用于电容传感器端子位移测量的高分辨率的σ-δ调制器的制造方法

用于电容传感器端子位移测量的高分辨率的σ-δ调制器的制造方法
【专利摘要】一种单个板的电容传感器包括共用公用板的传感器电容器和参考电容器。电容/数字的Σ-Δ调制器向传感器电容器和参考电容器提供分离的传感器激励信号和参考激励信号，以提供高分辨率检测。可编程的比率度量激励电压和适应性激励电压源可以用于增强调制器性能。
【专利说明】
用于电容传感器端子位移测量的高分辨率的Σ-Δ调制器
技术领域
[0001] 本发明涉及电容式传感器和传感器的可变电容到数字值的转换。
【背景技术】
[0002] 已经发现电容传感器具有广泛的应用。电容传感器用于感测压力、加速度、流量、 湿度、接近度、角度、旋转以及人机界面感测应用。例如，电容传感器用于压差测量以及绝对 压力测量。
[0003] 由电容传感器产生的可变电容必须被转换为可以被处理以产生测量输出的电信 号。在许多情况下，期望产生表示可变电容的数字值的电信号，从而通过数字电路而非模拟 电路来完成进一步的信号处理。
[0004] 使用Σ-Δ调制器的电容/数字的（C/D)转换器已经与电容传感器结合使用。一 个示例是用于C/D转换Σ-△调制器与电容压力传感器结合使用。

【发明内容】

[0005] 在一个实施例中，传感器电路包括端子位移电容传感器和电容/数字（C/D) Σ - Δ 调制器。电容传感器包括传感器电容器和参考电容器。第一端子连接到传感器电容器，第 二端子连接到参考电容器，并且公用端子连接到传感器电容器和参考电容器二者。Σ-Δ调 制器包括积分器、量化器和激励信号发生器。积分器具有连接到电容传感器的公用端子的 输入端并且具有连接到量化器的输出端。量化器的输出是脉冲代码调制输出信号，该脉冲 代码调制输出信号是传感器电容器的电容和参考电容器的电容的函数。激励信号发生器将 传感器激励信号提供到电容传感器的第一端子并且将参考激励信号提供到电容传感器的 Λ-Λ---上山 弟>栖子。
【附图说明】
[0006] 图1Α和1Β图示了连接到C/D转换器的Σ-Δ调制器的端子位移电容传感器的可 替换的激励方案。
[0007] 图2是使用图1Α示出的激励的传感器系统的示意图，该系统包括端子位移电容传 感器和一阶两相Σ-Δ调制器，其中单个的激励两相信号被提供到电容传感器的公用板端 子。
[0008] 图3Α和3Β示出了用于图2的电容传感器中的归一化寄生电容的两个不同值的传 递函数动态范围和传递函数敏感度。
[0009] 图4Α和4Β示出了图2示出的传感器处和Σ-Δ调制器的参考输入引脚处的尖峰 信号电压波形。
[0010] 图5是使用图1Β示出的激励用于测量的一阶两相Σ - Δ调制器电 路的不意图，其中P是归一化参考电谷并且iS.sgMC?是归一化传感器电谷。
[0011] 图6A和6B分别是图2和5的电路的调制器传递函数和调制器敏感度的曲线图， 其中归一化寄生电容等于0。
[0012] 图7A和7B分别是图2和5的电路的调制器传递函数和调制器敏感度的曲线图， 其中中归一化寄生电容等于0. 5。
[0013] 图8是示出测量电容比的二阶两相调制器电路的示意图。
[0014] 图9A-9C示出了在三个不同的归一化绝对压强值下图8的电路的第一级积分器的 输出端处的波形。
[0015] 图10A-10C示出了到图8的Σ-Δ调制器的第一级积分器的公用输入引脚处的尖 峰信号波形。
[0016] 图11示出了在两个不同的(!：RtF值的情况下测量Σ-Δ调制器 的传递函数曲线图。
[0017] 图12是用于测量0e/0SA的一阶两相Σ-Δ调制器电路的示意图。
[0018] 图13是与图12的调制器电路结合使用的可编程比率度量激励电压发生器的示意 图。
[0019] 图14是示出测量0reF/0sensor的Σ-Δ调制器的函数曲线与测量匕/亡从的 Σ-Δ调制器的函数曲线的对比的传递函数曲线图。
[0020] 图15是当调制器的量化器的输出y是y = 0和当y = l时，输入到图12的Σ-Δ 调制器的公用输入引脚处的尖峰信号电压比曲线图。
[0021] 图16是用于测量Oe/OsA的二阶两相Σ-Δ调制器电路的示意图。
[0022] 图17A-17C示出了图16的Σ-Δ调制器的第一级积分器的波形。
[0023] 图18是示出类似于图16的电路但是还包括适应性激励电压控制器的二阶两相 Σ-Δ调制器电路的框图。
[0024] 图19A和19B每个都示出了图18的调制器电路的第一级积分器在两组不同的激 励电压下的输出波形，其中图19A表示一个压力并且图19B表示另一个压力。
【具体实施方式】
[0025] 介绍传感器电路10 (图1A)
[0026] 图1A和1B示出了用于单个的板端子位移电容传感器的两种可替换的电容/数字 (C/D)的激励方案。端子位移电容传感器是其中形成传感器的板之间的间隔改变与感测的 参数相关的传感器。因而，传感器的电容的改变与被感测的参数相关。图1A示出传感器电 路10,传感器电路10包括电容传感器12和电容/数字（C/D) Σ-Δ调制器14。传感器12 包括传感器电容器CS和参考电容器CR，二者共用公用板。传感器12具有三个端子，公用 板端子CP、传感器板端子SP和参考板端子RP。端子SP和RP连接到调制器14的输入端。 公用板端子CP接收单个两相激励信号V_，它激励传感器电容器CS和参考电容器CR两者。 调制器14产生脉冲代码调制输出信号PCM和激励信号V_。
[0027] 传感器电路10产生数字化信号（输出信号PCM)，可以根据该数字化信号确定传感 器电容器CS的电容。当需要高分辨率压力测量时，已经发现由调制器14产生的数字化信 号在数个特性方面不足。
[0028] 第一，数字化信号与压力是非线性的。这使信号补偿复杂化并且使得分辨率性能 依赖于施加的压力。
