述的使用回路控制器的光纤陀螺，但是应该理解，本发明可以用于闭环陀螺和回路控制器，其中有些已经在本说明书的背景技术部分描述，它们接收并处理测得的速率作为反馈信号，用于得出在后续回路传播时间内驱动回路相位调制器的信号。
相干光源(未示出)输出光束给陀螺12，该陀螺12包括一个光纤线圈和相应的耦合器(未示出)，该耦合器用于把输出光束分为一对在光纤线圈内以相反方向传播的光束。来自于陀螺12的干涉的输出光束被光探测器14接收，光探测器14把光能变为相应的电信号。通过电一光相位调制器(例如存在于多功能集成光学芯片(MIOC)16中的)对在陀螺12的光纤线圈中以相反方向传播的光束进行前面讨论的光学相位调制。相位调制通常用属于电学领域的一种特殊掺杂LiNbO3波导形成。
探测器14输出的模拟电信号加到前置放大器18上，然后，前置放大器18的输出加到滤波器20上。滤波器20的输出驱动模数转换器22，模数转换器22把滤波后的模拟信号数字化产生数字数据位波形，加到回路控制器10上。
回路控制器10被设置为接收上述的模数转换器22输出的数字波形并且相应地产生关于陀螺12的敏感轴旋转的测量和用于在后续的回路传播时间τ内调制陀螺12和使之相位归零的数字控制信号(加到MIOC16上)。回路控制器10的数字输出信号加到数模转换器24上，然后，数模转换器24的相应模拟输出信号加到驱动器26上，驱动器26的输出信号驱动MIOC16。
在讨论回路控制器10的过程中，有时引用表示某一信号和参数的缩略语。这样的参数可以通过许多方法(包括软件、硬连线逻辑和／或二者的结合)供给陀螺处理器(下面将讨论)。辅助处理器(未示出)可以与硬连线逻辑电路一起工作产生这样的输入信号。所述缩略语可以表示，例如，32位数字字。
辅助处理器可以由公知的微处理器(例如可以很便宜地从Texas州的Texas Instruments Corp．of Dallas买到的TMS 320C26微处理器)构成。它用以提供数据，数据需要以例如不高于2khz的频率更新(包括陀螺参数)，与陀螺处理器的40Mhz时钟频率及1km陀螺的1τ的大致5微秒时间预算形成对照。
陀螺处理器，下面将详细讨论，被设置为消除所谓的测验和分支软件指令，该指令反映“选择”子程序的存在，如在美国专利5，337，143的回路控制器中所描述的“选择”子程序。
在下面的讨论中引用的缩略语，每个由32位数字字组成，表示如下数字字 参数的作用1．PERT 用于观察回路的模拟增益所输入的扰动。
2．DCOMP用于补偿输入到回路中的扰动的效应的值。
3．ADOFF从陀螺接收的输出信号的D．C．漂移。
4．OINT 陀螺处理器得出的用于计算ADOFF误差的值。
5．PMSF (“相位调制器比例因子”)数模转换器转换到2π相位用于驱动相位调制器的值。
6．SINT 陀螺处理器得出的用于计算PMSF误差的值。
7．AGC 陀螺处理器得出的用于计算模拟增益误差的值。
8．Δθ 陀螺在时间τ内转过的角度值。
9．CLEAR确定主积分器是否复位为零的值。
10．PINT与当前角速率相应的主积分器的值。
通过辅助处理器更新参数所利用的各种关系根据本领域技术人员熟知的和理解的物理原理。这些参数与向陀螺处理器32提供参数的逻辑电路之间的相互作用，已经在流水号为08／520，217的待批美国专利申请中公开和描述，用于微处理器控制的系统，而且作为参考编入本说明书。
图2是描述图1的光纤陀螺的回路控制器10的功能的方框图。陀螺处理器28接收代表在每个回路传播时间τ内来自于模数转换器22的陀螺12的输出信号的强度的数字字作为输入。在30处该值因为由模数转换器22处理产生的d．c．漂移或误差(ADOFF)而被修正。辅助处理器根据在陀螺处理器28中所计算的变量(“OINT”)值的变化周期性地修正d．c．漂移，下面将描述。
陀螺12的输出，已经校正d．c．漂移，然后加到32处，在这里该输出信号因在前一传播时间内引入的额定振动或扰动值±d而被修正。加到32处的扰动校正值通过在34处把恒定扰动值DCOMP乘以+1或-1而产生。数值±1代表(PERT)前由3个传播时间(t-3τ)所用的扰动或振动得出的扰动修正符号PCS。该符号从预定的、伪随机的或随机的序列中选择，该序列决定为测量回路增益的目的而加到陀螺上的扰动的极性(PTBS)。扰动校正符号PCS和扰动校正值DCOMP在34处相乘之后在32处求和。
