多输入频率锁定环的制作方法

专利名称：：多输入频率锁定环的制作方法
技术领域：
：本发明涉及相位和频率锁定环，特别是，涉及具有多个输入端的相位和频率锁定环。
背景技术：
：在多种通信应用中，在网络中的每个节点都有独立于在网络中的其它时钟的它自己的内部时钟运行。然而，当网络是同步网络(诸如，在多个电信应用中，和在高速宽区域网络中)，必须使这些时钟互相谐振或者同步。在某些网络中，其中在非常大的中央办公室里的话务量的集中允许昂贵的定时解决方法(诸如，美国电话和电报的长途网络)，多个一级参考时钟(PRC)分布在网络中。每个PRC集合由GPS接收机接收到的多个全球定位卫星信号，而且操纵几个铷振荡器跟踪集中的GPS时间，其中所述GPS时间用于表示在网络内的格林尼治时换算(universaltimescale)。由于PRC的成本很高，所以对于网络中的其它节点，通过锁定环对给定节点的本地振荡器时钟同步或者与PRC时钟谐振。把本地时钟追溯到格林尼治时的可追溯性依赖于整个网络结构，和对昂贵振荡器的运用，并使从PRC地点到本地局的级联时钟的数量最小。在整个网络中的所有支持处理元件的成本都非常高。对于具有相对少量的节点数(大约为几百)的网络以及在高密度的话务量的情况下，用于保持高度可追溯性的这种成本可能是合理的。而对于较低话务量的网络(诸如，与长途切换网络耦连的专用操作节点)来说，这么高的成本就难以承受了。此外，在具有更多的节点的网络中(诸如，在数字蜂窝状电话网络、诸如ARDIS的数据网络、至少一些寻呼系统和PCS)中，最好使节点互相谐振。假设，或者低话务量，或者大量节点，拥有具有分布在全部网络中的运用常规技术可跟踪格林尼治时的时钟的大量节点是昂贵的，而且通常是不可行的。作为替代，存在几个供选择的信源以给信号定时。一个例子是GPS；然而，短期的稳定性和可靠性使它不能作为在网络应用中的定时的直接信源。虽然信号(诸如GPS)的长期稳定性通常很好，甚至超过原子时钟的稳定性，但是GPS信号的短期稳定性使它从整体而言是不可靠的。特别是，有信源、通信信道和接收机所引入的线性和非线性噪声成分破坏了从GPS接收机恢复的短期定时解决方法。结果是，经恢复的定时信号短期稳定性的特征在于，诸如白噪声相位调制和白噪声频率调制的短期噪声以及短期中断和相位跃迁。这种接收到的GPS信号的短期不稳定性和可靠性使它们不适于给在网络中的多个节点定时。为了减小成本，可用基于较低成本石英振荡器来代替铷用作在GPS接收机基站PRC中的本地规整振荡器．加恒温器的石英振荡器(ovenbasequartzoscillator)相对成本较高(几百美元或更多)而且在管理和抑制在GPS定时信号上的短期噪声所需的规整时间内产生重大的定时不稳定性。其它成本更低的不加恒温器的振荡器解决方法完全不适合，因为它们的中期稳定性甚至更差。运用带有单个本地振荡器的GPS接收机所带来另一个基本问题是如果在控制环中存在过度的不稳定性，那么没有任何独立的方法来确定信源是否是GPS接收机或者本地振荡器。作为另一种时钟信号源，可以从基于电话网络的参考信号(诸如，接收到的OC-3或者DS-1信号)提取定时信息。然而，在秒级的短时间测量期间内，比起石英振荡器，这些信号通常具有更差的频率稳定性，而且在几十分级的较长测量期间内，OC-3或者DS-1信号具有比GPS更差的频率稳定性。此外，在从几秒到几十分的中期测量期间内，从E1或者DS-1信号提取的定时信号的稳定性通常好于GPS或者本地石英振荡器。结果，在短、中和长期可资经济地应用稳定性限制内，没有任何一种可用作定时源的信号。另一种方法是运用全部本地振荡器来改善整个石英振荡器信源的稳定性并提供误差检测。然而，这需要在每个位置上至少有两个本地振荡器，这又是一个成本问题。因此，本发明的第一目的是提供在短期、中期和长期测量期间内具有良好稳定性时钟源。本发明的另一个目的在于，在具有大量节点的整个网络中，提供可再现的定时源，而没有实质的每个节点成本。发明概述由多源频率锁定环(诸如双频率锁定环)来获得这些和其它目的。在这些多源频率锁定环中，诸如本地生成石英振荡器的一个信号在短期测量间隔内提供最佳稳定性，同时一个或多个接收到的第二信号(诸如，E1、DS1或OC3信号)在中期测量间隔内提供最佳稳定性，而且第三源(诸如GPS或LORAN)提供最佳长期稳定性。多输入频率锁定环提供基本上等于或优于在任何特定时间测量间隔内可获得的三个源中的最好的一个，而且用三个源中的每个源来控制输出。最佳的是，直接把具有最佳短期稳定性的本地参考振荡器耦连到控制环的输出。应将具有最佳中期稳定性的信号用作第一参考以操纵对于中期稳定性的控制环的输出。这个闭环可以运用类型Ⅰ、类型Ⅱ或者类型Ⅲ控制环。可用开环方式来使用具有最佳长期稳定性(诸如，GPS或者LORAN)的第三输入信号以校准和操纵闭环的信号。如此构造闭环，从而无论运用多少网络输入，实际只需一个数字合成器。在用于每个网络输入的软件中，操纵分开的双输入控制环。