专利名称：基于光盘驱动聚焦伺服系统所用的干扰观测器的强壮控制器的制作方法
技术领域：
本发明是关于用在光盘驱动聚焦伺服系统中的控制器，更一步地说，是关于包括一个处于外环路中的光伺服控制器和能消除模型的不确定性、系统参数的变化及外部干扰的干扰观测器的控制器。
目前一直强烈要求有一种高速、大容量和小尺寸的信息存储装置，其中一种这样的装置是DVD-ROM(数字通用盘随机存取存储器，在此称为‘DVD’)。DVD在个人计算机中尤其适用。现在市场上已经有了4.7GB的DVD，并且不久将要推出15GB的DVD，它可以存储两个小时的高分辨率的运动图像。
同时，为了开发这种市场上可用的大容量的DVD，还要解决各种技术上的难题，其中之一是光盘的精确聚焦。
目前大约有五种伺服系统用于光盘系统中，如聚焦伺服、跟踪伺服、滑撬伺服、倾斜伺服和主轴伺服。
聚焦伺服系统控制一个聚焦驱动器处于与光盘的平面表面相垂直的方向，以便光斑精确地聚焦在光盘的记录区。跟踪伺服系统控制一个跟踪驱动器处于光盘的径向，以便使光斑能精确地处于每个光道的中心，滑撬伺服系统使光线快速地移到期望的光道；倾斜伺服系统用于补偿在光盘的记录表面和光透镜间的倾斜；主轴伺服系统控制光盘的线速度保持恒定，而不管记录/重现的位置如何。
聚焦伺服系统的主要目标是把光斑聚焦在光盘的记录表面的期望位置上。如果该聚焦控制不能正确地聚焦，会发生难以预料的位置错误或偏心。这些错误一般地是由机械和/或电子干扰造成的。有两种类型的位置错误，即，可重复的错误和不可重复的错误。
在符合光盘的旋转周期时会发生可重复的偏心错误，它主要是由于光盘的脱轨、拾取组件的振动造成的。另一方面，不可重复的偏心独立于光盘的动作。可重复的偏心主要是由于机械干扰，而不可重复的偏心是由于机械干扰和电子干扰组合造成的，这些干扰导致了大约300μm的可重复与不可重复的表面振动。
目前正在尽力减轻或甚至是消除可重复的偏心；这已经在几个方面展开，但是，结果是，有恶化非周期性的偏心的倾向。目前正在尽力解决不可重复的偏心；但是感兴趣的带宽受到限制，并且在有控制输入时不能有效地工作。而且大多数的光盘驱动器是这样的一种类型即，其中的线速度保持恒定，也就是说，随着光头的位置不同，角速度会发生变化，因此，很难施加重复性控制。在这种环境下，4.7GB DVD RAM的聚焦控制器的最小要求是2kHz的带宽，40度的相位公差以及0.23μm的剩余允许位置差。
最近，随着光盘驱动器正变得速度越来越快及容量越来越大，强烈要求在光盘驱动器中使用强壮控制器。在这些强壮控制器中，有性能稳定的线性二次(LQ)控制，在给定状态下强壮的滑动模式控制(SMC)，通过使用时间延迟来预料干扰函数而在消除干扰方面非常有效的时间延迟控制(TDC)。
通过利用实际的系统与其模型间的差异的控制方法包括一个模型参考适应性控制(MRAC)和一个模型参考强壮控制(MRRC)。在强壮控制领域基于该模型的许多方法已经提出，有干扰观测器(DOB)、内部模型控制器(IMC)和一个适应性强壮控制(ARC)。
基于干扰观测器的控制方法(最初是由Ohnishi提出的且在最近广泛地使用)在消除外部干扰方面是简单而又有效的，这一点众所周知。使用干扰观测器的常规的系统示出于
图1中。基于正常模式的闭环系统示于图2中，该正常模型施加到图2中包括有干扰观测器的系统上。
但是该方法却具有某些限制在整个系统不能满足一个给定的剩余允许误差时其带宽应加宽，克服这种限制就会导致费用的增长。
总的来说，基于干扰观测器的控制系统已经知道是非常有效的，但有时仅使用干扰观测器并不足以消除剩余允许误差。为了解决这个问题，整个系统的带宽应当被加宽，但是这样会在实施中产生各种限制。
