专利名称：无功功率自动补偿控制器的制作方法
技术领域：
本发明涉及电力配电领域的一种装置，属于与接线无关的、具有相位自动识别的控制装置，更具体地讲，本发明是一种无功功率自动补偿控制器。在国际专利分类表中，本发明应该分为H02J小类。
背景技术：
目前电力系统中使用的无功补偿控制装置都是功率因数型，也有的称为无功功率型。从实际运行情况分析，仍然是按功率因数的大小投切电容，不能算是无功功率型，其缺点是一个很小的电感性负载运行，控制器也会投入电容，但投入较大的电容器组又会出现过补，于是控制器又按过补切除电容器组，因此常出现频繁投切情况。电容器组的频繁投切会降低使用寿命，也会使供电质量变坏。此外，由于用电设备的多样化，诸如可控硅整流设备、变频设备等会造成各种频率的谐波成分，这会使供电质量进一步变坏。
发明内容
本发明的目的在于针对上述已有技术的缺点，设计一种与接线无关的、具有相位自动识别的、能够抑制谐波的无功功率自动补偿控制器。
本发明的目的是通过下述技术方案实现的所述的控制器包括点阵式LCD显示器，主要特点在于该控制器包括源电路一、源电路二和源电路三以及一个光偶输出电路。所述的控制器还包括单片机AT89C55以及检测电路，所述的检测电路与所述的单片机AT89C55连接。所述的检测电路有一个线电压、负载电流及电容电流检测电路，有一个功率因数检测电路，有一个谐波检测电路。所述的单片机AT89C55通过光偶连接所述的光偶输出电路。
所述的源电路一有一个10KV/220V的电压互感器PT，所述的电压互感器PT的一次侧接于电源线的两线之间，所述的电压互感器PT的二次侧经220V变双9V的电源变压器B引入B、C相线电压ubc。
所述的源电路二包括电流互感器CT1和电流互感器CT2，所述的电流互感器CT1和电流互感器CT2串联，负载电流经电流互感器CT1变为0-5A，再经过5A/5mA电流互感器CT2变为0-5mA的测量功率因数的信号电流Ia。
所述的源电路三包括电流互感器CT3和电流互感器CT4，所述的电流互感器CT3和电流互感器CT4串联，电容电流经电流互感器CT3变为0-5A，再经过5A/5mA电流互感器CT4变为0-5mA的测量电容电流的信号电流Ic。
所述的光偶输出电路包括驱动电路ULN2003、微型继电器K1-K6、接线端子J5，所述的驱动电路ULN2003通过光偶接向单片机AT89C55，所述的驱动电路ULN2003连接所述的微型继电器K1-K6，所述的微型继电器K1-K6的常开触点经接线端子J5引出。
所述的线电压、负载电流及电容电流检测电路包括10位串行A/D转换器IC2，多路模拟开关IC1，整流二极管D1、D2、D3、D4，滤波电容C1、C2、C3、C4、C6、C8、C9、C11、C13，电阻R1、R2、R3、R4、R5，电位器W1、W2、W3。
由L1、L2、C18、C19组成的交流滤波器连接由整流二极管D1、D2组成的全波整流电路形成12.6V的脉动直流电压，所述的全波整流电路再连接由滤波电容C1、C2和7805电路形成的滤波稳压电路输出+5V的直流电源。
所述的全波整流电路的12.6V的输出端连接电位器W1的一端，所述的电位器W1的另一端接地，所述的电位器W1的活动端通过所述的电容C3接地，所述的电位器W1的活动端连接所述的多路模拟开关IC1的I/O0端。
负载电流Ia信号经电位器W2形成0-5V的电压，所述的电位器W2与所述的电容C4并联，所述的电位器W2的一端和活动端以及所述的电容C4的一端接地，所述的电位器W2与所述的电容C4的另一端连接所述的整流二极管D3的正极，所述的整流二极管D3的负极分别连接所述的电容C6的一端、所述的电阻R1的一端，所述的电容C6的另一端接地，所述的电阻R1的另一端分别连接所述的电容C8一端、所述的电阻R2的一端以及所述的多路模拟开关IC1的I/O1端，所述的电容C8的另一端接地，所述的电阻R2的另一端接地。