陀螺12的输出信号，已经校正了d．c．漂移和扰动，加到36处，在这里求和产生OINT，漂移误差积分器，扰动校正值的平均值。在30处得出的漂移补偿的陀螺输出在38处乘以扰动校正符号PCS，以便解调扰动信号。扰动补偿值DCOMP加到在40处的结果上产生净误差项。该净误差在42处积分产生增益误差信号AGC。在扰动补偿DCOMP已经使输入信号的扰动成分“归零”的情况下，积分42的输出将是恒定的。否则，未补偿的扰动的额外量或剩余量的存在表明存在着回路增益误差。
振动和补偿了漂移的陀螺信号在44处乘以与描述前面调制(MOD)的一系列±1相对应的解调符号PDS。44的输出代表速率误差。该值被求和并加到速率控制器46上，速率控制器的结构将在下面详细导出、公开并加以分析。速率控制器46的作用是在存在角速率输入量Ω时保持陀螺位于零位，通过产生陀螺速率估计值(来自陀螺速率误差)以及把数字增益和速率反馈加到下面将讨论的相位积分器52上实现。
陀螺速率的估计值在48处积分产生角位置变化量Δθ，该值Δθ用于产生与高度变化相关的各种导航参数。将看到与速率控制器46内的每个级联积分器相关的一组CLEAR信号(值为“0”或“-1”)决定根据本发明设计的系统中的剩余陀螺误差的数量级。
44的输出在50处也乘以一个CARRY信号，该CARRY信号是在前一时间τ的积分过程中由相位积分器52产生的。在50处的乘法运算产生比例因子误差解调并且在54处积分以提供相位调制器比例因子误差的估计值(信号SINT)。
代表由级联积分器产生的速率值的32位字在速率控制器46中向左移位，同时影响或施加数据增益给速率估计值。(每向左移移一位产生乘2的效果。由于字节是有限长的，所以移位器的输出范围是有限的。固有模数为232的操作是由于选择一个32位字节操作产生的。通过设置向左移位的232输出精确地表示2π，模数2π相位控制被建立到陀螺处理器28中进行的算法内。这样把加到调制器上的电压范围限制在与2π相当的相移范围。因此，对于熟悉闭环光纤陀螺领域的人所公知的2π“复位”自然而且自动地发生，而不需阈值测试。)速率误差信号ε，被加到速率控制器46上且在其中进行了如上所述积分和左移位，提供一个在有角速率时保持陀螺在零位置“再位置”信号。该信号试图消除由角速度引起的Sagnac相移，产生一个如上所述的不可避免的剩余误差信号ε。速率控制器46的输出在56处与每个τ输出的调制值MOD相加(通常与±π／2相对应或与过调制相对应的其他值，该过调制John G．Mark et al．在名称为“Method and Aparatus ForOvercoming Cross-Coupling in a Fiber Optic Gyroscope EmployingOvermodulation”的08／613，558号美国专利申请中描述了)。根据上述232代表2π，则π／2对应于数值230。在每个τ该调制的符号(包含在MOD中)可以变化。如上所述，在56处提供的MOD值可以具有确定的、随机的、正交的或者其他的特征。
然后，将扰动或者振动值在58处加到速率+调制上。所述扰动信号是在60处由扰动值PERT乘以扰动符号PTBS产生的。58的输出表示速率+调制+扰动，完成反馈和调制。速率+调制+扰动的值在52处积分以闭合回路。在52处的和产生数字阶梯相位积分加在62处输出的CARRY信号(每当加法操作导致第33位进位时产生)。CARRY，与在44处所确定的速率误差值结合，用来确定比例因子误差SINT。
回路控制器10被设置与具有“不可调”参考值的数模转换器24一起操作。也就是说，数模转换器24不必包括对比例因子变化性的调节。这种变化性，通常依赖温度，影响加到相位调制器16上的模拟电压和在陀螺12以相反方向传播的光波之间产生的相移之间的关系。这一变化的补偿是这样完成的，首先在64处补足倾斜最高位，以便把该倾斜的值从二进制漂移变为二进制补码形式，确保倾斜关于零对称(也就是没有d．c．成分)。
