专利名称：电源控制电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及电源控制电路，并优选地用于例如便携式MD(小型光盘)播放器。
背景技术：
这种便携式MD播放器已经装备有比如锂离子电池的二次电池作为电流供电源。所述MD播放器再现来自MD的音频信号并且然后放大该音频信号以通过扬声器将其输出。
MD播放器以脉冲宽度调制从MD再现的音频信号以产生PWM(脉宽调制)信号。MD播放器然后根据从二次电池提供的电源电压通过功率放大电路放大该PWM信号，以提供能量给扬声器。
最近几年，通常使用包括节能D类放大器(即，数字放大器)和低通滤波器的功率放大电路(参见专利文件1，例如)。图6示出MD播放器的元件的内部构造功率放大电路1和电源控制电路2。
如图6中所示，功率放大电路1包括串行连接的电路单端D类放大器3、低通滤波器4、和耦合电容5。在D类放大器3中，PMOS晶体管9和NMOS晶体管10的栅极分别连接至放大电路7和反相放大电路8的输出端口。放大电路7和反相放大电路8通过等价于PWM信号S1的输入端口6的连接中点互相连接。两个MOS晶体管9和10交替工作。
PMOS晶体管9和NMOS晶体管10的漏极互相连接，然后连接至低通滤波器4。PMOS晶体管9的源极连接至电源控制电路2的输出端口，而NMOS晶体管10的源极接地。
低通滤波器4包括线圈11，线圈11的一端连接至连接中点P1，P1等价于PMOS晶体管9和NMOS晶体管10的漏极互相连接的公共漏极，线圈11的另一端连接至耦合电容5；以及电容12，电容12的一端连接至线圈11的另一端并且电容12的另一端接地。
电源控制电路2包括NPN晶体管13，用于输出电流；以及误差放大器14，用于校正电压。NPN晶体管13的集电极连接至二次电池15、射极连接至功率放大电路1、并且基极连接至误差放大器14的输出端口。
误差放大器14包括具有两个输入端口和一个输出端口的运算放大器。一个输入端口连接至预定的电压发生器(未示出)以保持在参考电位E1。另一个输入端口连接至NPN晶体管13的射极。
电源控制电路2通过NPN晶体管13从二次电池15提供电流给功率放大电路1的D类放大器3。另外，在误差放大器14中，为了将NPN晶体管13的射极与参考电位E1之间测量的差分电压保持在恒定电平，电源控制电路2将该差分电压作为校正电压提供到NPN晶体管13的基极。
在功率放大电路1中，当对应于从MD再现的音频信号的PWM信号S1(图7(C))通过放大电路7和反相放大电路8交替提供到PMOS晶体管9和NMOS晶体管10的基极时，连接中点P1将通过电源控制电路2从二次电池15提供的D类放大器3的PMOS晶体管9和NMOS晶体管10的漏极电流加在一起，并输出到下一级的低通滤波器4。
低通滤波器4通过线圈11和电容12的组合积分已经由D类放大器3放大的PWM信号S1，以再现原始正弦波音频信号S2。在通过耦合电容5去除直流分量之后，低通滤波器4将音频信号S2输出到扬声器16。
专利文件1日本专利申请公开No.2002-262576。
但是，在具有上述构造(图6)的电源控制电路2中，作为低通滤波器4的一部分的线圈11在从功率放大电路1输出的正弦波音频信号S2的负半周期期间积累能量，并且这产生反电动势。
通过作为D类放大器3的PMOS晶体管9和NMOS晶体管10的公共漏极的连接中点P1，和PMOS晶体管9的源极，由线圈11处的反电动势产生的电流被馈入电源控制电路2的误差放大器14的反馈回路(连接中点P2)。
因此，在电源控制电路2中，在NPN晶体管13的射极的电压仅在正弦波音频信号S2的负半周期期间改变。因此，即使误差放大器14校正二次电池15的电源电压(图7(A))以将其保持在恒定电平，NPN晶体管13的射极处的电压也仍旧改变(图7(B))。
结果，在功率放大电路1的D类放大器3中，基于二次电池15的电源电压产生的音频信号S2的电压，在负半周期期间是失真的(图7(D))。这不利地影响了通过扬声器16基于音频信号S2输出的声音质量。
发明内容
本发明考虑以上要点而作出，并且意在提供一种电源控制电路，其可以在信号放大期间有效地消除输入信号的电压失真。