本发明的目标就是提供一种新的控制系统，它通过把具有环路传递恢复控制器的线性二次高斯(LQG/LTR)控制施加到一个干扰观测器，就能以一种简单的结构满足一个剩余允许误差。
按照本发明，提供了一种针对光盘驱动聚焦装置的光盘聚焦伺服系统中使用的控制方法，包括步骤(a)通过把一个干扰观测器附着到该盘驱动聚焦装置而建立一个正常的设计装置，其中附着该干扰观测器以便该正常的设计装置以与盘驱动聚焦装置同样的方式动作；(b)根据该正常的设计装置建立一个考虑了白噪声的修改的设计装置；(c)参照该修改的设计装置，设计一个满足给定性能、稳定性和强壮性条件的目标滤波器环路，以确定一个滤波器的增益矩阵；以及(d)从修改的设计装置的环路传递函数矩阵恢复该目标滤波器环路的传递函数矩阵，以便由此确定一个控制增益矩阵。
本发明的上述及其它的目标和特点将通过参照下面的附图所给出的优选实施例的描述中会变得更清晰，其中，图1是使用干扰观测器的常规系统；图2描述了基于正常模型的闭环系统；图3提供了表示一个目标滤波器环路的结构的方框图；图4描述了TFL的环路构形以及设计用于施加有该干扰观测器的正常装置的所恢复的环路TFM；图5提供了正常装置模型的频率响应；图6说明了一个输出响应的特征；图7示出了一个转矩干扰的特性；图8示出了符合表(2)中所示的设计条件的聚焦驱动器的波特图9描述了当把一个常规的线性控制器施加到表(2)所示的规范时的干扰抑制性能；图10示出当把表(2)的规范施加到按照本发明的控制器时其性能变化仅是±0.3μm；图11说明一个常规线性控制器的位置误差；图12示出了本发明的控制器的跟踪误差；图13描述了输出对输入的特性；图14和15给出了转矩干扰输入与输出的特性，以及本发明的控制器输出干扰非常优于常规控制器；以及图16描述当噪声作为输入而施加时的频率响应，通过仅使用LQG/LTR强壮控制器，本发明的控制器显示了在噪声带附近的优异响应。
按照本发明、与用于控制光盘头驱动器的干扰观测器相关的LQG/LTR控制器将在下面参照附图进行详细的说明。
为了应用LQR/LTR控制器，干扰观测器被增加在光盘驱动器聚焦装置模型上，并且所得到的光盘驱动器聚焦装置模型被选择用于按照本发明的正常的设计装置。
包含干扰观测器的正常的设计装置可以用下面的状态空间方程来表述x(t)＝Anx(t)＋Bnu(t)(1)y(t)＝Cnx(t)(2)
在方程(1)和(2)中，xn(t)∈Rn是正常装置的状态向量，u(t)∈Rn是正常装置的输入向量，y(t)∈Rm是正常装置的输出向量，y(t)是输出变量，并且也是光盘驱动器e(t)聚焦误差。
LQG/LTR控制方法所具有的优点可以使得控制增益矩阵G和滤波器增益矩阵H分开设计，其中的两个是基于模型的补偿器参数。当LTR程序执行时确定控制增益矩阵，当设计TFL时确定滤波器增益矩阵H，而且，LQG/LTR控制方法具有的好处是使用MBC反馈控制系统的性能/强壮性可以在一旦设计了TFL后而得到恢复，以便满足所要求的规范。
图3示出了表示TFL结构的方框图。如果图3中的环路是在装置输出处或在错误信号处切断，则环路TFM GF(s)可以用如下来表述GF(s)＝CnΦ(s)H(3)其中Φ(s)＝(sI－An)-1(4)并且H是滤波器增益矩阵。
TFL SF(s)的灵敏度TFM和闭环路TFM CF(s)表述如下SF(s)＝[1＋GF(s)]-1(5)CF(s)＝[1＋GF(s)]-1GF(s) (6)
TFL的设计目标是选择滤波器增益矩阵H以满足下列性能/强壮性。
性能条件σMAX[SF(jω)]＜ρm(ω)，ω＞0 (7)稳定性/强壮性条件σMAX[SF(jω)]Em(ω)，ω＞0 (8)在方程(7)和(8)中，ρm(ω)是在给定的频带下表示最大允许性能的函数，而Em(ω)表示在给定的频带下最大倍增型模型误差。