来自单个合成器的实际输出定时信号不是控制环的一部分。选择环滤波器参数，从而对所选三个信号的稳定性起主要的作用，使输出信号的稳定性最大。附图描述图1示出各个输入和输出信号的假设的频率稳定性。图2是本发明的第一实施例的拉普拉斯区域模型。图3是本发明的实施例的方框图。图4示出对于图3的实施例的频率稳定性传递响应。图5是本发明的另一个实施例的方框图。图6是可在另一个实施例中用到的合成器的方框图。图7是本发明的另一个实施例的拉普拉斯区域模型。较佳实施例的详细描述图1示出分别对于典型的温度补偿晶体本地振荡器、从共轴或者光输送线或者微波链路接收到的E1或DS1信号以及用GPS接收机接收到的GSP信号，可被测量的整个频率稳定性曲线(Allan或更新的ALLAN方差曲线)10、12、14的假想示图。这些曲线是运用Allan或者更新的Allan方差频率稳定性测量统计法测得的信号稳定性，其中，横轴表示综合时间的对数，而纵轴表示频率不稳定性噪声功率的对数。本地振荡器曲线10表示本地稳定性具有最佳频率稳定性，总共大约为4秒的综合或者测量常数。在大约4秒和两千秒(两小时)之间，DS1或者E1信号具有最佳稳定性估计，如曲线12所示。在超过大约2000秒，GPS具有最佳稳定性估计，如曲线18所示。如图所示，有两个交叉稳定性点16、18，其中，曲线10和12以及12和14分别相互交叉，第一交点在大约4秒，而第二交点在大约2000秒。双源锁定环的目的在于提供具有短期稳定性曲线10、中间稳定性曲线12和长期稳定性曲线18的输出时钟信号。由表示所需更新Allan方差的实线19示出这个，其中所述所需更新Allan方差实质上跟踪来自每个可获得源的三根稳定性曲线中的每根曲线的最佳部分。因此，双源锁定环具有与本地振荡器实质相同的短期稳定性，与E1或者DS1信号本质上相同的中期稳定性和与GPS信号本质上相同的长期稳定性。通过对于到达交叉点的每根曲线，计算Allan或者更新的Allan方差，可以完成每根曲线的最佳部分的这种选择。此外，对于各个输入信号的Allan方差或者更新的Allan方差曲线是不固定的，但是由于噪声和其它环境因素会稍有变化。因此，双源锁定环处理器(下面将要描述)会定期地确定对于不同信号的三个更新的Allan方差曲线的交叉点16、18，并改变滤波常数(下面将要描述)，从而选择最佳短期、中期和长期稳定性。例如，如果曲线12恶化变成曲线12’，那么交叉点16和18移到点16’和18’。输出曲线19将变成输出曲线19’。处理器可以确定E1或GPS信号是否已降级到不可接受的程度。如果E1是不可接受的，那么不能再使用双输入控制锁定环。代之以在背景中操作备份单个GPS输入控制锁定环(如后面所描述)。当E1是不可用时，运用这个备份控制环的输出。如果GPS信号是不可接受的，那么操作双控制环，同时把校准环输入设为零。校准控制环的输出是将来E1频率偏置的最佳预报者。图2示出双频率锁定环的拉普拉斯区域模型100。向环提供三个输入信号，GPS信号Ygps(S)、E1信号YE1(S)和本地振荡器信号YLO(S)，而且环提供输出信号YOUT(S)。独立于本地振荡器NCO输出105而进行操作的校准环具有第一频率比较器102，它用零空载时间(zerodeadtime)测量在两个外部信号YGPS(S)和YE(S)之间的频率或递增相位差。然后，由校准滤波器C(S)107处理该频率或者其它差测量，其中所述校准滤波器C(S)具有设计用来估计长期频率校准以校正任一主速率(E1信号)频率偏置的类型1、2或3开环PLL。应注意，由于在校准环105中没有测量输出信号YOUT(S)，所以这个校准环105运用开环频率测量以在输出端103进行校准估计。此外，需要调节在滤波器C(S)107中的滤波常数以提供适当的Allan方差或者更新的Allan方差交叉或者交叉点，从而当各个信号的相对稳定性以结合图1所解释的方式改变时相对于E1和GPS信号提供输出稳定性。主环110是闭环，而且用频率、相位或者其它定时差检测器112测量输出信号YOUT(S)对E1信号YE1(S)的频率差。检测器112的输出表示频率或者递增时间差，而且用加法器114与校准环103的输出相加、用P(S)滤波器111进行滤波并再用加法器116把所得结果相加以提供用于数字受控振荡器(NCO)118的控制数据。选择滤波器P(S)的时间常数以管理Allan方差或者更新Allan方差交叉点以使来自本地振荡器的短期稳定性和来自参考信号E1的中期稳定性最大。NCO118运用本地振荡器信号YLO(S)来提供输出信号。在需要低相位噪声的应用中(诸如CDMA蜂窝状无线电)，把NCO的输出耦连到锁相环(未图示)以抑制由数字合成处理引入的寄生相位调制。NCO的输出(或者带有可选择的噪声抑制锁相环)是YOUT(S)。应注意，在加法器114和加法器116处，向主环110两次提供校准环103的输出以删除NCO路径的负反馈，从而主环110独立于校准环105进行操作。