为了解决上述问题，在本发明中，将直流电源的电源电压控制在恒定电平、并且将该电源电压提供到根据输入信号的信号电平交替执行差分运算的放大电路的电源控制电路包括第一晶体管，其集电极连接至直流电源并且其射极连接至放大电路，用于输出电流；误差放大器，其输出端口连接至第一晶体管的基极，用于执行反馈控制从而将预定的参考电位和第一晶体管的射极电位之间的差保持在恒定电平；以及第二晶体管，其射极和基极共同连接到第一晶体管并且集电极接地，用于吸收电流，其中第一晶体管的射极电流提供到放大电路，而在由输入信号确定的特定时刻从放大电路提供的电流通过第二晶体管被馈入地。
因此，在电源控制电路中，即使在由输入信号确定的特定时刻从放大电路馈送电流，该电流也通过用于吸收电流的第二晶体管被馈入地，而不经过误差放大器的反馈回路。这就防止了在用于输出电流的第一晶体管的射极处的电位改变。从而，防止了放大电路中输入信号的电压失真。
图1是示出根据本发明第一实施例的记录和再现设备构造的框图。
图2是示出图1中所示的用于D类的电源控制电路和D类功率放大电路的内部构造的框图。
图3是示出用于解释音频信号的电压失真的校正的信号波形的视图。
图4是示出音频信号的频率特性和失真率的曲线图。
图5是示出根据本发明第二实施例的用于D类的电源控制电路和D类功率放大电路的内部构造的框图。
图6是示出常规的电源控制电路和功率放大电路的内部构造的框图。
图7是示出用于解释音频信号的电压失真的常规信号波形的视图。
具体实施例方式
将参考附图具体描述本发明的实施例。
(1)第一实施例(1-1)根据第一实施例的记录和再现设备的构造在图1中，参考数字20表示根据本发明第一实施例的作为整体的记录和再现设备。记录和再现设备20在比如MD(小型光盘)的磁光盘21上记录从外部提供的音频信号S10。记录和再现设备20从磁光盘21再现音频信号S11并且然后将该音频信号S11输出到外部。
在用户通过操作操作部件22选择记录模式的情况下，进行整体控制记录和再现设备20的系统控制器23将从外部顺序提供的音频信号S10通过输入端口24馈入音频编码器25，以执行预定的编码过程，编码过程然后产生编码音频数据D1。记录和再现设备20将编码音频数据D1顺序地提供到存储控制器26。
当需要将编码音频数据D1提供到误差校正编码器/解码器27时，存储控制器26利用存储器26A作为缓冲器，误差校正编码器/解码器27然后将预定的误差校正码加到每个2kbyte的部分。继续将编码音频数据D1馈入数据调制解调器28，后者然后执行EFM(八到十四调制)过程以产生记录数据D2。数据调制解调器28然后将记录数据D2提供到光拾取器29和磁场调制驱动器30。
光拾取器29包括比如激光二极管、平行光管透镜、物镜和光敏元件的光学器件；以及比如激光二极管驱动器的电子器件。光拾取器29放射已经根据所提供的记录数据D2调制的光束，到磁光盘21的记录表面。
在那时，光拾取器29根据从磁光盘21的反射产生包括轨迹误差信号和聚焦误差信号的伺服误差信号S12，以及推挽信号S13。光拾取器29然后将这些信号S12和S13通过数据调制解调器28和误差校正编码器/解码器27馈入驱动控制部件31。
根据所提供的伺服误差信号S12，驱动控制部件31通过控制伺服电路32驱动主轴马达33。它以预定速度旋转磁光盘21。另外，根据伺服误差信号S12，驱动控制部件31通过由误差校正编码器/解码器27和数据调制解调器28控制磁场调制驱动器30，驱动滑块马达34以沿在磁光盘21的半径方向上磁光盘21的记录表面上形成的数据轨迹(前凹槽和平台)，移动磁光盘21上光束的射束点(以下简称为射束点)。
此外，根据伺服误差信号S12，驱动控制部件31通过控制伺服电路32驱动光拾取器29内部的两轴激励器(未示出)以执行轨迹和聚焦控制。
另一方面，数据调制解调器28解码所提供的推挽信号S13以获得在那时在磁光盘21上形成的射束点的绝对地址。数据调制解调器28然后通过误差校正编码器/解码器27和存储控制器26提供该绝对地址到系统控制器23。
