专利名称：多相脉宽调制电压调节器的制作方法
技术领域：
本发明通常涉及一种电压调节器，更具体地说涉及多相脉宽调制(PWM)直流电(DC)到DC电压调节器。
今天的复杂处理单元(PU)使电源设计者的工作变得更困难。这些PV连续要求更大的电流和较低的电压。一个问题是提供一种所需的、高调节电压，该电压至少部分根据时钟速度在如0.96伏到1.04伏的范围内变化。另一个难题是在相对的大电流提供该电压，该电流可在如一个时钟周期中从几百毫安变到如120安，并反向变回。另外，第三个难题是通过使用并行连接在一起的一公用构建模块的多个实例，提供满足这些较大电流要求的灵活的设计。因此，存在对一种DC-DC调节电路的需要，相比于现有技术的电路，该调节电路至少更接近实现这些目的，或实现这些目的中的至少一个目的。
下面表示附图的简单说明，其中
图1是根据本发明的一个实施例，表示在母板上实现的一多相同步补偿调节器的框图；图2是根据本发明的一个实施例，更详细地表示多相同步补偿调节器的框图；图3表示用于组合图3A-3F的电路部分的整体电路设计，该电路为表示根据本发明的一个实施例的四相同步补偿调节器，其中在一PU上实现该调节器；图4表示用于组合图4A-4D的电路部分的整个电路设计，该电路为表示根据本发明的一个实施例的四相同步补偿调节器，其中在内插器上实现该调节器；以及图5A和5B是根据本发明的一实施例，表示第一和第二过电压保护电路的电路图。
详细说明在开始本发明的详细说明前，按序进行下面的叙述。适当的话，在不同附图中，同样的参考数字和特征可用来指定相同的、相应的或相似的部分。另外，在下面的详细描述中，可给出大小/模型/值/的例子范围，但本发明并不限于此示例值。为了简化描述和讨论，与集成电路(IC)和其他部分的公知的电源/接地的连接在图中未示出，免得难以理解本发明。另外，可以框图的形式示出布置以便避免难以理解本发明，鉴于相对于实现这类框图布置的具体情况很依赖于实现本发明的平台的事实，即具体情况在本领域的技术人员的范围内应当是公知。阐明具体的详细情况(即电路图)以便描述本发明的实施例，对本领域的技术人员来说没有这些具体的详细情况也能实现本发明是显而易见的。
在本说明书中引用一个实施例表示结合该实施例描述、至少包括在本发明的一个实施例中的一个特定的特征、结构或特性。在本说明书中出现的短语在一个实施釜中并不必都引用相同的实施例。
本发明的一个实施例是涉及到一种DC-DC调节器，该调节器包括多相同步补偿调节器，其具有脉宽调制器以生成多个开关信号，所述调节器包括多个激励器，其相互耦合以接收开关信号中的一个，以及包括多个开关电压转换器，其相互耦合以从一个激励器接收输出和输入电压，其中组合开关电压转换器的输出以形成一输出电压。多相同步补偿调节器能在母板如一内插器上或直接在PU芯片上实现。
图1是表示根据本发明的一个实施例的、在计算机母板上实现的多相同步补偿调节器130的框图。交流电(AC)墙上插座102对电源104提供AC电流。电源104将AC信号转换成一个或多个DC电压(其中DC电压种类的数目被定为N)。例如，电源104能将AC信号转换成两个DC电压，12伏和5伏。配电板106将DC电压分配给各个负载，包括调节器130。配电板106向负载(如存储器、芯片组、PU)提供低阻抗、低电感路径。
在母板108(有时也可称为处理器主板)上实现调节器130。母板108包括内插器122，插入在处理器插座中、一个或多个基板栅格阵列(Organic LAN Grid Array)124(示为124A和124B)、以及一个或多个PU 126。调节器130将从配电板106接收的一个或多个输入DC电压转换成由PU 126使用的输出电压。因此调节器130提供PU 126所要求的复杂的、高调节电压。调节器130将N个输入DC电压中的任何一个转换成由PU 126的时钟速度而定的、如范围在0.9伏到1.6伏的输出DC电压。在输出电压信号中可接受的公差通常以平均输出电压的百分比表示。根据本发明的一个实施例，调节器130提供1伏±4％的一个输出电压(即，从0.96伏到1.04伏的输出电压)。另外，调节器130提供输出电压，即使在单个时钟周期内当前负载从0安培(如PU 126待机)变化到200安培或更高，然后再反向变回的情况下。