随着校准环105不设有任何NCO反馈，校准环105在开环中进行操作，而且校准环105与主环110去耦连，同时在加法器105处负反馈输出103。图3示出如图1所示的拉普拉斯区域结构100的方框结构200。校准环205测量在比较器202处的E1和GPS信号之间的频率差。然后，向滤波这个第一频率差并提供校准输出203的类型1控制环207提供频率差测量，主环210测量在频率比较器212处的输出信号OUT和E1信号之间的频率差、在加法器214处把该频率差与校准环的输出203相加，然后执行具有综合滤波器常数SINTE1和成比例的滤波器常数SPE1的类型2控制环滤波器211。把滤波器211的输出与加上校准环的输出203的第二加法器216耦连以提供用于NCO的控制数据N。根据应用的需要，主环可以是类型1、类型2或类型3。一般，类型2适于加恒温器的振荡器，而类型3用于不加恒温器的振荡器，诸如TCXO。最好如此构造控制环，从而运用分频测量，而不是相位或者时间误差测量。通常，锁相环基于运用相位或者时间误差测量。由于在简单的锁相环中只有一个输入，所以相位误差测量趋向零。在这个双控制环结构中，在主环中的相位误差不受约束。由于频率误差受约束，所以较佳的它是输入误差测量以阻止数值四舍五入或者舍位误差。应以零空载时间测量频率误差或者递增时间误差，从而频率误差的整数部分精确地等于时间误差加上固定常数。图4示出功率频谱传递响应250，其中横轴表示自然频率的对数，而纵轴表示以dB为单位的功率频谱的幅度。主控制环具有分别25秒和125秒成比例的积分时间常数，同时校准控制环的滤波器常数是10,000秒。系统向E1输入信号提供带通滤波器响应254，并向GPS输入信号提供高通滤波器响应256。到本地振荡器的响应252是40dB/decade衰减低通滤波器，而且由主环类型(在这个情况下，是类型2)确定。必须有大量的衰减以抑制1/f噪声以及在本地振荡器中的偏移过程。当然，当任一输入的频率稳定性改变时，通过改变滤波常数可以改变到任一输入信号的响应。例如，如果E1信号的长期稳定性改善，那么应降低GPS信号的带宽的上限。相反，如果E1信号的长期稳定性变小，那么应上升对于GPS信号的滤波器的截止频率，从而GPS信号对于信号的中期稳定性更有影响。此外，如果E1信号的短期稳定性减小，那么应减小E1信号的带宽的较高频率限制，从而LO信号对中间频率稳定性有更大的影响。图5示出运用GPS接收机的所示发明的又一个实施例300。天线302接受耦连到GPS机器304(诸如来自英国的Northampton的Navstar的XR5GPS接收机)的被发送的GPS信号。GPS接收机包括用软件(例如，在具有实时时钟的Motorola68020(303)上的软件)实现的软件GPS机器(未图示)，作为以20MHzXR5时基同步操作的GPS机器(304)的一部分。时基可以直接来自不同步的本地振荡器或者在NCO之后。本地振荡器可以是TCXO、DHCXO、OCXO，这依赖于所需成本和性能。GPS机器304包括GPS多信道接收机和软件Kalman滤波器(未图示)，它为对包括在GPS和时基306之间的频率误差差值测量的接收到的GPS信号和本地振荡器XR5时基306提供各个时间、相位和频率估计及测量。时基306还与两个模数256同步计数器锁存器310、312耦连，以提供两个接收到的E1或DS1时钟(E1A和E1B)对本地时基的频率误差零空载时间。特别是，通过变压器耦连，由时钟恢复电路308、310(诸如从DallasSemiconductor可售得)恢复每个E1时钟信号(E1A和E1B)，而且经恢复的时钟由(4063)分频，以每标称1.98毫秒提供一次选通脉冲，从而以每1.98毫秒一次的速率定期地锁存模数计数器310、312的锁存计数过程。计数器310、312锁存计数过程跟踪本地XR5时基信号对相应El信号的频率误差。由在GPS接收机中的处理器(未图示)以与在本地XR5时基和接收到的GPS信号之间的GPS接收机中执行的测量同步地对锁存器308的内容进行采样。最好从不复位模数计数器。任何复位动作都会产生空载时间，和剩余频率误差。应注意，标称递增计数是小数；即，在XR5时基和采样间隔之间的结果计数标称上不是XR5时钟脉冲的整数。因此，高频脉动量化噪声。在这个特定实施例中，标称递增计数是253.73模数256或者每更新一次改变负的2,27计数。此外，当在测量的同时取采样并存储，最好时间标记每个采样(即，根据与所记录的时基同步的处理器的实时时钟，进行定时)。用于根据每个计数器的内容，生成频率信息变化同时减小噪声、偏置和误差的其它潜在源的影响的基本算法如下。如果它是E1A或者E1B，那么对于每个E1时钟该算法是独立有效的。把来自每个锁存器的连续采样值存储在用于E1A和E1B信号中的每个信号的分开的FIFO队列中。