负载电流Ic信号经电位器W3形成0-5V的电压，所述的电位器W3与所述的电容C9并联，所述的电位器W3的一端和活动端以及所述的电容C9的一端接地，所述的电位器W3与所述的电容C9的另一端连接所述的整流二极管D4的正极，所述的整流二极管D4的负极分别连接所述的电容C11的一端、所述的电阻R3的一端，所述的电容C11的另一端接地，所述的电阻R3的另一端分别连接所述的电容C13一端、所述的电阻R4的一端以及所述的多路模拟开关IC1的I/O2端，所述的电容C13的另一端接地，所述的电阻R4的另一端接地；所述的多路模拟开关IC1的I/O3端通过电阻R5接地。
所述的多路模拟开关IC1的COM端接向所述的10位串行A/D转换器IC2，所述的多路模拟开关IC1的INH端、B端、A端分别连接所述的单片机AT89C55的P2.6、P0.6、P0.5端，所述的多路模拟开关IC1的GND端、VEE端、C端接地，所述的多路模拟开关IC1的有一个+5V电源端。
所述的10位串行A/D转换器IC2分别连接所述的单片机AT89C55的P0.0、P2.4、P2.5端，所述的10位串行A/D转换器IC2有一个+5V电源端和接地端。
在所述的功率因数检测电路中
代表线电压的信号ub接入电阻R11、电容C17电路，所述的电容C17的一端接地，所述的电容C17的两端分别连接双比较器IC4的输入端，所述的电阻R11和电容C17的公共端连接电阻R12的一端，所述的电阻R12的另一端分别连接双比较器IC4的1端、电阻R13的一端.所述的电阻R13的另一端接+5V电源，所述的双比较器IC4的1端连接所述的单片机AT89C55的INT0端。
代表相电流的信号Ia接入电阻R6、电容C14电路，所述的电容C14的一端接地，所述的电阻R6和电容C14的公共端连接电阻R7的一端，所述的电阻R7的另一端分别连接电容C15的一端、电阻R8的一端，所述的电容C15的另一端接地，所述的电阻R8的另一端分别连接电容C16的一端、电阻R9的一端、双比较器IC3的一个输入端，所述的电容C16的另一端分别接地和双比较器IC3的另一个输入端，所述的电阻R9的另一端分别连接双比较器IC3的7端、单片机AT89C55的INT1端、电阻R10的一端，所述的电阻R10的另一端接+5V电源。
在谐波检测电路中该电路连接所述的电源变压器B的二次侧的b端。
该电路有一个串联谐振电路，该电路包括电感L3、电容C20和电感L4，所述的变压器B的二次侧的b端连接所述的电感L3的一端，所述的电感L3的另一端连接所述的电容C20的一端，所述的电容C20的另一端连接所述的电感L4的一端和检测模块IC5的一端，所述的电感L4的另一端接地。
该电路有一个带通滤波器，该滤波器包括电容C21、电容C22、电感L5和电阻R14，所述的变压器B的二次侧的b端连接所述的电容C21的一端，所述的电容C21的另一端分别连接所述的电容C22的一端，所述的电感L5的一端，所述的电阻R14的一端以及所述的检测模块IC5的一端，所述的电容C22的另一端接地，所述的电感L5的另一端接地，所述的电阻R14的另一端接地。
该电路有一个高通滤波器，该滤波器包括电容C23、电感L6和电感L7，所述的电容C23和电感L6并联后其一端连接所述的变压器B的二次侧的b端，其另一端分别连接所述的电感L7的一端和所述的检测模块IC5的一端，所述的电感L7的另一端接地。
所述的检测模块IC5分别连接单片机AT89C55的P1.3端、P1.4端、P1.5端。
所述的单片机AT89C55连接点阵式LCD显示器。
由于本发明采用了上述的技术方案，该控制器包括单片机以及检测电路等精密设计的技术方案，是一种与接线无关的、具有相位自动识别的控制装置，该发明避免了电容器组频繁投切的缺点，延长了设备的使用寿命，提高了供电质量。另外，本发明抑制了谐波的产生，从而进一步提高了电力质量。
下面结合附图对本发明进行说明，其中附图1是本发明的源电路的具体电路结构图。
附图2是本发明的主体电路原理图。
附图3是本发明的光偶输出电路原理图。
附图4是电压正接时的向量图。
附图5正向接法比较器的输出波形。
附图6是电压反接时的向量图。
附图7反向接法比较器的输出波形。