然后，在66处将描述倾斜的32位字节的前16位取出，该16位字节在68处乘以相位调制器比例因子的估计值PMSF。68的输出被写入设置为二进制补码形式的数模转换器24。
参考确定比例因子误差的回路，倾斜积分52的CARRY输出在70处被转变为±1。(这些值在陀螺处理器28中产生的，-1表示来自主积分器52的CARRY位，+1表示没有该位。)70的输出在72处延迟3τ，然后在50处乘以来自44的速率误差值。50的输出在54处被积分产生第二比例因子误差积分器，SINT，用于校正相位调制器比例因子PMSF。
如早些时候提到的，如上面所述的闭环陀螺系统在存在高次运动(例如振动、加速、角度跳动和更高次成分)时，在保持一个稳定的工作点方面存在问题。这是由于反馈和Sagnac相位之间的时间延迟或滞后产生的不可避免的剩余信号引起的。
图3是闭环陀螺的线性z-变换的模式。闭环陀螺的标准操作是累计在每个回路传播时间τ的时间延迟，该时间延迟产生上述的剩余误差ε。
在图3和后面的图4至图6中可以看到，当用z-变换表示前面在图1或图2中定义的元件操作的特征时，这一变换在附图和文字描述中都用括号中的标记(已经引入)表示出。现在参考附图3，Z-1观察延迟74限定光束穿过陀螺线圈所耗费的固有的1τ时间延迟。该延迟通常根据现有技术被输入到速率控制器(46)的单一反馈积分器(46A)的函数1／(1-Z-n)。这样的单一反馈积分器的设置已经被说明，如在前面参考的待批美国专利申请08／520，217中。1／(1-Z-1)操作是相位积分器(52)的特征。该操作的输出通过一个Z-(n-1)延迟80而被处理，该延迟也存在于每个τ所需的各种计算(例如调制、解调和模数转换)中。(1-Z-1)函数(16)是相位调制器操作的特征。
图3所示的回路是没有高次补偿的所谓“非周期”(“deadbeat”)类型的回路。从下面可以看出一次剩余误差是速率控制器的单一积分器(46A)的结构导致的。因此，剩余误差信号ε与Sagnac比例因子Ω之间的比值可以被导出，如下(SSF表示Sagnac比例因子)y／Ω=SSF(z-1／(1-z)÷(1+z-n／(1-z-n))=SSF·z-1(1)ε／Ω=(1-z-n)y／Ω=SSF·z-1(1-z-n) (2)在方程2中剩余误差信号ε与Sagnac比例因子Ω之间是一次或一阶关系，确保非周期回路特性。
在本发明中，陀螺回路被重新设置使得不可避免的剩余误差信号与Sagnac输出y之间是高次或高阶关系。根据本发明陀螺回路设计的理论及推导是根据下面图4至图6中所描述的各种变换的讨论得出的。
在图4中，闭环回路陀螺最初是通过加入包含人工延迟84的负反馈线路而重新设计成的。具有正反馈的另一个回路，并且有一个相同的人工延迟86，被安置在第一回路中。当所安置的回路在求和节点88处只加入一个延迟数值时，该延迟数值是在差值节点90处被减掉的值，则图4中安置回路结构的增加不产生净效应，使安置回路的输入端和输出端具有相同的误差或剩余误差信号ε。(注意在差值节点90处“减小”以后而在“求和节点”88处“增加”以前的虚拟的净剩余信号用ε′表示。)可以看到，包括延迟86和求和节点88的安置回路具有积分器的z-变换1／(1-z-n)而且对此的说明在下面的推导中将变得更清楚。
再参考图4，下述关系式定义图4所重新设计的陀螺回路的操作(SSF=Sagnac比例因子)y／Ω=SSF·z-1(3)ε／Ω=(1-z-n)y／Ω=SSF·z-1(1-z-n) (4)ε′／Ω=(1-z-n)ε／Ω=SSF·z-1(1-z-n)2(5)剩余误差ε′，在安置回路内部产生的，现在与Sagnac比例因子Ω的关系是二次的。相应的z-变换曲线图在图5中示出。该曲线反映了安置回路的负反馈线路成为对相位调制器的反馈线路的转变，产生相关的误差信号ε′，而不是ε。图5代表图4的重新设置，图4对闭环陀螺系统的操作没有净效应，而且从图5将看到导致速率控制器的重新设计是因为认识到剩余误差和陀螺速率之间的二次关系。