由于TFL的结构实际上与卡尔曼滤波器相同，一旦系统[An，Cn]是可以检测到的，就可以达到正常的稳定性。
在上面描述的条件下，下面描述设计TFL的方法。首先，假定白噪声被加到过程及修改的设计装置的传感器上，其中的状态空间方程可以按如下给出x.(t)=Anx(t)+Bnu(t)+Lξ(t)---(9)]]>y(t)＝Cnx(t)＋θ(t)(10)其中，ξ(t)是实际过程白噪声，θ(t)是实际传感器白噪声。
E[ξ(t)]＝0，E[ξ(t)ξT(τ)]＝Iδ(t－τ)(11)E[θ(t)]＝0，E[θ(t)θT(τ)]＝μIδ(t－τ) (12)
矩阵L和标量μ用作设计参数。为了确定滤波器增益矩阵H，对实际传感器噪声上的卡尔曼滤波器也应进行设计，也就是，滤波器增益矩阵H为H=1μPCnT-----(13)]]>其中矩阵P可以从代数黎卡提方程得到。AnP+PAnT+LLT-1μPCnTCnP=0-----(14)]]>为了确定设计参数L和μ，使用了卡尔曼滤波器的带宽等价物结果。CF(s)≅1μCn(sI-An)-1L-----(15)]]>确定L以便可以获得一个期望的环路形状，确定μ以便满足期望的带宽或交叉频率。下面简要地描述确定L的方法。
首先，当在低频处奇异值匹配时L＝-CnT(CnA-1CnT)-1(16)或L＝-ACnT(CnCnT)-1(17)其次，当在高频处奇异值匹配时
L＝CnT(CnCnT)-1(18)第三，当在低频与高频处奇异值匹配时L=-(CnAn-1Bn)-1CnT(CnCnT)-1-----(19)]]>上面的三步过程完成了TFL设计，这是LQG/LTR设计方法的第一阶段，由此进入下一阶段。在LTR阶段，确定控制增益矩阵G，它是LQG/LTR补偿器的另一个设计参数。
LTR方法是在多变量反馈控制系统中所使用的最有力、最有用的一种方法。在LTR阶段，被补偿的装置的环路TFM Gn(s)K(s)被恢复到TFL GF(s)的TFM。
一般地，为了执行LTR，使用一个低费用的LQR方法。为了确定作为LQR/LTR补偿器的设计参数的控制增益矩阵G以及LTR，在加权矩阵Q＝CnTCn和控制加权参数ρ→0时解此控制代数黎卡提方程(CARE)KAn+AnTK+CnTCn-1ρKBnBTK=0-----(20)]]>其中该控制增益矩阵G通过使用下列方程来确定G=1ρBnTK-----(21)]]>为了实现LTR的基本思想，当控制加权参数ρ趋向于零时，检查CARE的限制行为。在系统[An，Bn]可以被稳定化的条件下，[An，Cn]是可以检测到的，并且假定设计装置是最小相位装置，则当ρ趋向于零时CARE的限制行为按如下表述CnTCn-(1ρKBn)(1ρBnTK)→0-----(22)]]>将方程(21)与(22)相关联，得到(ρG)T(ρG)→CnTCn-----(23)]]>因此，控制增益矩阵G的限制行为在当ρ趋向于零时可以由下式确定limρ→0ρG→UCn-----(24)]]>其中，其中U是一个归一化矩阵，即，UTU＝1，该限制行为是LTR方法中所用的重要的特征。
当控制系统是稳定时，并且同时满足方程(24)时，K(s)的限制行为，基于模型的补偿器的TFM可以表述如下limρ→0K(s)→[Cn(sI－An)-1Bn]-1Cn(sI－An)-1H＝Gn-1(s)GF(s) (25)方程(25)导致在装置输出断开环路TFM的限制行为T(s)，并且可以表述如下limρ→0T(s)→limp→0Gn(s)K(s)＝Gn(s)Gn-1(s)GF(s)＝GF(s)(26)从上面的描述中可以看出，正常装置TFM Gn(s)的逆以及新环路TFM GF(s)可以通过使用LQG/LTR补偿器当ρ趋向于零时而确定。