现有的电压调节器是在与母板108分开的卡上实现。因此，这些电压调节器卡被插入与处理器插座分开的插座中。这些插入电压调节器要求在母板108、内插器122以及OLGA124上实现许多去耦电容器以便处理PU 126的动态响应要求。去耦电容器在母板108上要求相当多的空间(real estate)、增加成本、阻止气流通过该系统并导致该系统发热。另外，与插入电压调节器和母板108间的分配和互速有关的分配阻抗限制了插入电压调节器的性能。
根据本发明，在母板108上而不是在分开的插入模块实现调节器130，减小了调节器130和PU 126间的分配阻抗。根据一个实施例，如图1中所示，可以在内插器板122上实现调节器130。在这个第一实施例中，调节器130能提供一输出DC电压给一个或多个PU 126。根据另一个实施例，能直接在PU 126上实现调节器130。在该第二个实施例中，调节器130提供一输出DC电压给在其上实现调节器130的PU。下面将更详细地描述这些实施例。
根据本发明的一个实施例，使用表面组装技术(SMT)输出电感器和电容器、以及多个低电感、低电容、低接通电阻表面组装插件8引脚插件(SO8)来实现调节器130。为此，由于其低输出阻抗路径，极大地提高了调节器130的动态响应。在调节器130中所要求的输出电容器的数量的减少，释放了内插器122上的更多空间。
图2是更详细地表示根据本发明的一个实施例的M-相同步补偿调节器130的框图，其中M是在多相调节器中的相位的数量。调节器130包括脉宽调制器204、时序定时控制(sequence timing control)206、等于相位的数量的多个激励器208(示为208-1至208-M)和相同数目的开关电压转换器210(示为210-1至210-M)以及调节电路214。来自电源204的输入DC电压(示为202-1至202-N)被输入到调节器130。调节器130将输入电压202转换成输出电压212。
脉宽调制器204生成等于脉冲M的数量的多个开关信号220(示为220-1至220-M)。关于波形方面，该开关信号可是方波，且与另一个异相。例如，对四相调节器，脉宽调制器204生成四个开关信号，其中从一个相位到下一个相位的信号相隔90E。对M个相位中的每一个，开关信号电源由激励器208升压(升压信号用线224-1到224-M描述)。激励器208提供在高频上驱动开关电压转换器210所必需的电源。
时序定时控制206确保调节器130能正确操作而不管输出DC电压202的先后顺序。现有的电压调节器要求无论何时允许多输入DC电压，均要求沿用一特定的预置临时模型(temporal pattern)。例如，现有的电压调节器接收12伏和5伏DC信号作为输入，该现有的电压调节器可能随时间交替要求12伏和5伏信号。来自这种模型的偏差能潜在地使电压调节器发生严重故障。对公知的时序模式的要求使得要求更复杂和昂贵的系统。根据本发明，通过确保在脉宽调制器204前接通激励器208，时序定时控制206允许输入DC电压随机地以任何顺序上升或下降。
根据本发明的一个实施例，开关电压转换器210表示一种脉宽调制(PWM)串联开关降压转换器。通过使用在输入和输出之间周期地开和关的低阻抗晶体管开关，可以用PWM转换器来从较高电压获得较低电压。晶体管开关由脉宽调制器204产生的开关电压驱动。如本领域所公知的，可通过改变“接通”时间开关信号的宽度来获得低于输入电压的任何所需的输出电压。下面更详细地描述开关电压转换器210的示例的实施方式。