[0029] 第二，数字化信号导致模拟数字（A/D)转换器的低利用范围。由于对于输入传感 器12的压力输入调制器14的输出端敏感度低，这造成差的分辨率。敏感度最低接近于传 感器12的零压力输入状态。
[0030] 第三，激励信号具有较低的信号电平。这有助于较差的分辨率，因为驱动传感器信 号与传感器电路10中的固有热噪声相比相对低。
[0031] 传感器12的一些应用，诸如双绝对压差感测，要求高分辨率信号检测。在那些应 用中，电路10不是最优的。
[0032] 将参照图2、3A、3B、4A和4B更详细地描述传感器电路10。
[0033] 介绍一传感器电路20 (图1B)
[0034] 图1B示出传感器电路20，传感器电路20包括单个板端子位移电容传感器22和C/ D的Σ-Δ调制器24。电容传感器22类似于电容传感器12。传感器22包括传感器电容器 CS和参考电容器CR，其中公用板端子CP连接到C/D电路24的输入端。传感器板端子SP 接收传感器激励信号V__sen，并且参考板端子RP接收参考激励信号Vexqef。调制器24产生 脉冲代码调制输出信号PCM，以及传感器激励信号_和参考激励信号V 。
[0035] 传感器电路20提供比传感器电路10高的分辨率。它解决了上述传感器电路10 的数字化信号的不足。
[0036] 将讨论在图1B中大体图示的传感器电路20的5个不同的实施例。图5-7B描述 了使用一阶两相Σ-Δ调制器的传感器电路20A。图8-11描述了传感器电路20B，它使用 二阶两相Σ-Δ调制器。图12-15描述了传感器电路20C，传感器电路20C使用包括可编程 比率度量的激励电压发生器的一阶两相调制器。图16-17C图示了传感器电路20D，传感器 电路20D使用具有可编程比率度量的激励电压发生器的二阶两相Σ-Δ调制器。图18-19B 示出了传感器电路20E，传感器电路20E使用包括适应性激励电压控制和可编程比率度量 的激励电压发生器的二阶两相Σ-Δ调制器。
[0037] 电容传感器12和22
[0038] 电容传感器12和22是可以用于例如提供绝对压力（AP)测量的单个板端子位移 传感器。传感器12、22包括（具有电容C SE_的）传感器电容器CS和（具有电容C REF的） 参考电容器CR。传感器电容器CS和参考电容器CR共用公用板端子CP。传感器电容CSENSQR 可以被建模为：
[0039]
[0040] 其中，CSA是有源感测电容，CP是寄生电容，.?是具有[0，1]的动态范围的归一化 绝对压力，α是归一化弹性常数。
[0041] 表格1列出了 α =0.6时传感器12、22的示例性归一化电容参数，并且电容归一 化为C。，其中C。是^二Q:时的有源感测电容，(^是&二1时的有源感测电容。
[0042] 表格1 :已有的传感器的示例件参数，其中α = 〇. 6
[0043]
[0044] Εα. 1可以改写为:
[0045]
[0046] 传感器电路10 (图1Α和2-4Β)
[0047] 图2示出了已有的传感器电路10的基本构造。传感器电路10包括参照图1Α所 述的电容传感器12和C/D Σ - Δ调制器14。调制器14包括积分器30、量化器32和激励信 号发生器34。积分器30是第一级积分器，并且包括运算放大器（op amp)36、开关38、40、 42、44、46、48和50、自动调零电容器CZ和反馈电容器CF1。量化器32包括比较器52和锁 存器54。激励信号发生器34包括开关56和58。图2还示出了产生调制器14的两相操作 的时钟信号φ?和年2,调制器14使用三个电压电平，VP、VMID和VN。VMID是VDDA和VSSA 之间的电压居中值。
[0048] 在积分器30中，当锁存器54的输出y是"1"或高电平时，开关38和44被关闭， 并且当锁存器54的输出 γ是"1"或高电平时，开关40和42被关闭。当φ?是高电平时开关 48和50被关闭，并且当φ2是高电平时开关46被关闭。量化器32的锁存器54接收φ?作 为时钟输入。锁存器54在(pi的前沿处被触发。
[0049] 通过将电压VP和VN交替地施加到传感器12的公用板端子CP激励信号发生器34 产生激励信号V ex。。当ycpl或?φ2是高电平时，开关56被关闭（向端子CP提供VP)。当 ytpl或ycp2是高电平时，开关58被关闭（向端子CP提供VN)。
[0050] 在该构造中，感测电容器CS和参考电容器CR的公用板端子CP连接到由调制器14 的激励信号发生器34生成的激励信号V_。连接到传感器电容器CS和参考电容器CR的对 应的输入端子被指示为SP和RP。积分器30中的电荷平衡过程通过量化器的输出y控制。
[0051] 用N。表示与y = 0相关的积分器操作的数量，N i表示与y = 1相关的积分器操作 的数量，并且N = Ν。-％，电荷平衡方程可以被确定为：
[0052] Ν〇 · Δ VEX · Cs-Ni · Δ VEX · CREF^ 0 (Eq. 2)
[0053] 其中Δ VEX是传感器激励信号的大小，
[0054] AVex=VP-VN (Eq. 3)
[0055] VP和VN是直流电压源。电荷平衡方程（Eq. 2)导致以下Eq4示出的测量关系式， 其中η是C/DX-A调制器14的输出。τι表示传感器电路10的传递函数（TF)。τι是电 容器CS和CR的函数并且提供对传感器12的状态的近似估计。就PCM信号而言，τι被限 定为n = (K-NJ/N。τι的涉及传感器电容器的所有公式都是近似的。如果N很大，则方 程4是很好的近似。
[0056]
[0057] (1)传涕函数线件
[0058] 通过将公式（Eq. 1)代入（Eq. 4)中，得出以下传递函数（TF):
[0059]
[0060] (Eq. 5)是归一化压力的非线性函数。
[0061] (2)传递函数动杰范围