通过从前一个减去后一个，把计数器308的最近存储的值C(N)与先前值C(N-1)进行比较。如果在计数值之间的不同模数256的幅度超过一些预定界限示当前采样是坏的，那么丢弃当前采样。假设在C(N)的采样之间的所有差都落在预定界限内，那么每250ms综合间隔内，存在标称上的128个采样。下列伪代码表示数据和滤波的检测功能<</tables>上述算法示出有效数值处理的特定实施例，以在250ms综合间隔内把计数器数据减小到经积累的时间误差的不偏置估计。在单个或级联(即，串联)基础上运用二进制滤波器是较佳实施例。如果在任一给定的计算期间内(诸如，0.25秒)坏值的数量超过预定值，那么用于信道的给定E1时钟(诸如E1A)是不稳定的。在这种情况下，系统可以采用保持状态、可以不考虑E1A时钟或者可以运用其它E1时钟E1B。每250ms一次，需要把经积累的时间误差估计X(N)转换成在E1和本地振荡器之间的频率差的零空载时间估计(在NCO之前或者在NCO之后)。在该实施例中，20MHz时基是在NCO之后。必须由标称综合时间划分第一X(N)，而且定标为分频的单位(sec/sec)。微处理器时钟是时钟标记在FIFP中的每个采样的基础。标称综合时间ΔT是在FIFO中的最后好的采样时间标记和第一个好的采样时间标记之间的差。(在下列公式中，大写字母Y表示频率差测量，诸如E1-NCO的下标表示把E1与NCO相比，而且字母“s”作为下标的一部分表示平滑估计，而且在括弧中的字母(i)表示当前值)。假设，ΔT的单位是毫秒，转换公式应如下偏置YE1-NCO(i)=(x(N)/ΔT)*50e-9(sec/count)*1000(ms/sec)/(5*222)(整个滤波器增益)然后，把X(n)复位成零。上述频率差估计YE1-NCO(i)具有需要被校正的偏置误差的两个源。偏置的第一个源是假设每次存更新都改变Δ标称负2.27。在数据收集处理中加上该偏置，并得出必须加到偏置YE1-NCO(i)的标称57.10066675ppm偏量。小偏置的第二源从在时基中固有的偏量(诸如从NCO信号)中引起。由下列公式可以校正偏置下面描述NCO偏置(YSNCO)的平滑估计的计算。在只有具有主速率输入(诸如有E1或者T1符号输入)的系统的情况下，可以直接把经校正的YE1-NCO(i)用作主环反馈误差测量。然而，如下所述，当存在多个主速率输入时，存在并行操作的多个双输入频率锁定环。在更加一般的情况下，由每个双控制环“软件”NCO(它是虚拟NCO)的输出的加权平均控制硬件NCO。由于硬件NCO是固有线性(即，与到变电抗可控振荡器的变化的可变偏量相比，已知并可重复NCO偏量)，所以容易地恢复对于每个双控制环的主环反馈。例如，随着两个主速率输入E1A和E1B，存在与每个输入相关的“软件NCO”:SNCOA和SNCOB。在任一时刻的实际硬件NCO校正值(HNCO)是HNCO=αSNCOA+βSNCOB，其中α+β=1。由于硬件NCO控制测量时基，所以相对于由硬件NCO校正的本地振荡器，测量E1A和E1B输入。例如，相对于硬件NCO，可将E1A的分频的校正估计表示如下YE1A-HNCO=YE1A-(HNCO+YLO)然而，已知HNCO的值，而且可加到两边YE1A-HNCO+HNCO=YE1A-YLO相对于不同步本地振荡器，这提供A输入的分频的“开环”估计。通过减去用于“A”信道的软件NCO的当前值，获得主环反馈YE1A-SNCOA=YE1A-HNCO+HNCO-SNCOA用类型方法，可以导出用于“B”双控制环的主环反馈。所获得的校准环输入(YGPS-E1)是两个步骤处理过程。第一步骤是相对于GPS时间定标(YHNCO-GPS)，计算经校正的本地时基的分频偏量的估计。GPS机器的一般模型包括多个测量信道和状态估计算法。测量信道提供称为伪范围数据。伪范围是对于锁定GPS代码的本地码和接收到的卫星信号的载波发生器所需的当前延迟迟偏量。用于GPS算法的一般状态空间包括位置、速度以及时钟状态。状态更新算法(一般是Kalman滤波器)运用来自GPS系统的伪范围输入和相关数据递归地更新状态估计。相对于GPS时间定标，时钟状态包括对于本地时基的当前时间误差偏量的偏置XHNCO-GPS。在XR5GPS机器中，根据运用不同卫星组，每秒计算一次多至4个状态更新，而且确定单个加权平均时钟偏置更新。根据如下所述的单个加权平均时钟偏置，计算YHNCO-GPS计算在1秒更新间隔内的△时钟偏置△bias=XHNCO-GPS(i)-XHNCO-GPS(i-1)1)根据对于幅度和信号响应率的预定门限以及从到Kalman的可接受时钟偏置置信区间估计或者其它状态估计算法，证明当前△bias是好的。如果△bias是好的，那么通过补偿在本地校正时基中的小偏置，计算YHNCO-GPS的未偏置的估计YHNCO-GPS=△bias/(1-Y(i)SNCO)对于NCO偏置(Y(i)SNCO)的平滑估计的计算是基于YHNCO-GPS的低通滤波器估计。