图4示出了设计用于正常装置的恢复环路TFM和TFL的环路构形，其中该干扰观测器施加到该正常装置。从图4中可以看出，恢复的环路TFM的奇异值构形精细地恢复了TFL在低频处的奇异值构形。通过使用TFL，因此，系统的性能如命令跟随和干扰消减与可允许的公差集中在一起。
另一方面。在高频处，GF(jω)和TFL的TFM的奇异值降低-20dB/dec。而Gn(jω)K(jω)和恢复环路的TFM的奇异值降低-40dB/dec。这表明LQG/LTR环路相对于模型误差和传感器噪声要比TFL强壮得多。
从上面可以看出，在形成满足TFL处设计要求的环路后，通过执行利用作为低费用控制方法的LQR问题的LTR，可以实现更稳定、更强壮的LQG/LTR补偿器。
在按照本发明的方法和设备的仿真测试中，示出了响应该光头驱动器的频率响应及设计了符合方程(27)的强壮LQG/LTR控制器。该仿真测试将所发明的光头驱动器的控制器的性能与常规线性控制器的性能进行了比较，最后表明常规控制器的某些内在问题可以通过使用本发明的方法而得到解决，该仿真测试通过使用‘matlab’来执行。
一个线弹簧型双重驱动器可以以两种方式来模型化，弹簧—质量—阻尼系统和一个电气系统，并可以表示如下G(s)=Gθωm2s2+2ξmωms+ωm2·R/Ls+R/L----(27)]]>方程(27)可以按方程(28)进行简化，因为电气系统的极性距离感兴趣的频带较远。G(s)≈Gθωm2s2+2ξmωms+ωm2-----(28)]]>驱动器的传递函数可以参照表(1)中所示的DVD/CD光学拾取规范而获得。
表(1)
方程(28)用作设计干扰观测器的正常模型，参数值分别选为Gθ＝3.5mm/v，fθ＝20Hz及Q＝15dB，其中的频率响应示于图5中。
利用一个三级滤波器来实施Q滤波器，如方程(29)所示，并被设计成具有大约8kHz的截止频率。Q(s)=τ3s+1τ1s3+τ2s2+τ3s+1-----(29)]]>其中τ1＝10-13，τ2＝3×10-9，τ3＝3×10-1。
如上面所述的，基于正常模型的LQR/LTR的强壮控制器通过使用干扰观测器的性能而具有2kHz的带宽和S—域内大约80dB的低带增益。在S—域内设计的LQG/LTR控制器已经被转换成Z—域内，以便可以用数字信号处理器来实施。当采样频率fs被设置为88.2kHz时，其中的传递函数可以表示如下KLQGILTR(z-1)=(b1+b2z-1)z-11+a1z-1+a2z-2----(30)]]>其中所用的参数值分别为a1＝0.1119，a2＝0.0185，b1＝14541，b2＝-11965。控制输入uLQG/LTR(K)可以从方程(30)获得，如方程(31)uLQG/LTR(k)＝b1e(k－1)＋b2e(k－2)(31)－a1uLQG/LTR(k－1)－a2uLQG/LTR(k－1)－a2uLQG/LTR(k－2)从上面仿真中获得的控制器，Q(s)和Gn(s)，通过使用一个双线性变换方法转换成离散时间域内表示的控制器。
图2所示的系统通过使用转换的输出C(z)(＝KLQG/LTR(Z))、Q(z)和Gn(z)来构造并通过使用matlab来仿真。在仿真中，方程(32)给出了一个转矩干扰，给式(33)给出一个输出干扰。图6和7描述了其结果。转矩干扰是以最大300μm来实施的，而输出干扰是以最大1.3mV来实施的。
ρ(t)＝63μ·9.8＋0.5m·sin(300Hz)＋0.3m·sin(100Hz)(32)d(t)＝100μ·sin(200Hz)＋100μ·sin(85Hz) (33)符合表(2)所示的设计条件的聚焦驱动器的波特图示于图7中。
表(2) 当把常规线性控制器用于表(2)中给定的规范时其干扰消减性能示于图9中。从图9中可以看出，按照变化的规范，可以看到有最大20μm的变化，而常规线性控制器的跟踪误差表示当控制输入为零时为大约±25μm，这从图9中可以看出。相对比，图10表示其性能变化用于按照本发明的控制器。