也就是说，数据调制解调器28将推挽信号S13输入至具有中心频率22.05[Hz]且带宽±1[kHz]的内部带通滤波器，以从推挽信号S15去除摆动分量。此时，数据调制解调器28在该摆动分量上执行FM解调以获得射束点存在的磁光盘21的绝对地址。数据调制解调器28随后通过误差校正编码器/解码器27和存储控制器26将该绝对地址作为地址信息S14提供给系统控制器23。
每次磁光盘21上的绝对地址(由上述解码过程获得)改变(即，射束点开始扫描磁光盘21上的不同部分)时，数据调制解调器28通过误差校正编码器/解码器27和存储控制器26将同步中断信号S15提供给系统控制器23，以通知系统控制器23该事实。
系统控制器23反过来根据从数据调制解调器28提供的地址信息信号S14和同步中断信号S15，识别在那时磁光盘21上的记录位置。根据识别记录位置的结果，系统控制器23执行适当的控制过程使得记录数据D2被适当地记录在磁光盘21上。
当用户通过操作操作部件22选择再现模式时，系统控制器23通过以相同于上述记录模式的方式控制驱动控制部件31，以预定的速度旋转磁光盘21。另外，系统控制器23沿磁光盘21上的数据轨迹移动射束点，并且系统控制器23也执行轨迹和聚焦控制。
系统控制器23激励上述光拾取器29内的激光二极管以发射光束到磁光盘21。磁光盘21的记录表面反射该光束。通过数据调制解调器28将从磁光盘21读出的、等价于从所述反射产生的RF信号的读数据D3从光拾取器29馈入误差校正编码器/解码器27。
误差校正编码器/解码器27包括以下电路(未示出)PLL(锁相环)电路、同步数据检测部件、EFM解调部件、CIRC解码部件和分层ECC解调部件。PLL电路从所提供的读数据D3提取时钟，并且然后将所提取的时钟与读数据D3一起提供到同步数据检测部件。
同步数据检测部件根据所提供的时钟产生窗口脉冲以检测同步数据，同步数据的宽度由于在其前端和后端包括预定的比特而比上述同步数据的数据模式的宽度大。然后，同步数据检测部件随后检测用于检测同步数据的窗口脉冲。根据检测窗口脉冲的结果，同步数据检测部件随后提供读数据D3的预定单元给EFM解调部件。
然后通过EFM解调部件的EFM解调处理过程、CIRC解码部件的CIRC解调处理过程和分层ECC解调部件的误差校正处理过程将读数据D3转换为音频数据D4的原始格式。通过存储控制器26将音频数据D4提供到音频解码器35。顺便提及，在执行上述处理过程时，误差校正解码器/编码器27在必要时利用存储器36作为缓冲器。
音频解码器35对音频数据D4执行预定的解调过程以产生音频信号S11，并且然后将该音频信号S11通过输出端口37输出到外部。同时，音频解码器35通过D类功率放大电路38放大音频信号S11，并且然后通过扬声器39输出该音频。
以此方式，记录和再现设备20在磁光盘21上记录从外部提供的音频信号S10。另外，记录和再现设备20从磁光盘21再现音频信号S11并且然后将该音频信号S11输出到外部或扬声器39。
顺便提及，记录和再现设备20的系统控制器23在记录模式和再现模式中，都在比如LCD(液晶显示器)的显示部件40的显示屏幕上显示添加到音频数据D4的各种相关信息(比如标题名称、记录或播放时间)。
记录和再现设备20包括DC(直流)输入端口41，它连接到AC适配器42的一端，AC适配器的另一端连接到家用电源(未示出)。以此方式，记录和再现设备20利用家用电源作为它的电源。
当AC适配器连接至家用电源和AC输入端口41时，来自家用电源的交流电流S20被转换为具有AC适配器42的额定电流值的直流电流S21。然后通过DC输入端口41将该直流电流S21提供到电源部件43。
电源部件43将所提供的直流电流S21作为系统电流提供到记录和再现设备20的每个电路。此时，电源部件43检测提供到所有电路的系统电流S22的电流值，并且然后在预定时刻通知系统控制器23该检测值。
具有上述构造的记录和再现设备20进一步包括电池贮藏空间45，以可拆卸的方式将二次电池44(比如锂离子电池)固定或安装在此。在用户外出携带记录和再现设备20的情况下，记录和再现设备20利用电池贮藏空间45中的二次电池44作为其电源。也就是说，当使用时电池贮藏空间45中的二次电池44通过电源部件43提供充电电流给所有电路作为系统电流S22。