假设GPS的长期频率偏量很小(小于le-12)，那么平均YHNCO-GPS是一经校正的本地振荡器频率偏量的良好估计。可以如下执行平滑滤波器以获得Y(i)Y(i)SNCO=Y(i-1)SNCO*(1-1/τs)+YHNCO-GPS(i)／τs其中，τs是平滑时间常数，而且应选择它以相对于GPS，反映用于本地振荡器的标称最小Allan方差频率稳定性综合时间。一旦计算YHNCO-GPS，第二步骤是用于每个El输入的YEI-GPS的推导，相对于硬件NCO，已如上所述确定输入的分频误差的校正估计。对于“A”输入，容易地得到校准环输入YElA-GPS=YElA-HNCO+YHNCO-GPS或者E1“B”输入，这可以如下获得YEElB-GPS=YElB-HNCO+YHNCO-GPS于是，假设获得用于多个双环控制系统的经校正分频输入，由执行下列伪代码操作的软件算法执行“软件”NCO的更新。(注意，(i)是当前值的指数，而且“+=是用于积累的C编程运算符。)下列例子示出对于类型1校准环和用于“A”输入的类型2主环的结构。IGPSproportional_State(i)+=-l*(correctedYEIA-HNCO(i)+YHNcO-GPS(i)+GPSproportional_State(i-l1)*T。ElAproportional_State(i)+=(GPSproportional_Statc(i)+CorrectedYElA-SNCOA(i)-OA(i)*To/TproportionalSNCOA(i)=ElProportional_State(i)+E1AIntegral_State(i)+GPSproportional_State(i)ElAIntesral_State(i)+=(EIAproportional_State(i))*To/TintegralSNCOA(i)是每τ°。秒就更新的软件NCO校正状态估计。在这个应用例子中，τo=0.25秒。通过操纵输出的频率以提供最低全部更新Allan方差，选择各种成比例和整数的常数(τGPS、τproportional和τintegral)以提供所需的交叉点。图6示出可在实施例中运用的合成器502的方框图.本地10MHz时基504(可由不同步的加恒温器晶体振荡器生成)是与LC锁相环502相乘的频率，以提供向平衡调制器506提供的125MHz以对120MHzVC0508的输出相拍频。低通滤波调制器506的输出以提供标称5MHz信号用于由相位检测器5lO将它与NC0512由再建滤波器514使之平滑的输出相比。NC0512可以是AD7008CMOSDDS芯片(可从AnalogDevicesofNorwood，Massachusetts购得)。由环滤波器515滤波相位检测器输出，并向120MHzVC0508提供。把120MHzVC0508的输出除以6以向用于GPS接收机(未图示)的XR5时基发生器513和NC0504提供20MHz信号。该硬件合成器在输出和输入分频之间具有下列关系yo(25*y10-4*r△)/(25+4*r△)Eq.NCO-lNCO自己具有下列输入和输出频率的标准关系f°=fin*k/232把项K/232分解成固定和递增项。对于这个实施例k/232=0.25+r△其中，r△=△/232和△是递增NCO控制工作。应操作硬件合成器以获得下列关系yo=Y10+HNCOEq.NCO-2在稳定状态下，简化在等式NCO-1和NCO-2之间的关系，由于y°是标称零，所以y10=-HNCO和等式NCO-l简化到；(25*-HNCO-4*r△)/(25+4*r△)=0只当分子为零上，满足上述等式，因此(25*-HNCO=4*rΔ)，而且最后代入rΔ，得出Δ=-25*230*HNCOEq.NCO-3等式NCO-3提供所需的硬件NCO控制字以获得所需的硬件NCO校正。注意，在该实施例中，每250ms就更新一次NCO控制字。对硬件NCO的实际更新间隔可以更快些。例如，XR5处理器可以支持每1ms更新一次。用Δ字的最小有效位的高频振动以扩展合成处理的分辨率。随着高频振动，把硬件合成器的3,8e-11分辨率改进到优于5e-13的有效分辨率。如在纯直接数字合成的情况下，对于该合成器的相位噪声和寄生相位调制不受NCO的性能限制。把NCO的相位噪声和寄生调制变换成120MHz输出载波。然而，在标准电话应用中所需的输出频率是标称的10MHz。当通过除以12的运算而产生10MHz时，NCO相位噪声和寄生调制被减小21dB。如上所述，可从几个操作控制环中的一个并根据每个软件环SNCO控制状态的加权平均，选择用于硬件合成器的控制字。如上所述，双输入控制环与每个输入E1或T1主速率信号相关。此外，平行操作标准单个GPS输入控制环。单个输入控制环具有被屏蔽的校准环。运用用与其它主环相类似的方法得到的YGPS-SNCO反馈误差信号，操作主环。