[0062] 对于α = 〇. 6并且的情况，通过将归一化参考电容选定为，传 递函数动态范围被最大化并且集中。动态范围是[-0.2252,0.2252]。对应的TF曲线在图 3A中被示出为较细的线。对于α =0.6并且匕二的情况，通过将归一化参考电容选定 为（、&二1121，传递函数动态范围被最大化并且集中。动态范围是[_0. 1716,0. 1716]。 对应的TF曲线在图3Α中被示出为较粗的线。当归一化寄生电容之:等于或超过0. 5时，传 递函数动态范围变得窄得多。
[0063] (3)传涕函数敏感度
[0064] 传递函数敏感度被限定为
[0065]
[0066] 图3Β示出了 α = 〇. 6时的传感器电路10的敏感度曲线图。较细的线是时 的情况。敏感度变化范围是[0·286,0· 708]。较粗的线是'0.5时的情况，敏感度变化范 围是[0. 195,0. 602]。当归一化寄生电容等于或超过0. 5时，传递函数敏感度变得低得 多。
[0067] (4)激励电平
[0068] 在传感器电路10中，激励数值被设计为0. 5*VDDA。输入引脚SP和RP处的尖峰信 号电压波形如图4A和4B所示，其中在VDDA是模拟电源电压的情况下，VSSA = 0伏特是模 拟接地，VMID = VDDA/2是参考电压。为改善信噪比（S/N)的信号，典型的方法是增加传感 器激励数值。不幸地，对于传感器电路10,用于增加激励数值的空间收到限制。这是因为如 果端子SP和RP处的尖峰信号电压超过电源电压轨道（VDDA和VSSA)，则尖峰信号电压可能 引入漏电效应并且，因此，测量精确度将退化。
[0069] 传感器电路20A (图5-7C)
[0070] 图5示出了提出的传感器电路的基本构造。图5示出了传感器电路20A，该传感器 电路是图1B示出的传感器电路20的基本构造。传感器电路20A包括电容传感器22A和一 阶C/D2-A调制器24A。
[0071] 调制器24A包括积分器60、量化器62和激励信号发生器64。积分器60是第一级 积分器，并且包括运算放大器66、开关68、70和72、自动调零电容器CZ和反馈电容器CF1。 量化器62包括比较器74和锁存器76。激励信号发生器64包括开关78、80、82和84。图 5还示出了时钟信号φ?和φ2。
[0072] 在积分器60中，当f l是高电平时开关70和72被关闭，并且当(p2是高电平时开关 68被关闭。φ?提供时钟输入给量化器62的锁存器76。
[0073] 激励信号发生器64向电容传感器22Α的SP端子提供激励信号VeXC_ Sen并且向 传感器22A的端子RP提供激励信号VexC_ref。当?和φ2:二者都是高电平时，开关78被关 闭。当y或φ?任一个是高电平时，开关80被关闭。当φ?高时开关82被关闭，并且当φ2是 高电平时开关84被关闭。
[0074] 在该电路构造中，电容传感器22Α的传感器电容器CS和参考电容器CR形成为电 容桥。桥的公用板端子CP连接到积分器60的输入端。调制器24Α生成两个激励信号，Vexc_ sen和Vexc_ref。信号Vexc_sen用于传感器电容器CS激励。信号Vexc_ref用于参考电 容器CR激励。
[0075] 基于图5中标记的开关控制逻辑，激励电压可以表示为：
[0076]
[0077] AVexc_ref=-AVEX (Eq.8)
[0078] 其中
[0079] AVEX=VP-VN (Eq. 9)
[0080] 结果，从传感器桥传送到积分器的输入节点的净电荷是
[0081]
[0082] 用N。表示为y = 0的积分器操作的数量，用N i表示为y = 1的积分器操作的数 量，则电荷平衡方程被确定为：
[0083] Ν〇 · Δ VEX · (CSENS0R~CREF) _Nj · VEX · CREF^ 0 (Eq. 11)
[0084] 注意N = Να+K，其可以简化为
[0085] N〇 · Δ VEX · Csensor~N · VEX · CREF^ 0 (Eq. 12)
[0086] 该方程导致以下测量关系式，
[0087]
[0088] 我们认为该方程是CREF/CSENS(]R的线性函数。因此，提出的传感器电路20A适于测量 参考电容器CR与传感器电容器CS的电容比。
[0089] 传感器电路20A与传感器电路10的对比
[0090] 在两种情况下对比传感器电路20A和传感器电路10 :
[0091] 情况 1 : α = 〇· 6,情况 2 : α = 〇· 6,匕二〇.:5。
[0092] 情况 1: α = 〇· 6,
[0093] (1)传涕函数的线件
[0094] 在这种情况下，归一化传感器电容的公式（Eq. 1改写）被理解为：
[0095]
[0096] 测量关系式（Eq. 13)得出以下传递函数
[0097]
[0098] 这是归一化压力下的线性函数。
[0099] (2)传涕函数的动杰范闱
[0100] 通过将归一化参考电容器选定为
[0101] _
^
[0102] 所提出的具有集中动态范围的电路的传递函数是
[0103]
[0104] 图6A示出了 TF曲线图。传感器电路20A的TF动态范围是[-0.4286,0. 4286]，并 且传感器电路10的TF动态范围是[-0.2252,0. 2252]。TF动态范围的宽度增加了 1.9倍。
[0105] (3)传涕函数敏感度
[0106] 图6B示出了敏感度示意图。对于传感器电路20A，敏感度是0.8571的常数。对于 传感器电路10,敏感度变化范围是[0. 2858,0. 7079]。在零AP下与传感器电路10比较，传 感器电路20A的敏感度增加了 3. 0倍。
[0107] (4)最大激励数倌
[0108] 总的来说，期望在结合焊盘（特别是CP)上避免超出VSSA、VDDA轨外的电压尖峰 信号。过大的电压尖峰信号的结果是扰乱例如Eql2的电荷平衡方程的电荷泄漏。这对于 激励电压的数值设置了实际限制。