通过组合开关电压转换器210的输出来形成输出电压212。调节器130的输出电容使在输出电压212上产生纹波。该输出可被模拟为与一电感和一电阻串联的电容。即使在稳态的情况下，该电容器将充电然后放电，导致产生纹波。本发明的一个优点在于来自一个相位的纹波分量抵消另一个，能减小总的输出纹波10倍或更多。
另外，调节电路214提供了用于电压调节所必需的反馈。可以根据是使用电压模式拓扑结构还是电流模式拓扑结构来改变调节电路214的特定实施方式。下面将更详细地描述调节电路214的实施例。
图3表示用于组合图3A-3F的电路部分的整体电路布局，根据本发明的一个实施例，该电路表示四相同步补偿调节器130A，其中在PU126上实现调节器A。互连箭头(“＞＞”)被用来指定应当在各个电路部分间可重新连接的电路路径，而较少量的可重新连接电路路径已经用匹配的带圆卷字母在相邻的电路部分中标示出以帮助指明和定位应当被重新连接的电路路径。所公开的剩余部分应当被视为称为组装形式的整体电路，以下可用术语“图3”来指组装的整体电路。调节器130A接收输入DC电压202-1(对在图3所示出的例子中为+12伏)和输入电压202-2(对在图3所示出的例子中为+5.6伏)。输入电压212端出现在整个图的右边。示例性的调节器130A能提供如60安培的电流给PU 126。
根据本发明的一个实施例，调节器130A绕PU 126芯片的周边来实现。同样，用热vias和多层铜平面来均等地和快速从开关MOSFET(在开关电压转换器210中)将热散出到室外。为此，不需要散热片来从开关MOSFET散热。
可使用如SEMTECH的可编程、多相、高性能PWM控制器SCI146以及如图3中所示的支持电路来实现脉宽调制器204。由SCI146生成的四个开关信号222示为引脚Drv0到Drv3。
如图3中所述的示例性的时序定时控制电路206包括电阻器R46和R48、电容器C42和C44以及二极管D11A、D11B、D12A、D12B以及D13A，结构如图3所示。包括在该示例性的时序定时控制电路206中的用于电阻器和电容器的样值如图3中所示。在该示例性的时序定时控制电路206中的二极管能使用PHILLIP ELECTRONICS’二极管BAW56来实现。对示例性的调节器130A，在图3中所描述的示例性的时序定时控制电路确保该调节器130A正确操作而不管该输入电压202-1和202-2的时序。
能使用如SEMTECH的高速同步电源MOSFET智能激励器SCI405以及图3中所示的支持电路来实现这四个激励器208中的每一个。每个激励器208接收由脉宽调制器204生成的一开关信号222，并在标记为TG的引脚处输出升压信号。
使用相似的部件来实现每个开关电压转换器210。例如，开关电压转换器210-1包括二极管D3、电容器C19、C20以及C23、电阻器R20、R21和R22、MOSFET Q1和Q2以及电感器L1，构成如图3中所示。包括在这些示例性的开关电压转换器210中的电阻器、电容器以及电感器的样值如图3中所示。能使用MOTOROLA的二极管MBRA13OLT3来实现在这些示例性的开关电压转换器210中的二极管。能用INTERNATIONAL RECTIFIER的MOSFET IRF7809/IRF7811来实现MOSFET Q1和Q2。能使用VISAY的电感器IHLP5050FD-01来实现电感器L1。
注意在图3中所述的许多元件在接近该元件符号中具有一“x”后跟一数字。这表示该元件是使用并联连接的同样的元件的规定的数量来实现。例如，“x2”出现在用于C40的标记上。这表示C40有两个并联连接的电容器，每个具有1μF的值。
开关电压转换器210-1至210-4的输出被连接在一起以形成输出电压212。图3描述由电容器C10、C11、C39和C40给出的示例性的输出电容。
在图3中所述的示例性调节电路214包括电阻器R69、R70、R73、R29以及R63。输出电压212的正端被反馈到引脚FB14，而负端被反馈到引脚FBG16。示例性调节电路214也包括由VoSen(+)和VoSen(-)表示的另外的反馈路径，而这些终端表示遥测。