因此，在两个E1或T1输入的情况下，将存在平行操作的三个控制环(两个双输入和一个单个输入)。运用三个控制环应用作为例子，可描述生成硬件NCO校正的算法。该算法具有两个部分1)确定用于每个环的当前软件NCO状态是否处于正常稳定状态。2)确定用于处于稳定状态操作下的每个软件NCO的加权因数。对于稳定状态操作的确定是基于多个准则的。关于下列方面，检测校准环和主环输入a)当前分频程度是否落在可接受预定程度内b)分频的改变(即，偏移)的速率是否落在可接受预定程度内如果上述测试不成功，那么输入很有可能发生跃迁。一个重要的例子是关于Sonet或者SDH基网络输入的指针相位跃迁。在这种情况下，把主控制环输入临时设为零。这阻止指针跃迁影响主反馈环。由于忽视了指针跃迁，主环正从Sonet或者SDH载体而不是有效负荷中提取中期稳定性。漏斗式算法(leakybucketalgorithm)与“a”和“b”类型事件相关。如果事件速率太高并触发报警。漏斗是不对称的，从而一旦触发报警，它是不清楚的，直至赋予控制环足够的时间来设定。加权因数的确定是基于每个控制环的中期稳定性。由于本地振荡器与所有三个控制环共有，所以它们都具有相同的短期稳定性。此外，由于GPS是到双控制环的校准输入和只到单个控制环的输入，所有环具有相同长期稳定性。每个环的中期稳定性与主环输入的中期稳定性直接相关。相对于其它和本地振荡器，对于每个输入，计算中期稳定性。将改进的Allan方差用于在两个双控制环(称为τm)的中期稳定性区域内的最早综合时间。本地振荡器的三个输入(E1A、E1B和GPS)提供MVAR(τm)的六个相对测量。运用标准N-角随机编码方差分解技术(standarN-cornerhatvariancedecompositiontechnique)，根据六个相对方差测量，可以计算每个输入和本地振荡器的方差的估计。从这些方差估计，可以确定用于每个输入和相关控制环输出的加权因数。例如，如果三个控制环都处于标准稳定状态操作下，那么加权计算如下StabilityGPS=1/MVARGPS(τm)StabilityE1A=1/MVARE1A(τm)StabilityE1B=1/MVARE1B(τm)WeightGPS=StabilityGPS/(StabilityGPS+StabilityE1A+StabilityE1B)WeightE1A=StabilityE1A/(StabilityGPS+StabilityE1A+StabilityE1B)WeightE1B=StabilityE1B/(StabilityGPS+StabilityE1A+StabilityE1B)如上面结合图1和图2的描述，需要根据输入信号的稳定性，改变用于校准环(GPS)的滤波器常数和综合整数及成比例的常数的能力。最好是，通过计算更新Allan方差进行，以确定本地时基、E1信号和GPS信号的稳定性。当各个源改变时，这允许使整个输出信号的稳定性最大。如上所述，控制系统确定下列基本输入的当前分频误差的估计YHNCO-GPS(相对于GPS时间定标的经校正的本地时基的分频)YE1A-HNCO(相对于经校正的本地时基的E1A输入的分频)YE1B-HNCO(相对于经校正的本地时基的E1B输入的分频)根据这个基本设置，可以容易地得出一些相关估计；YGPS-LO(相对于本地振荡器的GPS的分频)YE1A-LO(相对于本地振荡器的E1A的分频)YE1B-LO(相对于本地振荡器的E1B的分频)YE1A-GPS(相对于GPS的E1A的分频)YE1B-GPS(相对于GPS的E1B的分频)YE1A-E1B(相对于E1B的E1A的分频)对于该应用例子，需要上述六个相关测量来管理三个控制环。通过数字化综合，可以把这些分频估计输入中的每个输入转换成时间误差估计XGPS-LO+=YGPs-LO*τo通过运用算法的直接形式，根据时间误差估计，可以直接计算更新的Allan方差(MVAR)MVAR(τ)=E[{∑(Xi+2n-2Xi+n+Xi)}2]其中E[]是所期待的数值运算符，而且从i=1到i=n计算总和。注意，τ=nτo。然而，通过把上述过程分成两步骤可以获得更加有效的算法；1)用线性数字有限脉冲响应(FIR)滤波器对X(nτo)进行运行。2)计算上述滤波处理的输出的采样方差。对于nτo的每个所需值，都需要进行上述两个步骤．对于n的给定值，FIR滤波器需要存储先前的3n+1τo采样。一个实施例是利用一个单个存储器，它大得足以容纳所需的最大n。然而，对于熟悉数字滤波器设计的人员而言，可将十中抽一处理用于n的较大值是显而易见的。例如，可建立第一次存储，以在τo更新速率下容纳n=16。必须存储3N-l或49时间误差采样。以每32τo进行一次十中抽一的速率，操作第二存储器。到该存储器的输入只是简单地将最后32的采样的平均移入第一存储器中。可建立第二存储器以容纳n=16，但是对于第二存储器的综合次数是从32τo到512τo。运用上述方法，达到减小了存储需求量，而且消除了多余的滤波操作。