[0109] 在传感器电路20A中，输入引脚CP处最大的尖峰信号电压在y = 0的操作期间出 现，同时归一化压力达到么=1.0。对应尖峰信号电压相对于VMID被估算为（5/9) * Δ νΕΧ。这 意味着，如果激励数值升至0. 9*VDDA，则尖峰信号电压相对于VMID接近0. 5*VDDA。因此， 在提出的电路中激励电压的最大值可以到达〇. 9*VDDA。与传感器电路10(0. 5*VDDA)相比， 激励信号的数值增加了 1.8倍。
[0110] 情况 2 : α = 〇· 6, ^=0,5
[0111] (1)传涕函数线件
[0112] 在这种情况下，传感器电容的公式被理解为公式（Eq. 1)。测量关系式（Eq. 13)导 致以下传递函数。
[0113]
[0114] 由于非零寄生电容，因而传递函数不再是归一化压力的线性函数。
[0115] 将归一化参考电容器选定为
[0116]
[0117] 传递函数的动态范围被集中，并且对应的传递函数可以被写为：
[0118]
[0119] 图7A示出了传递函数曲线图。传感器电路20A的TF线性相对于传感器电路10 被极大改进。
[0120] (2)传涕函数动杰范闱
[0121] 图7A示出了传感器电路20A具有[-0. 3333,0. 3333]的TF动态范围。与电路10 的TF动态范围[-0. 1716,0. 1716]相比，TF动态范围的宽度增加了 1.94倍。
[0122] (3)传涕函数敏感度
[0123] 图7B示出了敏感度示意图。在传感器电路20A的敏感度曲线图中，敏感度不再是 常数，并且变化范围是[0. 5343,0. 8313]。在传感器电路10的敏感度曲线图中，敏感度范围 是[0. 2858,0. 7079]。在零绝对压力下与传感器电路10比较，传感器电路20A的敏感度增 加了 1.87倍。
[0124] (4)激励电压电平
[0125] 在传感器电路20A中，输入端CP处最大的尖峰信号电压在y = 0的操作期间出 现，同时归一化压力达到与VMID相关的对应尖峰信号电压被估算为（1/2) * △ VEX。 这意味着如果激励数值升至1. 〇*VDDA，则输入端CP处的尖峰信号电压相对于VMID接近 0. 5*VDDA。因此，激励信号的最大值可以到达1. 0*VDDA。与传感器电路10(0. 5*VDDA)相 比，激励信号的数值增加了 2. 0倍。
[0126] 传感器电路20B (图8-11)
[0127] 图8示出了传感器电路20B，其特征是用于测量电容比CREF/CSENSQR的二阶Σ-Δ调 制器。传感器电路20B具有与传感器电路20A相同的传递函数（TF)。图6和7适用于传感 器电路20B以及传感器电路20A。
[0128] 在传感器电路20B中，已经基于图5所示的传感器电路20A进行了一些改进。第 一，增加了第二级积分器以抑制量化噪声。第二，两个自动调零电容器，CZ0和CZ1，布置在 第一级积分器中的CDS电路（相联系的双采样电路）中，其中CZ0用作对y = 0的积分的 自动调零电容器，CZ1用作对y = 1的积分的自动调零电容器。第一级积分器中的⑶S电 路不仅提供对放大器偏离、Ι/f噪声的抑制，CDS电路还提供了对于放大器有限增益误差的 更好补偿。
[0129] 传感器电路20B包括电容传感器22B和C/D Σ - Δ调制器24B。传感器22B分别类 似于图1B和5示出的电容传感器22和22A。传感器22B包括传感器电容器CS，参考传感 器CR和端子CP、SP和RP。
[0130] 调制器24B包括第一级积分器90、第二级积分器92、量化器94和激励信号发生器 96。第一级积分器90从传感器22B的端子CP接收输入。第一级积分器90包括运算放大 器100、开关102、104、106、108、110和111、自动调零电容器CZ0和CZ1和反馈电容器CF1。
[0131] 第二级积分器92的输入端连接到第一级积分器90的运算放大器100的输出端。 第二级积分器92包括运算放大器112、开关114、116、118、120、122、124和126、电容器CA 和CB、自动调零电容器CZ2和反馈电容器CF2。
[0132] 第二级积分器92的输出端连接到量化器94的输入端，量化器94包括比较器128 和锁存器130。φ?时钟信号是锁存器130的时钟输入。锁存器130的输出是y和?。y输 出还用作调制器24B的脉冲代码调制PCM输出。
[0133] 激励信号发生器96类似于图5示出的激励信号发生器64。激励信号发生器96将 电压VP和VN交替地施加到电容传感器22B的SP和RP输入端。激励信号发生器96包括 开关 132、134、136 和 138。
[0134] 调制器24B使用时钟信号φ?和φ2以提供两相操作。时钟信号φ?和φ2的波形在 图8中未示出，但是与图5示出的波形相同。
[0135] 已经对在图8所示的电路上的晶体管水平进行了模拟。在该模拟中，电源电压是 VDDA = 2. 4V，参考电压是VMID = 1. 2V。选择的激励电压源是VP = 2. 4V，VN = 0V。传感 器装置参数设定为卜=1，0ρ=〇.5和α =0.6。本文报道了归一化绝对压力|\=〇、 5/9、1. 0的模拟结果。表2中列出了归一化有源感测电容、归一化寄生电容和归一化参考电 容的对应的值。预期的传递函数（TF)值是使用Eq20计算的η。
[0136] 表格2:模拟中的输入电容
[0137]
[0138] 第一级积分器的输出端处的波形如图9A-9C所示。应注意，图8示出的积分器90、 92是相反的类型。这意味着，正（负）电荷从传感器桥（电容传感器22Β)到积分器90的 输入节点的转移将引起积分器90输出端处的负（正）电压阶跃。
[0139] 的情形