图11和12分别提供常规控制器和本发明的控制器的一个瞬时响应和一个稳态误差。本发明控制器的跟踪误差为大约±0.025μm，如图12所示。该结果对应于常规控制器的跟踪误差，并且是在本说明书的技术背景部份提到的公差允许范围0.1％内。其瞬态响应表示它能快速地会聚。
图13-16对比性地提供了常规控制器和本发明的控制器的特性，其中每一个图表示两个可对比的控制器在响应各种输入的输出行为，图13表示输出对控制输入的行为。从图13可以看出，在伺服控制区内两种行为几乎是相同的，但是本发明控制器的高频区内的衰减特性要优于常规控制器，其带宽是2kHz。
本发明控制器的转矩干扰和输出干扰的输出与输入特性要优于常规控制器，如图14和15所示。从图中可以很容易地看出由于在仿真中所用的干扰的带宽是在1.3-1.8千弧度/秒范围内，其干扰消减性能在低频处很好。而且，如图16(其示出了当把噪声作为输入时的频率响应)中所示的，本发明的控制器通过使用仅有的LQG/LTR强壮控制器在噪声频带附近具有优异的响应特性。
如上面所讨论和描述的，本发明的基于在光拾取头驱动器中所用的干扰观测器的LQG/LTR控制器与常规的相应控制器相比具有优异的特性，尤其是其干扰消减性能和系统稳定性。
尽管已经相对于优选实施例描述了本发明，也可以进行其它修改与变化，而不会脱离本发明的权利要求的精神与范畴。
权利要求
1.一种在用于光盘驱动聚焦装置的光盘驱动聚焦伺服系统中所使用的控制方法，包括步骤(a)通过把干扰观测器附着到盘驱动聚焦装置而建立一个正常设计装置，其中附着该干扰观测器以便该正常设计装置以与该光盘驱动聚焦装置同样的方式而动作；(b)根据该正常设计装置建立一个考虑了白噪声的修改的设计装置；(c)参照该修改的设计装置，设计一个满足给定性能、稳定性和强壮性条件的目标滤波器环路，以便由此确定一个滤波器增益矩阵；以及(d)由该修改的设计装置的环路传递函数矩阵恢复该目标滤波器环路的传递函数矩阵，以便由此确定一个控制增益矩阵。
2.如权利要求1所述的控制方法，其特征在于该正常设计装置可表示为x.(t)=Anx(t)+Bnu(t),]]>y(t)＝Cnx(t)，其中xn(t)∈Rn是正常装置的状态向量，u(t)∈Rn是正常装置的输入向量，而y(t)∈Rm是正常装置的输出向量，y(t)是输出变量以及光盘驱动器e(t)的聚焦误差。
3.如权利要求1所述的控制方法，其特征在于该修改的设计装置可以表示为x.(t)=Anx(t)+Bnu(t)+Lξ(t)]]>y(t)＝Cnx(t)＋θ(t)，其中ξ(t)实际过程白噪声，θ(t)是实际传感器白噪声。
4.如权利要求1所述的控制方法，其特征在于该给定性能、稳定性和强壮性条件为性能条件σMAX[SF(jω)]＜ρm(ω)，ω＞0，稳定性/强壮性条件σMAX[SF(jω)]Em(ω)，ω＞0，其中，ρm(ω)是一个表示在给定频带下最大允许性能的函数，而Em(ω)表示在给定频带下最大倍增型模型误差。
全文摘要
在盘驱动聚焦装置上使用的盘驱动聚焦伺服系统中所用的控制方法,首先通过把干扰观测器附着到该聚焦装置而建立一个正常设计装置,保证该正常设计装置与该聚焦装置以同样的方式而动作;其次,基于该正常装置建立考虑了自噪声的修改的设计装置;然后,参照该修改的装置设计满足给定性、稳定性和强壮性条件的目标滤波器环路;最后,从修改装置的环路传递函数矩阵恢复目标滤波器环路的传递函数矩阵,由此确定一个控制增益矩阵。
文档编号G05B13/02GK1335595SQ00129540
公开日2002年2月13日 申请日期2000年9月28日 优先权日2000年7月31日
发明者裴洪文 申请人:大宇电子株式会社