例如，假设对于n=1,2,4,8…214需要MVAR，那么单个缓冲区实施例要求49,153个数据元素。通过运用三个存储器和十中抽一，将存储需求减至147数据元素。对于n的一般值的FIR滤波器处理如下1)假定在存储器中的指数j处，新的时间误差采样2)运用从指数j到(j-n+1)mod49的采样，更新当前移动平均。3)运用从指数(j-n)mod49到(j-2n+1)mod49的采样，更新延迟移动平均。4)运用从指数(j-2n)mod49到(j-3n+1)mod49的采样，更新双延迟移动平均。5)更新第二差输出当前移动平均-2*延迟移动平均+双延迟移动平均。如下更新对于n的给定值的MVAR；1)由MVARsample=(Seconddifference)2*3.0/(τ)2给出当前MVAR单采样方差。2)对于n的给定值，通过运用二进制滤波器来根据采样MVAR，计算平均MVAR的运行估计，获得平均MVAR功率。选择平均τ以提供良好的置信和收敛时间。另一个实施例600(如图7所示)到在丢失E1或T1链路的情况下提供更好操作的图2实施例。特别是，在图7中，提供本地振荡器(LO)和GPS信号(YGPS-LO)之间的分频差作为到双输入锁相环600的第一输入，而且第二输入包括在E1(或T1)和本地振荡器YE1-LO之间的分频差。分别向校准环611和主环610的减法器612和602提供两个输入。校准环包括处理YGPS-LO和校准环611与主环601的输出的总和之间差的校准滤波器610，同时主环601具有处理YE1-LO和从输出节点606反馈的主环的输出之间的差的滤波器604。在加法器608处，把两个环601、611的输出相加，以提供用于数值受控振荡器(未图示)的分频YNCO以在进一步滤波之后提供本地振荡器输出。通过选择本地振荡器LO作为对于这两个环(和可行的附加校准环)的比较信号，所运用的比较信号(LO)是可获得的最可靠的比较信号。主环601的输出是数值校正以把本地振荡器锁定在E1(或T1)信号上。校准环提供输出以在长期内把本地振荡器输出转向GPS信号的相位或频率。然而，如果主环在图7的实施例中出故障(或者延期)，那么实质上第二环变成单个锁相环。在主环P(s)中的环滤波器功能可以是具有40秒、1/60秒和800秒的时间常数的第三级滤波器，同时校准环滤波器功能C(s)可以是具有大约2,000秒的时间常数的第一级滤波器。于是，校准环易受在LO和GPS之间的长期变化的影响，同时主环只易受LO和E1(或T1)信号之间的短期变化的影响。此外，用上述方法，在GPS和E1信号的极短期变化对于本地振荡器的输出的变化产生很少或无任何影响。在图2的第一实施例中，完全去耦合两个环，而且在图7的实施例中，校准环不与主环去耦合。然而，由于在这个第二实施例中，校准环的时间常数大大长于主环的时间常数，所以来自主环的损耗的短期影响不会对第二环产生任何实质影响，因为第三级滤波器的时间常数至少比第一环的时间常数大5倍。虽然图7中的实施例示出拉普拉斯变换，但是熟悉该
技术领域：
的人员通过运用模拟元件和VCO或者通过执行数字化结构，容易地理解如何执行所揭示的实施例。例如，图3或5的实施例，一个普通技术人员可以提供频率或相位比较器、GPS时基，并通过运用在GPS时基中的微处理器或者分开的微处理器或者DSP，他可以运用上述编程技术来执行如图7所示的环结构。此外，如何通过把主环的输出分开地加到每个校准环的输出以通过反馈取差，然后把每个校准环的输出与主环的输出相加以驱动NCO，对于附加定时源容易地相加附加校准环是显而易见的。通过对于每个校准环不同地选择适当的时间常数，不需要对总和进行任何加权，或者运用用于驱动NCO的加权总和可使NCO的可控制性最大。为了进一步改进系统的性能，在与用于主环的相位或频率比较器耦连之前，E1或T1可以通过大约5至20秒的延迟线。如果在延迟线中，在定时信息中检测跃迁，那么可以将对于来自在主环中的滤波器的E1或T1信号的积分器状态来代替表示跃迁的输入信号的实际数据点。这有效地从系统中去除跃迁，并允许更加精确的时基。熟悉本
技术领域：
的人员应能理解，本发明的其它实施例也是可行的，诸如运用OC-3链路或者其它链路用于提取中间信号。此外，在海岸区域中，为了降低系统成本，可以运用LORAN代替GPS。可以改变其它系统参数，诸如采样间隔。当然，由权利要求书限定本发明的范围。权利要求1．一种响应于至少两个输入信号和一个本地振荡器信号的多源环，其中三个信号中的每个信号都具有与其信号相关的频率，每个信号具有不同的频率稳定性特性，诸如一个信号标称上具有最好的短期稳定性、第二信号标称上具有最好的中期稳定性和第三信号具有标称上最好长期稳定性，其特征在于，所述双源环包括第一差检测装置，用于检测在三个输入信号中的两个中间的第一差，所述第一差包括一组频率和相位差之一，第二差检测装置，用于检测在所述三个输入信号中的两个中间的第二差，所述输入信号之一与所述第一差检测装置耦连的两个输入信号不同，所述第二差包括一组频率和相位差之一；振荡装置，以提供具有短期、中期和长期稳定性特性的输出信号；响应于两种差的滤波装置，以控制振荡装置，从而输出的短期稳定性跟踪第一信号的短期稳定性、第二信号的中期稳定性和第三信号的长期稳定性。