[0140] 图9A示出了通过y = 1(向上阶跃）的两个积分器操作平衡y = 0(向下阶跃） 的四个积分器操作的波形。换句话说，根据整个六个积分周期内的波形，四个积分是正并 且两个积分是负；然后重复该循环。％=2，1'1 1=4和~ = 6。这意味着11 = (?^。-1'11)/^ = (2-4)/6 = -1/3。
[0141]情况：4=5/9
[0142] 图9B示出了通过y = 1(向上阶跃）的两个积分器操作平衡y = 0(向下阶跃） 的两个积分器操作的波形。这意味着η = 〇。
[0143] 匕二〇的情形
[0144] 图9C示出了通过y = 1(向上阶跃）的四个积分器操作平衡y = 0(向下阶跃） 的两个积分器操作的波形。这意味着η = 1/3。
[0145] 尖峰信号波形研究
[0146] 图10A-10C示出了输入引脚CP处的模拟尖峰信号波形。表格3记录了相对于VMID 的尖峰信号电压。在该模拟中，激励电压的数值被设置为AV_ _= AV__raf=VDDA。该 模拟示出，如果归一化压力达到匕=1.0输入引脚CP处最大的尖峰信号电压在y = 0的操作 期间发生。最大的尖峰信号电压是1. 05V，低于VDDA/2 = 1. 2V的一半。该模拟结果示出， 提出的电路可以将激励电平抬升到与VDDA相同的电平。
[0147] 表格3 :输入引肤P CP处的樽拟尖峰信号申〖压
[0148]
[0149] 本公开描述了如图1B、5和8示出的新电路架构。在这些新电路架构中的调制器 24A和24B与由传感器电容器CS和参考电容器CR形成的电容桥的公用板CP形成界面连 接。激励信号的数值可以升高至与VDDA相同的电平，结果改善了信噪比。此外，与传感器 电路10相比，传感器电路20A、20B中的调制器24A、24B被设计为用于测量参考电容器与传 感器电容器的比。结果，传感器电路20A、20B提供了改进的传递函数线性，较宽的传递函数 动态范围和更高的测量敏感度。所有的这些特征对于高分辨率测量是极重要的。
[0150] 在图5和8中，描述了用于测量电容比CREF/CSE_的Σ-Δ调制器。调制器电路的 测量关系式是
[0151]
[0152] 其中:是归一化参考电容器，并且€SENS〇R是归一化感测电容器。感测电容包 括两个部分，有源感测电容C SA和并联寄生电容C P。
[0153]
[0154] 归一化有源感测电容可以被建模为：
[0155]
[0156] 其中，愚的是具有动态范围为[0, 1]的归一化绝对压力，α是归一化弹性常数。
[0157] 传感器电路20Α和20Β优点在于改进的转移（TF)函数线性、较宽的传递函数（TF) 动态范围、更高的测量敏感度和更高的激励电压。所有的这些特征对于高分辨率测量是极 重要的。
[0158] 仍然期望进一步改进绝对压力测量应用。对于图5和8中描述的电路，设定参考 电容器Cref的值可以被指定为引起传递函数集中的值。当不可能以这种方式指定Cref的 值时，图12和16中示出的增强布置可以用于实现直线化和集中。
[0159] (1)寄牛电容补偿
[0160] 在非零并联寄生电容的情形中，传递函数是归一化压力的非线性函数。这可以 通过将公式（Eq. 23)代入测量关系式（Eq. 21)中被看到；调制器的传递函数变成
[0161]
[0162] 传递函数（Eq.24)示出，仅当二〇:时其为归一化压力|^|的线性函数。如果归一 化寄生电容更大，则传递函数线性变得更差。结果测量敏感度较低。
[0163] (2) TF动杰范闱集中
[0164] 在传感器电路20A和20B中，基于设定参考电容器是可选择的实现TF动态范围的 集中。在实际应用中，参考电容器被内置在电容传感器装置中，并且参考电容器是不可选 的。结果，TF动态范围可能不能集中。
[0165] 表格4列出具有α = 〇. 6的传感器电路10的电容参数。列出的归一化参考电 容器是0^=1.4286。通过将0^1.4286代入（Eq. 24)中，TF动态范围不再集中。如图 11中的示意图所示，TF曲线图与集中的TF曲线图相比显著地移动到下侧。通过选择C^F 的适当的值（对于本示例该值为1.01981)获得集中的TF。与的集中动态 范围[-0.3281,0. 3281]不同，在二1.4286情况下对应TF动态范围=1.0198变成了 [-0· 8605,0· 0588]。
[0166] 非集中的TF具有一些问题。第一，如果-1. 0〈 η〈_〇. 8或1. 0> η >〇. 8,则量化噪声 明显变得更高。结果，测量分辨率退化。第二，如果η值超过[_1，+1]的范围，则调制器电 路变得不稳定，因而妨碍了压力的精确测量。
[0167] 因此，需要进一步改进传感器电路20Α和20Β。进一步改进的传感器电路必须具有 下述功能：
[0168] (a)对于电容传感器的感测电容的并联寄生电容补偿。
[0169] (b)基于不可选择的内置参考电容器的传递函数动态范围集中。
[0170] 在下文中，描述了基于图5和8的电路20A和20B的传感器电路20C、20D和20E。 除了调制器传递函数优化，还描述了用于改进S/N比（信噪比）的附加的方法。
[0171] 表格4 :已有的传感器电路10在α = 0. Θ时的示例t生参数
[0172]
[0173] 改讲的调制器的测量关系式
[0174] 改进的调制器的测量关系式被规定为
[0175]
[0176] 与测量关系式（Eq. 21)相比，第二项的分母中的CShNS()R由亡认替代。由于并联 寄生电容补偿的作用，这是必须的。此外，第二项的分子中的CREF* Cc替代，由于TF动态范 围集中这也是必须的。本文中特征电容Cc被限定为：
[0177]
[0178] 集中后的η的动态范围是
[0179]