可以由通过DC输入端口41和AC适配器42从外部家用电源提供的直流电流S21充电电池贮藏空间45中的二次电池44。在这种情况下，记录和再现设备20包括DC输入端口41和电池存储空间45之间的充电IC(集成电路)部件46。充电IC部件46在系统控制器23的控制下控制通过DC输入端口41提供的直流电流S21的电流值，并且然后将该直流电流作为充电电流S23提供给电池贮藏空间45中的二次电池44。
(1-2)根据第一实施例的用于D类的电源控制电路和D类功率放大电路的构造除了以上所述，电源部件43包括用于D类的电源控制电路43A。通过该用于D类的电源控制电路43A，电源部件43将电源电压从二次电池44提供到扬声器39之后的D类功率放大电路38。
图2示出图1所示的记录和再现设备20的一部分D类功率放大电路38和电源部件43内部的用于D类的电源控制电路43A的内部构造。
音频解码器35提供经过脉冲宽度调制的音频信号S11(图3(C)给D类功率放大电路38。另外，用于D类的电源控制电路43A将电源电压(图3(A))从二次电池44提供到D类功率放大电路38。
D类功率放大电路38包括串行连接的电路单端D类放大器50、低通滤波器51、以及耦合电容52。在D类放大器50中，PMOS晶体管55和NMOS晶体管56的栅极分别连接到放大电路53和反相放大电路54的输出端口。放大电路53和反相放大电路54通过等价于音频解码器35的输出端口的连接中点相互连接。MOS晶体管55和56交替地工作。
PMOS晶体管55和NMOS晶体管56的漏极互相连接并且然后连接至低通滤波器51。PMOS晶体管55的源极连接至用于D类的电源控制电路43A的输出端，而NMOS晶体管56的源极接地。
低通滤波器51包括线圈57，线圈57的一端连接至等价于PMOS晶体管55和NMOS晶体管56的漏极互相连接的公共漏极的连接中点P10，另一端连接至耦合电容52；以及电容58，它的一端连接至线圈58的另一端并且它的另一端接地。
用于D类的电源控制电路43A包括一对晶体管60和61NPN晶体管60用于输出电流并且PNP晶体管61用于吸收电流。另外，用于D类的电源控制电路43A包括用于校正电压的误差放大器62。
在NPN晶体管60和PNP晶体管61的基极互相连接之后，它们的基极被连接至误差放大器62的输出端口。在NPN晶体管60和PNP晶体管61的射极互相连接之后，它们的射极被连接至D类功率放大电路38的PMOS晶体管55的源极。NPN晶体管60的集电极连接至二次电池44，而PNP晶体管61的集电极接地。
误差放大器62包括具有两个输入端口和一个输出端口的运算放大器。输入端口之一连接至预定的电压发生器(未示出)以保持在参考电位E10。输入端口的另一端连接至连接中点P11，连接中点P11等价于NPN晶体管60和PNP晶体管61的射极互相连接的公共射极。
用于D类的电源控制电路43A通过NPN晶体管60将电流从二次电池15提供至D类功率放大电路38的D类放大器50。另外，在误差放大器62中，为了将NPN晶体管60和PNP晶体管61的射极互相连接的连接中点P11和参考电位E10之间测量的差分电压保持在恒定电平，用于D类的电源控制电路43A将该差分电压作为校正电压提供给NPN晶体管60和PNP晶体管61的公共基极。
在D类功率放大电路38中，当相应于从音频编码器35提供的PWM信号的音频信号S11通过放大电路53和反相放大电路54被交替地提供到PMOS晶体管55和NMOS晶体管56的基极时，连接中点P10将从二次电池44通过用于D类的电源控制电路43A提供的、D类放大器50的PMOS晶体管55和NMOS晶体管56的漏极电流加在一起，并且将它输出至下一级的低通滤波器51。
低通滤波器51通过线圈57和电容58的组合积分由D类放大器50放大的音频信号S11，以再现原始正弦波音频信号S11A。低通滤波器51然后在通过下一级的耦合电容52去除直流分量之后，输出该音频信号S11A给扬声器39。