附图1是本发明的源电路的具体电路结构图。在该图中公开了源电路一、源电路二和源电路三。这些电路主要是为附图2所示出的主体电路提供电源。从附图3可以看到所述的光偶输出电路包括驱动电路ULN2003、微型继电器K1-K6、接线端子J5等电路结构。其中附图2、附图4-7将在后面详细叙述。
具体实施例方式
下面结合附图和实施例对本发明进一步说明，其中附图2示出了本发明的一个实施例的主体电路的原理图。从附图1中可以看到所述的源电路一有一个10KV/220V的电压互感器PT，所述的电压互感器PT的一次侧接于电源线的B、C相线之间，所述的电压互感器PT的二次侧经220V变双9V的电源变压器B引入B、C相线电压ubc，该电压一方面作为控制器的电源，另一方面作为测量功率因数的电压信号。
所述的源电路二包括电流互感器CT1和电流互感器CT2，所述的电流互感器CT1和电流互感器CT2串联，负载电流经电流互感器CT1变为0-5A范围，再经过5A/5mA电流互感器CT2变为0-5mA，作为测量功率因数的信号电流Ia。
所述的源电路三包括电流互感器CT3和电流互感器CT4，所述的电流互感器CT3和电流互感器CT4串联，电容电流经电流互感器CT3变为0-5A范围，再经过5A/5mA电流互感器CT4变为0-5mA，作为测量电容电流的依据。
从附图2中可以看到所述的控制器包括单片机AT89C55以及检测电路，所述的检测电路与所述的单片机AT89C55连接。所述的检测电路有一个线电压、负载电流及电容电流检测电路，有一个功率因数检测电路，有一个谐波检测电路。所述的单片机AT89C55通过光偶连接所述的光偶输出电路。
所述的线电压、负载电流及电容电流检测电路包括10位串行A/D转换器IC2，多路模拟开关IC1，整流二极管D1、D2、D3、D4，滤波电容C1、C2、C3、C4、C6、C8、C9、C11、C13，电阻R1、R2、R3、R4、R5，电位器W1、W2、W3。
双9V交流经L1、L2、C18、C19组成的交流滤波器、由整流二极管D1、D2组成的全波整流电路，形成12.6V的脉动直流电压，所述的全波整流电路再连接由滤波电容C1、C2和7805电路形成的滤波稳压电路输出+5V，作为控制器的工作电源。
线电压信号12.6V经电位器W1分压，电容C3滤波后连接所述的多路模拟开关IC1的I/O0端。
负载电流Ia信号经电位器W2形成0-5V的交流电压，所述的电位器W2与所述的电容C4并联，所述的电位器W2的一端和活动端以及所述的电容C4的一端接地，所述的电位器W2与所述的电容C4的另一端连接所述的整流二极管D3的正极，所述的整流二极管D3的负极分别连接所述的电容C6的一端(包括电解电容C7的正极)、所述的电阻R1的一端，所述的电容C6的另一端(包括电解电容C7的负极)接地，所述的电阻R1的另一端分别连接所述的电容C8一端、所述的电阻R2的一端以及所述的多路模拟开关IC1的I/O1端，所述的电容C8的另一端接地，所述的电阻R2的另一端接地。所述的电容C4的作用是减少高次谐波对测量的影响。电解电容C7用于滤除整流后的低频交流成分，电容C6和电容C8用于滤除整流后的高频交流成分。
电容电流Ic测量电路由电位器W3、电容C9、整流二极管D4、电容C10、电容C11、电阻R3、电容C13、电阻R4构成，其原理同上，不再赘述。反应电容电流大小的信号连接到所述的多路模拟开关IC1的I/O2端。
所述的多路模拟开关IC1的I/O3端通过电阻R5接地，电阻R5、电阻R4、和电阻R2阻值相同，用于自动校零。
自动校零的原理是由于漏电等原因，当信号电流等于零时，经A/D转换后其数字量有时是接近零的非零值。多路模拟开关IC1的I/O3端通过电阻R5接地，就是模拟漏电流在电阻R2和电阻R4上形成的电压。当对信号电流和信号电压采样时，对四个模拟输入都进行A/D转换一次，用A/D转换后信号电压、信号电流的数字量减去由电阻R5经A/D转换后得到的数字量，其差值作为信号电压和信号电流的实测值，这就从原理上消除了因漏电流等原因造成的误差。
本装置利用电网三相电压、电流间的相位角，通过直接检测线电压和相电流形成的方波信号的下降沿的时间差，来确定功率因数。测量电路见图2。代表线电压的信号电压取自双9V电源变压器二次侧任一个9V对地，9V交流电压经电阻R11、电容C17、双比较器IC4、电阻R12、电阻R13，在比较器IC4的1端输出对称方波，该对称方波接入所述的单片机AT89C55的INT0端。