[0180] 本文中C。是? **脅时的有源感测电容CSA，并且(^是匕=1时的有源感测电容CSA。 [0181 ] 与其它的归一化电容参数相同，我们将归一化特征电容限定为
[0182]
[0183] 对于具有α =
〇. 6的电容传感器装置，归一化特征电容的值是<^=5/7。
[0184] 基本电路实现传感器电路20C (图.12-15)
[0185] 传感器电路20C包括电容传感器22C和C/D Σ - Δ调制器24C。调制器24C大致类 似于图5示出的传感器电路20Α的调制器24Α，除了调制器24C的特征为用于产生激励信号 ^。__和V 的可编程比率度量电压。
[0186] 调制器24C包括积分器150、量化器152和激励信号发生器154。积分器150包括 运算放大器156、开关158、160和162、自动调零电容器CZ和反馈电容器CF1。运算放大器 156的输出端设置到量化器152的输入端，量化器152包括比较器164和锁存器166。
[0187] 激励信号发生器154使用四个不同的电压电平以向电容传感器22C提供激励。该 四个电压电平是VP1、VP2、VP3和VSSA。激励信号发生器包括开关168、170、172、174和176。 当殳和φ2二者都是高电平时，开关168将vpi连接到端子sp。当y或φ?任一个是高电平 时，开关170将VSSA连接到端子SP。因而，激励信号Vexe_sen具有两个可能的电平：VP1和 VSSA〇
[0188] 激励Vexc_ref具有三个可能的电平。当?和φ!二者都是高电平时，电压VP2通 过开关172连接到端子RP。当y和φ?二者都是高电平时，电压VP3通过开关174连接到端 子RP。当时钟信号_是高电平时，电压VSSA通过开关176连接到端子RP。
[0189] 比率度量激励电压源
[0190] 调制器24C还包括图13示出的可编程比率度量激励电压发生器180。电压发生 器180连接到激励信号发生器154,并且提供电压电平VP1、VP2、VP3和VSSA。电压发生器 180包括连接在源轨道VDDP和VSSA之间的分压器182。分压器182包括电流源183,电位 器184和186。运算放大器188、190和192和电容器194、196和198从分压器182得到电 压VP1、VP2和VP3。VDDP在实际操作中位于比VP1高的电压轨道下的并且如果有必要甚至 可以高于VDDA的电压轨。可选择包含电流源183。其它的选择包括将分配器直接连接到 VDDA或其它的源电压，或用另一电阻器替换电源183。
[0191] 图12示出了用于测量关系式的基本电路实现方式（Eq. 25)。用于生成传感器电容 器激励信号VeXC_Sen和参考电容器激励信号Ve XC_ref的电压源是分开的。本文中，VP1是 用于生成Vexc_sen的电压源，VP2和VP3是用于生成Vexc_ref的电压源。电压VP1最高， VP2是居中，VP3最低。
[0192] 图13是用于比率度量激励电压发生器的简化电路。其中VDDP是电阻器链 (resistor chain)(分压器182)的电压源。VP1、VP2和VP3的电压电平可以通过来自电流 源183注入的电流控制。VP1、VP2和VP3之间的比率关系被规定为：
[0193]
[0194]
[0195] 对于具有表格4列出的电容参数的电容传感器22C(a = 0.6)，比率关系被规定 为：
[0196]
[0197]
[0198] 应该注意，图13设定VP1>VP2>VP3。这可能不总是成立的，因为其依赖于传感器 参数的值。对于其它的传感器构造，图13中的电压的次序可以根据需要重新排列以实现电 路。
[0199] 电荷平衡方稈和测量关系式
[0200] 基于图12中标记的开关控制逻辑，传感器电容器激励信号可以表示为：
[0201]
[0202] 参考电容器激励信号可以表示为：
[0203]
[0204] 对于y = 0,从传感器桥的公用板传送到积分器的输入节点的净电荷是
[0205] Δ QNET(y = 〇) = VP1 · CSENS0R_VP2 · CREF (Eq. 35)
[0206] 对于y = 1，从传感器桥的公用板传送到积分器的输入节点的净电荷是
[0207] Δ QNET(y = 1) = -VP3 · CREF (Eq. 36)
[0208] 将N。表示为y = 0时的积分器操作的数量，将N i表示为y = 1时的积分器操作的 数量，并且N = Κ+Κ作为积分器操作的总数量，电荷平衡方程可以被建立为：
[0209]
[0210] 通过将VP2/VP1、VP3/V PJP 的比率关系代入方程（Eq. 37)中，电荷 平衡方程可以简化为：
[0211]
[0212] 本文中在以下程度上进行近似，即忽略初始积分器状态和最终的初始积分器状态 之间的电荷差值。当N较大时，这是很好的近似。
[0213] 上文的电荷平衡方程引出想要的测量关系式
[0214]
[0215] 上文的测量关系式是电容比Ce/CSA的线性函数。其与用于改进调制器电路的规定 (Eq. 25)完全相同。
[0216] 传涕函数特征
[0217] (1)TF 线件
[0218] 通过将有源感测电容（Eq. 23)的公式代入测量关系式（Eq. 39)中，得出优化的调 制器电路的传递函数：
[0219]
[0220] 其为归一化压力|』1的线性函数。用弹性常数α的话，其可以写为
[0221]
[0222] 对于具有归一化弹性常数α = 〇. 6的传感器装置，TF公式是
[0223]
[0224] (2)TF动杰范闱
[0225] 用弹性常数α的话，得出集中的TF动态范围：
[0226]
L ^ -(Λ Δ -tx _
[0227] 对于具有归一化弹性常数α = 〇. 6的传感器装置，TF的动态范围是
[0228]
[0229] (3)TF 敏感度
[0230] TF敏感度κ被限定为n关于、&丨的一阶导数。根据（Eq. 41)，可以得到