根据本发明的实施例，调节器130A也能包括如图3中所示的固定偏差电路(droop circuit)。该示例性的固定偏差电路包括电阻器R43、R49、R50、R53、R54、R59、R55以及R56，电容器C47、运算放大器U3A以及N沟道晶体管Q10，构造如图3所示。用于包括在该示例性固定偏差电路中的电阻器和电容器的样本值如图3所示。运算放大器U3A能用如TEXAS INSTRUMENTS(德州仪器)的运算放大器TL072实现。N沟道晶体管Q10能用如MOTOROLA的NPN晶体管MMBT3904来实现。
如上所述，用于许多应用的输出电压212必须抑制在一适当定义的可接受值范围内。在上面给出的例子中，输出电压212可从0.96伏变化到1.85伏，而1.6伏是平均稳态输出电压，另外在此称为电压识别(VID)设定。然而，PU 126要求的电流随时间改变。例如，PU 126可从要求从0到几百毫安的等待模式进入要求100安培及以上的一上电模式，再返回到等待模式，均在一单个时钟周期的跨度内完成。在电流负载中的升压过渡(即从等待到上电模式)引起在输出电压212中产生瞬时的倾斜。相反地，在电流负载中的降压过渡(即从上电到等待模式)导致在输出电压212中产生瞬时的峰值。为保持正确操作，调节器130应当确保输出电压212保持在可接受值的预定范围内，即使在由于升压和降压过滤的倾斜和峰值的过程中。可通过另外的输出电容减小倾斜和峰值的幅度。
固定偏差电路允许电路设计者设计输出电压212的VID设定。对图3中所示的示例性的固定偏差电路，通过选择用于电阻R55和R66的特定值来设计VID设定。例如，为晶体管R55和R56所示的值导致40毫伏的固定偏差电压，即输出电压212被增加40毫伏。这使得更好利用输出电压的有效范围，因为由升压过渡引起的倾斜的幅度通常大于由降压过渡引起的峰值的幅度。换句话说，通过增加VID设定，由于升压过渡引起的倾斜不太可能超过输出电压212的可接受下限。且由于升压过渡引起的峰值相对于倾斜来说在幅度方面更低，增加VID设定不会导致增加输出电压212的可接受的上限的偏离。
通过添加固定偏差电压来增加该VID设定，可减小要求用来控制升压过渡倾斜的幅度的电容器的数量。例如，输出电压212可限制在1伏±4％，添加40毫伏固定偏差减小了25％的电容量。
另外，如图3中所示的示例性的固定偏差电路还具有很快的优点，这表示该固定偏差电路能快速响应AC瞬态负载事件并能提供40毫伏固定偏差电压给电路。增加的速度使调节器130A的动态性能更好。
根据本发明的示例性的实施例，调节器130A也可包括电流分配电路，如图3中所示的例子。该示例性电流分配电路包括电阻器R60、R62以及R68，电容器C48、运算放大器U3B以及二极管D14A，结构如图3所示。用于包括在该示例性电流分配电路中的电阻和电容的样值如图3所示。运算放大器U3B能用如TEXAS INSTRUMENT的运算放大器TL72来实现。二极管D14A可用如PHILLIPELECTRONICS的二极管BAW56来实现。
电流分配电路确保在并联连接在一起的多个调节器130A间平均分配该电流负载。因此该电流分配电路在使多个调节器模块组合来满足更大的电流要求的意义上使调节器130A灵活。没有该电流分配电路，就不能保证每个调节器能传送总的电流负载的一平均部分。这能导致特定模块传送大于为它们所设计的负载，能损害该模块。
根据本发明的示例性的实施例，调节器130A也能包括如图5A所示的例子过电压保护电路。过电压保护电路监视输出电压212，并且如果输出电压超过某一阈值时，停止调节器130A的操作。该示例性的过电压保护电路包括电阻器R33、R34、R35和R37，电容器C37和C38，基准齐纳(Zener)二极管U2以及一同步控制整流器SCR1，以及P沟道晶体管Q9，构造如图5A所示。用于包括在该示例性过电压保护电路中的电阻器和电容器的样值如图5A所示。基准Zener二极管U2能使用如TEXAS INSTRUMENT的基准调节器TL431来实现。同步控制整流器SCR1能用如MOTOROLA的整流器2N6504来实现。P沟道晶体管Q9能用如MOTOROLA的P沟道晶体管MMBT3906来实现。对如图5A所述的示例性过电压保护电路来说，输出电压阈值是2.098伏。