如前所述，由前面附图中的人工延迟86和求和节点88组成的正反馈回路，可以用z-变换1／(1-z-n)代表——描述积分器一项。因此，正(或内部)反馈回路在该图中被二次反馈积分器(46B)代替。
图4中的由差值节点90和人工延迟84组成的负反馈回路是由时间延迟z-n描述的。这与74、(52)、80和82的剩余或结果相同。因此，图4中引入的负反馈线路可以去除，是通过把(前面的)正反馈线路的输出93转移到图5所示的(52)、80、82和74的开始部分，而不对系统产生净效应。在图5中回路被重新设计，是通过加入求和节点94，依靠节点94积分器(46B)的输出作为一种附加的正向传送信号被加到如图所示的陀螺控制器上。当进行这种重新设计以后，新的剩余误差信号ε′代替在观察延迟74处的一次非周期性误差信号ε。然而，与传统的闭环陀螺的剩余误差信号ε不同，新的误差信号ε′与陀螺速率Ω之间具有二次关系。
再参考图5的陀螺z-变换曲线图，可以看到该闭环系统因为加入了第二积分器(46B)与图3的非周期性回路不同。通过把第二积分器(46B)的输出正向传送到求和节点94，第二积分器(46B)被设置为与第一积分器(46A)成级联关系。
前述方法可以重复许多次来推导出以剩余误差项为特征且该剩余误差项与陀螺速率Ω之间具有连续的高次关系的闭环结构。图6公开了特征为三次剩余误差ε″的回路的线性z-变换。图6中的曲线是通过扩展前面设计的操作得出的。与二次结构不同，三次结构是从图5的二次回路开始的。一对被安置的反馈回路，一个是正反馈，另一个是负反馈，被插在观察延迟74的后面。之后，正反馈内部回路被三次积分器(46C)所代替。然后，正反馈回路被新的线路100代替，利用74、(52)、80和82的结果相当于等效延迟z-n这一事实。在观察延迟74的输出处产生新的三次误差信号ε″。为了确保三次效应，下面的一组方程描述图6的结构y／Ω=SSF·Z-1(6)ε″／Ω=SSF·z-1(1-z-n)3(7)参照该方法和所产生的回路结构，可以总结出，通过下述步骤得到连续的高次的剩余误差项ε，(1)给闭环陀螺中增加一个第(m+1)回路积分器，以及(2)把m个回路积分器的输出连续地正向传送(也就是说，把前(m-1)个回路积分器的输出传送到(m-1)个求和节点。这种交互性方法的结果可以总结如下为了在剩余误差ε与Sagnac速率Ω之间得到一个mth次关系，(m-1)个回路积分器以级联方式被增加，形成一个包括级联积分器(46A)、(46B)、(46C)……等等的速率控制器(46)。
图7所描述的是根据前面所述的方法得出的速率控制器46的结构示意图。通过把这样的控制器46加到图1和图2的闭环陀螺中，经过上面导出的高次效应，可以使误差实质性地降低。如图所示，速率控制器包括以级联方式彼此相连的反馈积分器46A、46B和46C，积分器46A和46B的输出在节点102相加，所有这三个积分器的输出在节点94相加。数字增益在左移位104处加到级联放大器的输出上，以便提供保持陀螺位于零位的再平衡信号。然后，这一再平衡信号加到调制56上。反馈积分器46C的输出是作为陀螺速率估计值输出，并加到Δθ积分器52上。
积分器46A包括相关的CLEAR 46A′，用于选择地复位和保持积分器46C为零值。这样从速率控制器46的操作中去掉积分器。如前所述，这是通过输入预定的信号实现的。当加入这样的CLEAR信号并有效地从速率控制器46中去掉级联积分器46A时，闭环陀螺保持上述图5的操作结构。这样的结构产生剩余误差和输入速率之间的二次关系。否则，获得图6的结构而且剩余误差和输入速率之间存在三次关系。类似地，CLEAR操作46B′可以与CLEAR 46A′结合，以便从回路操作中去掉积分器46A和46B。这样使控制器变为图3的标准形式。CLEAR操作46C′也被加入，以便允许把回路的值复位为零，通过清除积分器46C的值达到初始化的目的(比如在开始时)。
图8是根据现有技术106和本发明(二次108和三次110的结构)设计的陀螺回路的频率响应的曲线图。曲线的横轴描绘感应的陀螺信号的频率，单位为Hz，而纵轴描绘剩余误差与感应的陀螺信号的量值比，单位为dB。直线105描绘以同样的比例测得的角速率与实际角速率之比值的幅值传递函数(即