[0231]
[0232] 对于具有归一化弹性常数为α = 0. 6的传感器装置，TF敏感度是
[0233]
[0234] (4)TF 示意图
[0235] 图14示出了如表格1中的示例性传感器装置的TF示意图，其中一条线是测量 Cc/CSA的调制器的TF示意图，而另一条线是用于测量C REF/CS_R的调制器的传递函数示意 图。Cc/C s^与作为[-0.4286,0.4286]的集中TF动态范围成线性关系，而CREF/CS_ R线与 [-0.8605,0.0588]的非集中TF动态范围成非线性关系。测量Cc/C sd^调制器（诸如图12 的调制器24C)显示出了在TF线性化和TF动态范围集中两者上的极大改进。
[0236] 传感器激励电压电平
[0237] 最大激励电压由输入端子CP处的尖峰信号电压限制。如果图12中输入端子CP 处的尖峰信号电压超过轨道，则输入端子处的漏电效应可能引入测量误差。可以按照下述 方式估算尖峰信号电压比：
[0238]
[0239] VSPIKE是源于VDDA的一半处的电压尖峰信号的幅度，如此以避免尖峰信号超过（或 低于）必须小于VDDA/2的轨道V SPIKE。对于具有表格4列出的参数的示例传感器，图15示 出了作为归一化压力的函数的尖峰信号比（Eq. 47)的曲线图。其中，一条线是用于y = 0 的曲线图，并且另一条线是用于y = 1的曲线图。最大尖峰信号电压比在y = 0的操作情 况下满载压力下被发现为0.4。因此，激励电压源VP1可以在没有引起输入端漏电问题的情 况下升高至与模拟电源VDDA相同的电压电平。用于示例性传感器的相应的比率度量激励 电压源是：
[0240]
[0241] 用于测量C￡/C^的二阶调制器电路-传感器电路20D (图.16-17)
[0242] 图16是可以用于电容比Cc/CSA的测量的二阶调制器电路的示意图。该电路还可 以用于电容比C REF/CSENS(]R的测量，如果激励V-源VSSA由VN替代，并且VP1、VP2、VP3由VP替 代。当图16的调制器电路在用于测量(^/(^的操作模式中时，寄生补偿的函数将起作用，同 时，TF动态范围集中的函数将是有效的。电路20D的TF将与图12中的电路20C的TF相 同。图14和15也适用于电路20D。
[0243] 图16示出传感器电路20D，传感器电路20D包括传感器22D和C/DX-A调制器 24D。调制器24D类似于图8示出的调制器24B，除了调制器24D使用调制器24C的比率度 量激励电压生成特征，如图12和13所示。具体地，调制器24D包括与调制器24C的激励电 压发生器154结合的第一级积分器90、第二级积分器92和量化器94。类似的元件在图8 和12中用类似的附图标记和特征表示。
[0244] 具有VP1 = VDDA的调制器樽拟
[0245] 已经对图16所示的调制器电路示意图进行了模拟。在晶体管水平中进行了模拟。 模拟电源电压是VDDA = 2. 4V。比率度量电压源是VP1 = 2. 4V，VP2 = 2. IV，VP3 = 1. 2V。 在对于/;=〇、1二0.5和.0的模拟中的电容参数在表格5中列出，其中纵列"预期的 η "中的值根据TF公式（Eq. 42)得到。
[0246] 第一级积分器90的波形如图17A-17C所示，波形可以按照下述方式被图示。
[0247] 图17A是用于的波形。图17A示出了 y = 0(向下阶跃）的五个积分器操作 被y = 1(向上阶跃）的两个积分器操作平衡。这意味着η = -3/7,并且η与期望匹配。
[0248] 图17Β是用于/.;==〇.5的波形。图17Β示出了 y = 0 (向下阶跃）的两个积分器操 作被y = 1(向上阶跃）的两个积分器操作平衡。这意味着η = 〇,并且η与期望匹配。
[0249] 图17C是用于的波形。图17C示出了 y = 0(向下阶跃）的两个积分器操 作被y = 1(向上阶跃）的五个积分器操作平衡。这意味着η = 3/7,并且η与期望匹配。
[0250] 表格5 :模拟中的电容参数
[0251]
[0252] 具有话应件激励电压棹制器的调制器-传感器电路20E(图18-19B)。
[0253] 根据图15的示意图，我们还看到位于零I的尖峰信号电压比在y = 0时仅是 0. 096,并且在y = 1时仅是0. 241。因此，当心测量结果接近零时，可以将激励电压源VP1 升高到2*VDDA的电平。尖峰信号电压VSPIKE将仍然小于VDDA/2,如此将没有引脚漏电问题。 通过这样做，在％弋情况下的S/N比（信噪比）将被显著地改进。这导致适应性激励的概 念。
[0254] 在用于测量Ce/CSA的调制器中，适应性激励通过控制激励电压源VP1实现。对于 具有如表格5列出的参数的示例性传感器装置，适应性控制算法可以表示为
[0255]
[0256] 其中>表示测量的归一化压力。当测量的归一化压力< 4 >接近L 〇时，电 压VP1接近VDDA。当测量的归一化压力< & >接近0时，电压VP1接近2*VDDA。同时，当 VP1改变时，VP2和VP3随之改变，使得它们的比率度量关系（Eq. 29-Eq. 30)保持相同。通 过执行所述的适应性激励算法，对于较低的压力区域S/N比被增加，并且相应的测量分辨 率提尚。
[0257] 图18示出了框图形式的传感器电路20E。传感器电路20E包括电容传感器22E和 C/D2-A 调制器 24E。
[0258] 调制器24E类似于图16示出的调制器24B。调制器24E包括第一级积分器90、第 二级积分器92、量化器94、激励信号发生器154和（图13示出的）激励电压源发生器180。 另外，调制器24E包括适应性激励电压控制器200,适应性激励电压控制器200根据量化器 94的PCM输出的函数改变电压VP1。可选地，适应性激励电压控制器可以通过使用自动的 增益控制改变电压。可以通过改变流过分压器182的电流改变电压。随着VP1改变，电压 VP2和VP3也改变，因为激励电压源发生器180产生与电压VP1成固定比的电压VP2和VP3。