使用根据本发明设计的调节器130A能实现甚高频开关信号220。现有的调节器已经实现每相位约250kHz的开关频率(对四相位设计来说总共为1MHz)。调节器130A能实现每相位至少1-2MHz开关速率(总共为4-8MHz)。增加的开关频率部分是由于几个因素(i)选择具有在开关电压转换器210中的低输出阻抗和低输入电容MOSFET的快速激励器208，(ii)将调节器130A移动到PU 126上导致的减小的环路电感(并因此增加速度)，(iii)在开关电压转换器210中选择高Q和低电阻输出电感器。输出电感器应当很小并且很有效以便支持调节器130A的高开关速率。
高频地开关对调节器130A带来许多好处。随着PU 126电源要求增加，调节器130A必须开关更快或使用更大的元件。更快地开关意味着在调节器130A的输出能使用的电容更小，节约与如图4中所示的另外的电容元件有关的芯片空间和成本。同时，调节器130A能通过PU 126更快地响应升压和降压过渡。更快地开关减小了与升压过滤有关的电压倾斜。另一个优点是调节器130A能使用表面组装技术(SMT)而不是宠大和很难制造的通孔技术来实现。
在另一示例性实施例中，可省略在图3E中的一区域1000中的元件。另外，在属于示例性电路的整个图中，可省略具有与之相关的标志“DNS”的任何元件。
图4表示用于组合图4A-4D的电路部分的整个电路布局，根据本发明的另一示例性实施例，该电路表示四相同步补偿调节器130B，调节器130B在内插器122上实现。而且，正如图3一样，对于可重新连接电路路径，使用可互连箭头和标示圆圈的字母，术语“图4”在下文中将被用来指组装的整个电路。调节器130B接收输入DC电压202-1(对图4中所示的例子为+12伏)以及输入DC电压202-2(对图4中所示的例子为+5.0伏)。输出电压212端出现在图4的右边。
根据本发明的一个示例性的实施例，调节器130B能将输出电压212提供给驻留在母板108上的多个PU 126。如图4中所述的示例性的调节器130B被设计成提供总共为120安培的电流给两个PU 126。本领域的技术人员将意识到调节器130B的设计能容易扩展到支持不只两个PU 126。
根据该示例性调节器130B实施例，除图4中所示的支持电路以外，能使用INTERSIL的PWM控制器HIP6301来实现脉宽调制器204。HIP6301具有一内置的固定偏差电路，其操作与如图3所述的固定偏差电路相似。
图4中所述的示例性的时序定时控制电路206包括电阻器R198和R223、电容器C101以及二极管CR18，构造如图4所示。该示例性时序定时控制电路操作与图3中所述的示例性时序定时控制电路类似。用于在该示例性时序定时控制电路206中的电阻器和电容器的样值如图4所示。可用如MOTOROLA二极管IN4148来实现二极管CR18。
能按相对于图3所述的来实现四个激励器208。例如，使用SEMTECH的高速同步MOSFET智能激励器SCI405，以及如图4中所示的支持电路。在每个相位中的开关电压转换器210每个使用相似的部件来实现。例如，如图4中所示的开关电压转换器210-1包括二极管CR3、电容器C77，C94，Cd以及C227、电阻器R37，R39，R77，R217，R52和R106、MOSFET Q15和Q21以及电感器L5，结构如图4中所示。用于在示例性开关电压转换器210中的电阻器、电容器以及电感器中的样值如图4中所示。在这些示例性开关电压转换器210中的二极管能使用MOTOROLA二极管MBRA130LT3来实现。MOSFET开关能使用INTERNATIONAL整流器的MOSFET IRF7809/IRF7811来实现。这些电感器能使用Vishay的电感器IHLP5050FD-01来实现。