代表相电流的信号电压取自负载电流互感器的两个输出端，代表相电流的信号电压经电阻R6、电容C14、电阻R7、电容C15、电阻R8、电容C16、双比较器IC3、电阻R9、电阻R10，在双比较器IC3的7端输出对称方波，该对称方波接入单片机AT89C55的INT1端，当负载呈容性时，负载电流会产生高次谐波，高次谐波的存在使比较器在20ms内产生多个下降沿，造成相位差检测错误。由电阻R6、电容C14、电阻R7、电容C15、电阻R8、电容C16、组成的三级低通滤波器的作用是滤除高次谐波。
所述的控制器可以自动判断接线方式，从而准确地识别负载性质，避免误操作，其原理是测量功率因数的方法是，测量三相电源任意两相之间的电压(线电压)与另一相相电流之间的相位差。设线电压取自BC两相，电流取自A相。A相电流正向通过电流互感器记为Ia，A相电流反向通过电流互感器记为-Ia，线电压信号也有两种取法ubc和ucb，测量功率因数的接线方式共有以下几种组合
(ubc，Ia)；(ubc，-Ia)；(ucb，Ia)；(ucb，-Ia)。
其中，(ubc，Ia)和(ucb，-Ia)向量图相同，定义为正向接法。(ubc，-Ia)和(ucb，Ia)向量图相同，定义为反向接法。
正向接法以(ubc，Ia)为例，相位测量原理如下对纯电阻负载，ua与Ia同相位，所以在纯电阻负载条件下，ubc与Ia的向量图如图4所示。可见Ia超前ubc90°。对感性负载Ia滞后ua，所以Ia超前ubc90°-0°之间，0°即是纯电感负载。对容性负载Ia超前ua，所以Ia超前ubc在90°-180°之间，超前180°即是纯电容负载。
正向接法的两比较器的输出波形图如附图5所示。ubc与Ia之间的相位差检测原理如下比较器1端输出方波的下降沿触发外部中断IN T0，在INT0中断服务程序启动定时器T1(在单片机内)开始定时，并允许INT1中断。比较器7端输出方波的下降沿触发外部中断IN T1，在INT1中断服务程序停止T1定时，并读取T1的定时值。若单片机时钟频率fosc＝12MHz，每个机器周期为1微妙，定时器T1的计时脉冲周期也为1微妙。50Hz交流电半波时间为10毫秒，由图5不难得出如下结论对纯电阻负载，定时器T1的计时值为15000(15ms)。对感性负载，定时器T1的计时值在15000-20000之间，20000即为纯电感负载。对容性负载，定时器T1的计时值在10000-15000之间，10000即为纯电容负载。10000(10ms)对应180°，每度对应计时值为55，用计时值除以55就得到相位角。
反向接法以(ucb，Ia)为例，测量原理如下对纯电阻负载ua与Ia同相位，所以在纯电阻负载条件下，ucb与Ia的向量图如图6所示。可见Ia滞后ucb90°。对感性负载Ia滞后ua，所以Ia滞后ucb在90°-180°之间，180°即是纯电感负载。对容性负载Ia超前ua，所以Ia滞后ucb在0°-90°之间，0°即是纯电容负载。
反向接法的两比较器的输出波形图如附图7所示。ucb与Ia之间的相位差检测原理如下比较器1端输出方波的下降沿触发外部中断IN T0，在INT0中断服务程序启动定时器T1(在单片机内)开始定时，并允许INT1中断。比较器7端输出方波的下降沿触发外部中断IN T1，在INT1中断服务程序停止T1定时，并读取T1的定时值。若单片机时钟频率fosc＝12MHz，每个机器周期为1微妙，定时器T1的计时脉冲周期也为1微妙。50Hz交流电半波时间为10毫秒，由图7不难得出如下结论对纯电阻负载，定时器T1的计时值为5000(5ms)。对感性负载，定时器T1的计时值在5000-10000之间，10000即为纯电感负载。对容性负载，定时器T1的计时值在0-5000之间，0即为纯电容负载，但0值是不可能出现的，因为INT1中断是在INT0的中断服务程序中被允许的，刚触发INT0中断时，INT1中断还处于屏蔽状态，在这种情况下只能在比较器7端输出的方波的下一个下降沿触发外部中断INT1。因此对纯电容负载，定时器T1的计时值是20000。