[0259] 还对具有适应性激励电压源的调制器电路20E进行模拟。模拟电源被设置为VDDA =2. 4V。根据适应性控制算法（Eq. 49)和比率度量关系式（Eq. 31和Eq. 32)设置激励电压 源VP1、VP2和VP3。表格6中列出了归一化压力戶,=〇、息二〇 5和A二1.0时相应的参数。
[0260] 图19A示出了在&=〇的情况下传感器电路20E的第一级积分器90的波形。点线 是具有VP1 = 4. 8V、VP2 = 4. 2V、VP3 = 2. 4V的适应性电压源的波形。实线与图17A示出 的波形相同。两个波形的图案保持相同，而点线的信号增强了 2倍。因此信噪比改进了 2 倍。
[0261] 图19B示出了在匕二〇.5的情况下传感器电路20E的第一级积分器90的波形。点 线是具有VP1 = 3. 6V、VP2 = 3. 15V、VP3 = 1. 8V的适应性电压源的波形。实线与图17B示 出的波形相同。两个波形的图案保持相同，而点线的信号增强了 1.5倍。因此信噪比改进 了 1. 5 倍。
[0262] 对于/\二丨.〇的情况，激励电压源与传感器电路20E中的相同，波形保持与图17C 相同。
[0263] 表格6 :VDDA和模拟中的适应性V-源（VP1、VP2、VP3)
[0264]
[0265] 调制器电路24C、24D和24E可以用于测量电容比Cc/CSA。它们也可以用于测量电 容比C REF/CSE_。当调制器在该模式下用于测量电容比Ce/CSM，寄生补偿的函数将起作用， 同时，TF动态范围集中的函数将是有效的。本公开描述的调制器电路24C-24E特征在于并 联寄生电容补偿、传递函数线性、传递函数动态范围集中和调制器操作优化。这些电路的特 征还在于在较低的绝对压力下进一步提高分辨率的更高的激励电平和适应性激励电平。
[0266] 尽管已经参照示例性实施例描述了本发明，但是本领域的技术人员将理解在没有 脱离本发明的范围的情况下可以进行各种改变并且等同物可以替代本发明的元件。例如， 虽然在压力测量的背景下具体地描述了实施例，但是传感器电路适用于其它感测应用的较 宽范围，诸如加速度、流量、湿度、接近度、角度、旋转和生物学感测。另外，在没有脱离本发 明的实质范围的情况下可以进行许多修改以使得具体的位置或材料适应本发明的教导。因 此，预期本发明不受限于公开的具体实施例，但是本发明将包括落入随附权利要求的范围 内的所有实施例。
【主权项】
1. 一种传感器电路，包括： 电容传感器，所述电容传感器包括：传感器电容器和参考电容器、连接到传感器电容器 的第一端子、连接到参考电容器的第二端子、和连接到传感器电容器和参考电容器两者的 公用端子；和 电容/数字Σ-Δ调制器，该电容/数字Σ-Δ调制器包括：积分器，所述积分器具有 连接到公用端子的输入端和输出端；量化器，所述量化器连接到产生脉冲代码调制输出信 号的积分器的所述输出端；和激励信号发生器，所述激励信号发生器向第一端子提供传感 器激励信号并且向第二端子提供参考激励信号。2. 根据权利要求1所述的传感器电路，其中所述积分器包括连接到所述输入端的第第 一级积分器。3. 根据权利要求2所述的传感器电路，其中所述积分器包括连接在第第一级积分器和 所述输出端之间的第第二级积分器。4. 根据权利要求1所述的传感器电路，其中所述调制器进一步包括向激励信号发生器 提供多个激励电压的激励电压源发生器。5. 根据权利要求4所述的传感器电路，其中所述激励电压源发生器向激励信号发生器 提供第一电压、第二电压、第Ξ电压和第四电压。6. 根据权利要求5所述的传感器电路，其中所述激励信号发生器基于第一电压、第二 电压、量化器的输出状态、和时钟信号来提供传感器激励信号。7. 根据权利要求6所述的传感器电路，其中所述激励信号发生器基于第二电压、第Ξ 电压、第四电压、量化器的输出状态和时钟信号来提供参考激励信号。8. 根据权利要求7所述的传感器电路，其中所述第一电压大于第Ξ电压，第Ξ电压大 于第四电压并且第四电压大于第二电压。9. 根据权利要求5所述的传感器电路，其中所述激励电压源发生器包括分压器。10. 根据权利要求5所述的传感器电路，其中所述激励电压源发生器提供可编程的比 率度量激励电压。11. 根据权利要求4所述的传感器电路，其中所述调制器进一步包括连接到激励电压 源发生器的适应性激励电压控制器，所述适应性激励电压控制器改变由激励电压源发生器 提供的激励电压。12. 根据权利要求1所述的传感器电路，其中所述传感器电容器和参考电容器共用一 公用板，并且其中公用端子连接到公用板。13. 根据权利要求12所述的传感器电路，其中所述电容传感器是绝对压力传感器。14. 根据权利要求1所述的传感器电路，其中所述调制器是两相Σ-Δ调制器。15. 根据权利要求1所述的传感器电路，其中电容/数字Σ-Δ调制器产生表征Cuw/ CsENSDK的输出，其中C KEF是参考电容器的电容并且C seNSDK是传感器电容器的电容。16. 根据权利要求1所述的传感器电路，其中电容/数字Σ-Δ调制器产生表征Cc/CsA 的输出，其中CsA是传感器电容器的有源感测电容，并且其中Cc是被限定为的 特征电容，其中。是位于最大归一化感测参数处的C SA并且C。是位于最小归一化感测参数 处的CsA。17.根据权利要求1所述的传感器电路，其中所述电容传感器是端子位移电容传感器。
【文档编号】G01B5/24GK105973134SQ201510206215
【公开日】2016年9月28日
【申请日】2015年4月27日
【发明人】汪荣泰, 约翰·保罗·舒尔特
【申请人】罗斯蒙特公司