开关电压转换器210-1至210-4的输出被连接在一起以形成输出电压212。图4描述由电容器Ci，Cj，Ck以及Ci给出的示例性输出电容。
不同于相对于图3在上面描述的在那个调节器130B中的调节电路的在图4中描述的示例性调节电路214使用电流模式拓扑来实现，而调节器130A使用电压模式拓扑来实现。电流模式拓扑要求电压和电流反馈，而电压模式拓扑仅要求电压反馈。如图4中所示，电压反馈是通过将输出电压212经一电阻器R222连接到在HIP6301上的Vsen引脚来实现。电流反馈是通过将由Isen1到Isen4所示的每个相位的一电流信号反馈到在HIP6301上的Isen1至Isen4引脚来实现。
尽管在图3中没有示出电流分配电路，可用相对于调节器130B所述的相似的方式添加到将这种电路调节器130A。添加一个电流分配电路使多个调节器模块可调，也就指可以并联连接多个调节器模块来支持更大的电流负载。
根据本发明的一个示例性实施例，调节器130B也能包括如图5B中所示的示例的过电压保护电路。过电压保护电路用相对于图5A所述的相同的方式操作。该示例性过电压保护电路包括电阻器R160、R161、R162、R163和R164、电容器C299和C303，基准Zener二极管U59和同步控制整流器SC26以及P沟道晶体管Q25，构造如图5B所示。用于包括在该示例性过电压保护电路中的电阻器和电容器的样值如图5B所示。也能用如TEXAS INSTRUMENT的调节器TL431来实现基准Zener二极管U59。能使用如MOTOROLA的整流器2N6504来实现同步控制整流器SC26。能用如任何P沟道晶体管MMBT来实现P沟道晶体管Q25。
尽管已经参考许多示例性实施例来描述本发明，应当理解，本领域的技术人员设计的许多其他的修改和实施例也将落在本发明原理的精神和范围内。具体地说，在不脱离本发明的精神的上述公开、附图和附加权利要求的范围内可能进行合理的更改和修改元件部分和/或主题组合排列的排列。除在元件和/或排列中的更改和修改外，对本领域的技术人员来说另外的使用也是显而易见的。
例如，虽然上述示例性论述将时序定时控制206和激励器208描述为使用分立部件来实现，在激励器208中使用时序定时控制而不是将其作为分立的电路。例如，具有I共享总线SC2424的SEMTECH的多相电流模式控制器包括以相对于图3和4描述的相似的方式操作的内置时序定时控制电路。
权利要求
1.一种DC-DC调节器，包括多相同步补偿调节器，其包括脉宽调制器，生成多个开关信号，多个激励器，每个被耦合以接收所述开关信号中的一个，和多个开关电压转换器，每个被耦合以接收来自所述激励器的一个输出以及输入电压，其中所述开关电压转换器的输出被组合以形成输出电压，以及其中在母板上实现所述多相同步补偿调节器。
2.如权利要求1所述的DC-DC调节器，进一步包括固定偏差电路，以将固定偏差电压到所述输出电压上。
3.如权利要求2所述的DC-DC调节器，其中所述多相同步补偿调节器被耦合以接收多个输入电压，其中所述多相同步补偿调节器进一步包括时序定时控制电路，以允许所述多相同步补偿调节器正确操作而不管所述输入电压的时序。
4.如权利要求1所述的DC-DC调节器，其中所述多相同步补偿调节器进一步包括过电压保护电路。
5.如权利要求1所述的DC-DC调节器，其中在中央处理单元(PU)芯片上实现所述多相同步补偿调节器。
6.如权利要求5所述的DC-DC调节器，其中所述脉宽调制器包括来自SEMTECH公司的可编程的、多相、高性能PWM控制器SC1146。
7.如权利要求6所述的DC-DC调节器，其中所述激励器的每一个包括来自SEMTECH公司的高速同步电源MOSFET智能激励器SC1405。