可见，在反向接法中的纯电容负载和在正向接法中的纯电感负载，定时器T1会出现相同的计时值，若把纯电容负载误判为纯电感负载，本应切除电容反而投入电容，造成系统电压升高，严重时会损坏设备。市场上许多无功补偿控制器均存在这一问题，当然熟练的电工发现感性负载而功率因数呈现负值时，会暂停系统运行，倒换电压接线或倒换电流接线，然后系统再投入运行。系统能否运行取决于电工的技术水平与敬业精神，因而系统仍然存在隐患。
本控制器用于10KV/400V变压器高压侧，会不会出现纯电感或纯电容负载呢？常规的功率因数表其功率因数测量范围是-0.5-+0.5。用三相异步交流电动机空载做模拟实验，这时功率因数表已无法测量功率因数(时针已紧靠限位块)。用双踪示波器观测比较器的两个输出端(1端和7端)的输出波形，经测算功率因数已在0.1以下，接近纯电感。三相异步交流电动机运行时功率因数较低，系统会投入电力电容进行补偿，交流电动机停转时，电力电容还未切除，变压器近似空载的情况下，负载呈现容性。若电力电容容量较大，则近似纯电容。在负载近似纯电容的情况下系统出现较大的无功倒送，线路电流产生较大的高次谐波。高次谐波的存在使图2中比较器7端在20ms内产生多个下降沿，造成相位差检测错误。由电阻R6、电容C14、电阻R7、电容C15、电阻R8、电容C16组成的三级低通滤波器滤除了高次谐波，但同时使负载电流的相位发生偏移，使正向接法时纯电感负载和反向接法时纯电容负载的比较器输出波形发生部分重叠。造成负载性质(感性或容性)识别错误。
相位识别方法的原理是考虑到电力电容是在本控制器的控制下投切的，本控制器刚投入运行时，电力电容还未投入，负载只能是感性或纯电阻性的。利用这一特点就可以在本控制器刚投入运行的一瞬间，首先判断是正向接法还是反向接法，确定了接线方式后再判断负载性质就容易多了，因为无论是正向接法还是反向接法，接法一定时，电容性负载和电感性负载对应的计时值是不会混淆的。在系统是正向接法时，对电阻性或纯电感负载定时器T1的计时值应在15000-20000之间，由上述三级低通滤波器产生的相位偏移，对纯电感负载由于与反向接法的纯电容负载比较器输出的波形发生部分重叠，定时器T1计时值会出现1-1000。在系统是反向接法时，对电阻性或纯电感负载，定时器T1的计时值应在5000-10000之间，由上述三级低通滤波器产生的相位偏移，定时器T1计时值在5000-11000之间。本控制器在刚投入运行时，在INT0的下降沿启动定时器T1计计时并允许INT1中断，在INT1下降沿停止时器T1计时并读取T1的计时值，若计时值大于1000且小于11000必定是反向接法，否则为正向接法。设置状态变量S，设S＝0为正向接法，设S＝1为反向接法。在确定了接线方式后，系统再进入正常运行阶段，正常运行阶段负载性质及相位判断原理如下在INT0的下降沿启动定时器T1计时并允许INT1中断，在INT1的下降沿停止定时器T1计时并读取T1的计计值。判断状态变量S，若S＝0，为正向接法。此时，若T1的计计值大于10000且小于15000必为容性负载，否则为感性负载。若S＝1为反向接法。此时，若T1的计值小于5000必为容性负载，否则为感性负载。本技术方案准确判断了负载性质并且与接线无关，也就是说无论是正向接法还是反向接法都能作出准确判断。
下面结合图2说明谐波检测电路的工作原理。谐波频率信号取自B、C相电压互感器PT的二次侧变压器B的b端。当三次谐波出现时，由电感L3、电容C20和电感L4组成的串联谐振电路，使电感L4两端的电压升高，达到设定值时，检测模块IC5的输出端输出“011”，单片机AT89C55的P1.3端得到“0”信号，并进行处理，由所述的显示器LCD显示“150Hz”字样。当五次谐波出现时，由电容C21、电容C22、电感L5和电阻R14组成的带通滤波器，使电阻R14两端的电压升高，达到设定值时，检测模块IC5的输出端输出“101”，单片机AT89C55的P14端得到“0”信号，并进行处理，由所述的显示器LCD显示“250Hz”字样。同理，如出现七次以上谐波时，由电容C23、电感L6和电感L7组成的高通滤波器，其电感L7两端的电压升高，达到设定值时，检测模块IC5的输出端输出“110”，单片机AT89C55的P1.5端得到“0”信号，并进行处理，由所述的显示器LCD显示“高次谐波”字样。综上所述，该技术方案可以指示电业人员精确地治理谐波。