)。直线105应用到一次、二次、三次回路。可以看到，输出信号的绝对值在频另一个率范围内精确地反映输入的角速率。这由平坦的0dB响应表示。
图8中的曲线是根据1km的陀螺的假设得出的。应该记住，在正常操作条件下，可以预计这样的装置承受2000Hz范围以内或更小的振动。超过上述范围，该曲线只具有理论意义。曲线106、108和110描绘剩余误差与输入陀螺信号的量值比，分别是存在一次剩余误差响应的闭环陀螺(现有技术)及根据本发明具有二次和三次误差项的陀螺(也就是|ε／Ω|、|ε′／Ω|和|ε″／Ω|)。可以看到，在根据本发明设计的系统中在相关的频率范围内剩余误差成分有实质性的下降。例如，在1，000Hz处，和具有一次剩余误差特征的现有闭环陀螺相比，根据本发明的二次系统改善大约20dB，而三次系统改善大约40dB。
具有一次和高次剩余误差特征的陀螺的相对性能在截止频率以外发生很大变化，该截止频率与曲线106、108和110的交点112相对应。对于系统延迟为陀螺回路传播时间的3倍的1km陀螺，可以看到这一截止频率大约为10kHz，如上所述，这一频率大大超过通常遇到的振动频率范围。为此，在很高频率处的衰减与本发明提供的优点决不矛盾。
虽然本发明是参考现有最佳实施例说明和描述的，但是并不限于此。更确切地说，本发明限于后面的权利要求所限定的范围，而且包括所有包括在该范围以内的等同物。
权利要求
1．一种对包括光纤陀螺、相位调制器、光探测器以及具有相位积分器和反馈积分器的环控制器的类型的闭环系统的改进，上述系统受剩余误差的影响，其特征在于所述改进包括a)所述反馈积分器包括多个积分器；以及b)所述多个积分器互相连接，使得所述剩余误差是频率的高次函数。
2．如权利要求1所述的闭环系统，其中所述多个积分器以级联方式互相连结。
3．如权利要求2所述的闭环系统，还包括a)加入数字增益的装置；和b)所述装置被设置为接收所述级联积分器的和，使得所述加入数字增益的装置产生再平衡信号。
4．如权利要求3所述的闭环系统，其中所述级联放大器中的一个提供陀螺速率估计值信号。
5．如权利要求1所述的闭环系统，还包括a)所述多个积分器包括两个积分器；以及b)所述积分器以级联方式排列，使得所述剩余误差是频率的二次函数。
6．如权利要求5所述的闭环系统，其中所述级联积分器中的一个提供陀螺速率估计值信号。
7．如权利要求1所述的闭环系统，还包括a)所述多个积分器包括三个积分器；以及b)所述积分器被排列使得所述剩余误差是频率的三次函数。
8．一种改变受剩余误差影响的闭环系统的方法，所述系统是包括光纤陀螺、相位调制器、光探测器以及具有相位积分器和反馈积分器的回路控制器的类型的系统；所述方法的特征在于包括构置所述反馈积分器的步骤，使得所述剩余误差是频率的高次函数。
9．如权利要求8所述的方法，其中设置所述反馈积分器的步骤还包括a)提供多个积分器；然后b)把所述多个积分器互相联接，使得所述反馈积分器的输出补偿高次剩余误差。
10．如权利要求9所述的方法，其中互相联接的步骤还包括以级联方式互相联接所述积分器的步骤。
11．如权利要求9所述的方法，还包括下列步骤a)提供两个积分器；然后b)把所述积分器以级联方式互相连接，使得所述反馈积分器的输出补偿一次剩余误差。
12．如权利要求9所述的方法，还包括下列步骤a)提供三个积分器；然后b)把所述积分器以级联方式互相连接，使得所述反馈积分器的输出补偿二次剩余误差。
全文摘要
设置一种校准光纤陀螺的闭环系统,使得所谓的非周期性系统的剩余误差是频率的高次函数。该闭环陀螺在反馈线路中包括速率控制器。速率控制器接收来自上一个回路传播时间内校正了d.c.漂移和标准振动的陀螺输出,并且输出陀螺速率估计值。速率控制器包括多个级联方式的反馈积分器。这样,带有固有回路延迟的剩余陀螺误差与感应的陀螺速率之间提升为高次关系。因此,在陀螺工作的频率范围内作为感应的陀螺速率的函数的剩余误差发生实质性降低。
文档编号G01C19/72GK1205430SQ98102800
公开日1999年1月20日 申请日期1998年7月13日 优先权日1998年7月13日
发明者乔恩·G·马克, 戴纽·A·塔扎提斯 申请人:利顿系统公司