2．如权利要求1所述的环，其特征在于，所述滤波装置包括响应于所述第一差检测器并具有第一频率响应的第一低通滤波器；响应于所述第二差检测器并具有第二频率响应的第二滤波器；和响应于两个滤波器的输出的振荡器。3．如权利要求2所述的环，其特征在于，所述第一差装置把所述第一信号与第二信号相比较，而且所述第二差检测装置把所述第一信号与第三信号相比较。4．如权利要求3所述的环，其特征在于，所述滤波器装置还包括用于确定在所述第二和第三信号之间的相位和频率差之一。5．如权利要求2所述的环，其特征在于，把所述第一滤波器的输出耦连到所述第二滤波器的输入。6．如权利要求5所述的环，其特征在于，把所述第一滤波器的输出耦连到所述第二滤波器的输出。7．如权利要求2所述的环，其特征在于，每个滤波器至少具有改变所述滤波器的频率响应的一个参数；用于互相参照确定信号的相对稳定性的装置；和用于改变所述滤波器系数以使输出信号的整个稳定性最大的装置。8．一种用于根据三个分开的输入信号来提供具有稳定性特性曲线的时钟信号的方法，其中三个信号的每个信号具有它自己的稳定性特性曲线，输入信号的稳定性特性曲线中的每根曲线能响应于环境条件而可以改变，其特征在于，所述方法包括把每个输入信号的频率和相位中的至少一个与另一个输入信号的频率和相位中的至少一个相比较；用可变滤波器滤波比较结果；根据滤波输出振荡器信号；和调节滤波器，从而使输出的频率稳定性最大。9．如权利要求8所述的方法，其特征在于，对于三个输入信号的每个信号，调节滤波器轨迹的稳定性曲线导致对于振荡器的输出的稳定性曲线实质上跟踪稳定性曲线的最稳定部分。10．如权利要求8所述的方法，其特征在于，通过一个和仅仅一个合成器，输出振荡信号。11．一种用于根据具有不同稳定特性的至少三个输入信号来提供具有频率稳定性的振荡信号的环装置，从而组合三个信号的稳定特性提供最佳稳定特性，其特征在于，所述环装置包括用于确定不同的两对输入信号的相位和频率差之一的比较装置；响应于所述比较装置来生成控制信息的滤波装置；不多于一个合成器，所述合成器具有频率稳定特性，而且响应于所述控制信息来提供输出信号，从而所述控制信息使得频率稳定特性实质上跟踪最佳稳定特性。12．如权利要求11所述的环装置，其特征在于，每个信号包括噪声和偏置，所述环还包括用于估计对于至少一些差的校正的估计装置。13．如权利要求12所述的环装置，其特征在于，所述滤波装置对于差进行滤波，同时改变滤波参数。14．如权利要求13所述的环装置，其特征在于，改变所述滤波器参数，以使输出信号的频率稳定性最大。15．一种用于根据本地生成的信号、通过陆线连接接收的信号和通过无线电链路接收的信号来生成具有频率稳定性的输出信号的方法，其特征在于所述方法包括重复测量在本地生成信号和陆线信号之间的频率和相位差之一以提供第一差；重复测量所述无线电链路信号和本地生成的信号与陆线信号之一之间的频率和相位差之一以提供第二差；用第一滤波器对所述第一差进行滤波以提供第一滤波差；把所述第一滤波差与所述第二差相结合以形成第一组合差；滤波所述第一组合差以提供第二滤波组；把所述第一组合组与第二滤波差相结合以形成第二组合差；和用所述第二组合差控制振荡器以提供具有依赖于至少陆线信号和无线电信号的频率的输出时钟信号。16．如权利要求1所述的多源环，其特征在于，所述振荡器装置产生本地振荡器信号，而且向第一和第二检测装置提供所述本地振荡器信号，其特征在于，所述滤波装置还包括主环，具有输出并响应于由所述第一差检测装置确定的差和所述主环的输出之间的差；校准环，具有输出并响应于在由所述第二差检测装置确定的差和所述主环及校准环的输出总和之间的差，根据所述第一和第二环的输出的总和操纵振荡装置。17．如权利要求16所述的环，其特征在于，所述环还包括在具有最佳中期稳定性的信号和所述第一差检测器之间耦连的延迟线，从而可以用来自所述主环的数据来代替在具有最佳中期稳定性的信号中的至少一些跃迁。全文摘要通过把GPS信号与E1信号相比较并把E1信号与环的输出相比较,揭示双锁定环。低通滤波GPS信号以提供经低通滤波的GPS对E1信号,它被用作对于具有第二低通滤波器的闭环的校准,其中所述滤波器用于对于E1和输出信号的比较结果进行滤波。通过适当地选择滤波器参数,输出稳定性可以跟踪驱动对于短期稳定性的NCO的本地振荡器的稳定性、E1信号的中期稳定性以及GPS信号的长期稳定性。文档编号G04G7/02GK1217097SQ97194322公开日1999年5月19日申请日期1997年5月2日优先权日1996年5月3日发明者乔治·赞佩蒂申请人:西米屈康股份有限公司