本发明技术方案合理，结构稳定，运行良好。由于结构相对简单，成本低廉，所以便于制造和推广。更为重要的是，本发明运行成本低、供电质量高。
权利要求
1.一种无功功率自动补偿控制器，所述的控制器包括点阵式LCD显示器，其特征在于所述的控制器包括源电路一、源电二和源电路三以及一个光偶输出电路；所述的控制器还包括单片机AT89C55以及检测电路，所述的检测电路与所述的单片机AT89C55连接；所述的检测电路有一个线电压、负载电流及电容电流检测电路，有一个功率因数检测电路，有一个谐波检测电路；所述的单片机AT89C55通过光偶连接所述的光偶输出电路。
2.根据权利要求1所述的无功功率自动补偿控制器，其特征在于所述的源电路一有一个10KV/220V的电压互感器PT，所述的电压互感器PT的一次侧接于电源线的两线之间，所述的电压互感器PT的二次侧经220V变双9V的电源变压器B引入B、C相线电压ubc；所述的源电路二包括电流互感器CT1和电流互感器CT2，所述的电流互感器CT1和电流互感器CT2串联，负载电流经电流互感器CT1变为0-5A，再经过5A/5mA电流互感器CT2变为0-5mA的测量功率因数的信号电流Ia；所述的源电路三包括电流互感器CT3和电流互感器CT4，所述的电流互感器CT3和电流互感器CT4串联，电容电流经电流互感器CT3变为0-5A，再经过5A/5mA电流互感器CT4变为0-5mA的测量电容电流的信号电流Ic；所述的光偶输出电路包括驱动电路ULN2003、微型继电器K1-K6、接线端子J5，所述的驱动电路ULN2003通过光偶接向单片机AT89C55，所述的驱动电路ULN2003连接所述的微型继电器K1-K6，所述的微型继电器K1-K6的常开触点经接线端子J5引出。
3.根据权利要求1所述的无功功率自动补偿控制器，其特征在于所述的线电压、负载电流及电容电流检测电路包括10位串行A/D转换器IC2，多路模拟开关IC1，整流二极管D1、D2、D3、D4，滤波电容C1、C2、C3、C4、C6、C8、C9、C11、C13，电阻R1、R2、R3、R4、R5，电位器W1、W2、W3；由L1、L2、C18、C19组成的交流滤波器连接由整流二极管D1、D2组成的全波整流电路形成12.6V的脉动直流电压，所述的全波整流电路再连接由滤波电容C1、C2和7805电路形成的滤波稳压电路输出+5V的直流电源；所述的全波整流电路的12.6V的输出端连接电位器W1的一端，所述的电位器W1的另一端接地，所述的电位器W1的活动端通过所述的电容C3接地，所述的电位器W1的活动端连接所述的多路模拟开关IC1的I/O0端；负载电流Ia信号经电位器W2形成0-5V的电压，所述的电位器W2与所述的电容C4并联，所述的电位器W2的一端和活动端以及所述的电容C4的一端接地，所述的电位器W2与所述的电容C4的另一端连接所述的整流二极管D3的正极，所述的整流二极管D3的负极分别连接所述的电容C6的一端、所述的电阻R1的一端，所述的电容C6的另一端接地，所述的电阻R1的另一端分别连接所述的电容C8一端、所述的电阻R2的一端以及所述的多路模拟开关IC1的I/O1端，所述的电容C8的另一端接地，所述的电阻R2的另一端接地；负载电流Ic信号经电位器W3形成0-5V的电压，所述的电位器W3与所述的电容C9并联，所述的电位器W3的一端和活动端以及所述的电容C9的一端接地，所述的电位器W3与所述的电容C9的另一端连接所述的整流二极管D4的正极，所述的整流二极管D4的负极分别连接所述的电容C11的一端、所述的电阻R3的一端，所述的电容C11的另一端接地，所述的电阻R3的另一端分别连接所述的电容C13一端、所述的电阻R4的一端以及所述的多路模拟开关IC1的I/O2端，所述的电容C13的另一端接