8.如权利要求7所述的DC-DC调节器，其中所述开关电压转换器的每一个包括来自INTERNATIONAL RECTIFIER公司的多个开关MOSFET IRF7809/IRF7811，以及来自VISAY公司的输出电感器IHLP5050FD-01。
9.如权利要求1所述的DC-DC调节器，其中所述多相同步补偿调节器是在内插器上实现。
10.如权利要求9所述的DC-DC调节器，其中所述脉宽调制器包括来自INTERSIL公司的PWM控制器HIP6301。
11.一种DC-DC调节器，包括多个多相同步补偿调节器模块，其中每个所述模块包括脉宽调制器，生成多个开关信号，多个激励器，每个被耦合以接收所述开关信号中的一个，以及多个开关电压转换器，每个被耦合以接收来自所述激励器的一个输出以及输入电压，其中所述开关电压转换器的输出被组合以形成输出电压，以及电流分配电路，确保电流负载在所述多个多相同步补偿调节器模块中分配，其中，在母板上实现所述多相同步补偿调节器模块。
12.一种包括DC-DC调节器的系统，包括多相同步补偿调节器，其包括脉宽调制器，生成多个开关信号，多个激励器，每个被耦合以接收所述开关信号中的一个，以及多个开关电压转换器，每个被耦合以接收来自所述激励器的一个输出以及输入电压，其中所述开关电压转换器的输出被组合以形成输出电压，以及其中，在母板上实现所述多相同步补偿调节器。
13.如权利要求12所述的系统，进一步包括固定偏差电路，以将固定偏差电压加到所述输出电压上。
14.如权利要求13所述的系统，其中所述多相同步补偿调节器被耦合以接收多个输入电压，且其中，所述多相同步补偿调节器进一步包括时序定时控制电路，以允许所述多相同步补偿调节器正确操作，而不管所述输入电压的时序。
15.如权利要求12所述的系统，其中所述多相同步补偿调节器进一步包括过电压保护电路。
16.如权利要求12所述的系统，其中在中央处理单元(PU)芯片上实现所述多相同步补偿调节器。
17.如权利要求16所述的系统，其中所述脉宽调制器包括来自SEMTECH公司的可编程的、多相、高性能PWM控制器SC1146。
18.如权利要求17所述的系统，其中所述激励器的每一个包括来自SEMTECH公司的高速同步电源MOSFET智能激励器SC1405。
19.如权利要求18所述的系统，其中所述开关电压转换器的每一个包括来自INTERNATIONAL RECTIFIER公司的多个开关MOSFET IRF7809/IRF7811，以及来自VISAY公司的输出电感器IHLP5050FD-01。
20.如权利要求12所述的系统，其中在内插器上实现所述多相同步补偿调节器。
21.如权利要求20所述的系统，其中所述脉宽调制器包括来自INTERSIL公司的PWM控制器HIP6301。
22.一种包括DC-DC调节器的系统，包括多个多相同步补偿调节器模块，其中每个所述模块包括脉宽调制器，生成多个开关信号，多个激励器，每个被耦合以接收所述开关信号中的一个，以及多个开关电压转换器，每个被耦合以接收来自所述激励器的一个输出以及输入电压，其中所述开关电压转换器的输出被组合以形成输出电压，以及电流分配电路，确保电流负载在所述多个多相同步补偿调节器模块中分配，其中，在母板上实现所述多相同步补偿调节器模块。
全文摘要
一种DC－DC调节器，包括多相同步补偿调节器，该多相同步补偿调节器具有生成多个开关信号的脉宽调制器，每个被耦合以接收所述开关信号中的一个的多个激励器，以及多个开关电压转换器，每个开关电压转换器被耦合以接收来自所述激励器的一个输出以及输入电压，其中所述开关电压转换器的输出被组合以形成输出电压。在母板如内插器板或直接在PU芯片上实现所述多相同步补偿调节器。
文档编号G05F1/40GK1436392SQ01811190
公开日2003年8月13日 申请日期2001年6月1日 优先权日2000年6月15日
发明者詹姆斯S·迪恩 申请人:英特尔公司