地，所述的电阻R4的另一端接地；所述的多路模拟开关IC1的I/O3端通过电阻R5接地；所述的多路模拟开关IC1的COM端接向所述的10位串行A/D转换器IC2，所述的多路模拟开关IC1的INH端、B端、A端分别连接所述的单片机AT89C55的P2.6、P0.6、P0.5端，所述的多路模拟开关IC1的GND端、VEE端、C端接地，所述的多路模拟开关IC1有一个+5V电源端；所述的10位串行A/D转换器IC2分别连接所述的单片机AT89C55的P0.0、P2.4、P2.5端，所述的10位串行A/D转换器IC2有一个+5V电源端和接地端。
4.根据权利要求1所述的无功功率自动补偿控制器，其特征在于在所述的功率因数检测电路中代表线电压的信号ub接入电阻R11、电容C17电路，所述的电容C17的一端接地，所述的电容C17的两端分别连接双比较器IC4的输入端，所述的电阻R11和电容C17的公共端连接电阻R12的一端，所述的电阻R12的另一端分别连接双比较器IC4的1端、电阻R13的一端。所述的电阻R13的另一端接+5V电源，所述的双比较器IC4的1端连接所述的单片机AT89C55的INT0端；代表相电流的信号Ia接入电阻R6、电容C14电路，所述的电容C14的一端接地，所述的电阻R6和电容C14的公共端连接电阻R7的一端，所述的电阻R7的另一端分别连接电容C15的一端、电阻R8的一端，所述的电容C15的另一端接地，所述的电阻R8的另一端分别连接电容C16的一端、电阻R9的一端、双比较器IC3的一个输入端，所述的电容C16的另一端分别接地和双比较器IC3的另一个输入端，所述的电阻R9的另一端分别连接双比较器IC3的7端、单片机AT89C55的INT1端、电阻R10的一端，所述的电阻R10的另一端接+5V电源。
5.根据权利要求1所述的无功功率自动补偿控制器，其特征在于在谐波检测电路中该电路连接所述的电源变压器B的二次侧的b端；该电路有一个串联谐振电路，该电路包括电感L3、电容C20和电感L4，所述的变压器B的二次侧的b端连接所述的电感L3的一端，所述的电感L3的另一端连接所述的电容C20的一端，所述的电容C20的另一端连接所述的电感L4的一端和检测模块IC5的一端，所述的电感L4的另一端接地；该电路有一个带通滤波器，该滤波器包括电容C21、电容C22、电感L5和电阻R14，所述的变压器B的二次侧的b端连接所述的电容C21的一端，所述的电容C21的另一端分别连接所述的电容C22的一端，所述的电感L5的一端，所述的电阻R14的一端以及所述的检测模块IC5的一端，所述的电容C22的另一端接地，所述的电感L5的另一端接地，所述的电阻R14的另一端接地；该电路有一个高通滤波器，该滤波器包括电容C23、电感L6和电感L7，所述的电容C23和电感L6并联后其一端连接所述的变压器B的二次侧的b端，其另一端分别连接所述的电感L7的一端和所述的检测模块IC5的一端，所述的电感L7的另一端接地；所述的检测模块IC5分别连接单片机AT89C55的P1.3端、P1.4端、P1.5端。
6.根据权利要求1所述的无功功率自动补偿控制器，其特征在于所述的单片机AT89C55连接点阵式LCD显示器。
全文摘要
一种无功功率自动补偿控制器，所述的控制器包括点阵式LCD显示器。主要特点在于所述的控制器包括源电路一、源电路二和源电路三以及一个光偶输出电路。所述的控制器还包括单片机AT89C55以及检测电路，所述的检测电路与所述的单片机AT89C55连接。所述的检测电路有一个线电压、负载电流及电容电流检测电路，有一个功率因数检测电路，有一个谐波检测电路。所述的单片机AT89C55通过光偶连接所述的光偶输出电路。由于本发明是一种与接线无关的、具有相位自动识别的控制装置，该发明避免了电容器组频繁投切的缺点，延长了设备的使用寿命，提高了电力质量。
文档编号G05F1/70GK1787324SQ20051013288
公开日2006年6月14日 申请日期2005年12月29日 优先权日2005年12月29日
发明者程勇, 李晓刚, 王培娟, 贾世盛, 方亨福, 崔然, 王建民, 马波 申请人:程勇