(1-3)第一实施例中的操作和效果在具有上述结构的记录和再现设备20的D类功率放大电路38中，作为低通滤波器51一部分的线圈57在通过低通滤波器51从D类放大器50输出的正弦波音频信号S11A的负半周期期间积累能量，并且这种积累产生反电动势。
此时，在D类功率放大电路38中，在线圈57处由反电动势产生的电流通过连接中点P10和PMOS晶体管55的源极，被馈入连接中点P11，P11是用于D类的电源控制电路43A的NPN晶体管60和PNP晶体管61的公共射极，P10是D类放大器50的PMOS晶体管55和NMOS晶体管56的公共漏极。
在用于D类的电源控制电路43A中，从D类功率放大电路38馈送的电流通过连接中点P11和PNP晶体管61的集电极流入地，P11是NPN晶体管60和PNP晶体管61的公共射极。
这防止了由反电动势在线圈57产生的电流从D类功率放大电路38流入用于D类的电源控制电路43A中的误差放大器62的反馈回路。这防止NPN晶体管60的射极(即，连接中点P11处)的电压在正弦音频信号S11A的负半周期期间改变(图3(B))。
因此，即使D类功率放大电路38在音频信号S11A(通过低通滤波器57从D类放大器50输出的正弦波)的负半周期期间在线圈51处产生反电动势，也能防止音频信号S11A的电压失真(图3(D))。
图4示出特性曲线F1和F2，其中为具有电流吸收器PNP晶体管61的用于D类的电源控制电路43A，和没有PNP晶体管61的用于D类的电源控制电路43A都测量作为从D类功率放大电路38输出的正弦波的音频信号S11A的电压的失真率低通滤波器的截断频率是20[kHz]，扬声器39的内阻是16[Ω]，并且音频信号S11A的频率围绕1[kHz]和12[dBm]改变。
在图4的特性曲线F1和F2中，根据用于D类的电源控制电路43A装备有电流吸收器PNP晶体管61的特性曲线F1，音频信号S11A的电压失真率低于0.1[％]，而不管音频信号S11A的频率如何。根据用于D类的电源控制电路43A没装备PNP晶体管61的特性曲线F2，音频信号S11A的频率越降低，电压的失真率越升高。
根据上述构造，记录和再现设备20的用于D类的电源控制电路43A包括用于吸收电流的PNP晶体管61，PNP晶体管61的射极和基极连接至NPN晶体管60的射极和基极，集电极接地。因此，如果作为D类功率放大电路38的低通滤波器51的一部分的线圈57产生反电动势，则由该反电动势产生的电流通过用于吸收该电流的PNP晶体管61流入地。因此，即使D类功率放大电路38在作为通过低通滤波器57从D类放大器50输出的正弦波的音频信号S11A的负半周期期间，在线圈51产生反电动势，也能防止音频信号S11A的电压失真。因此，用于D类的电源控制电路43A可以有效地保持音频信号S11A的声音质量。
(2)第二实施例(2-1)记录和再现设备的构造根据本发明的第二实施例的记录和再现设备(未示出)具有与图1中所示的记录和再现设备20相同的构造，除了以下要点电源部件70的内部构壁(由下图5所示)和系统控制器23的控制过程不同。
(2-2)根据第二实施例的用于D类的电源控制电路和D类功率放大电路的构造图5(以与图2的相应部件相同的符号指定并标记其部件)示出根据本发明的第二实施例的电源部件70中用于D类的电源控制电路70A的内部构造。图5中所示的D类功率放大电路38的构造与图2中所示的D类功率放大电路38的构造相同。
用于D类的电源控制电路70A的构造与图2所示的电源部件43中D类功率放大电路43A的构造相同，除了以下要点用于D类的电源控制电路70A包括开关电路71，由系统控制器23在误差放大器62和用于吸收电流的PNP晶体管61的基极之间切换。
用于D类的电源控制电路70A通过NPN晶体管60将电流从二次电池15提供到D类功率放大电路38的D类放大器50。另外，在误差放大器62中，为了将NPN晶体管60和PNP晶体管61的射极互相连接的连接中点P11和参考电位E10之间的差分电压保持在恒定电平，用于D类的电源控制电路70A将该差分电压作为校正电压提供给NPN晶体管60和PNP晶体管61的公共基极。
在用于D类的电源控制电路70A中，当系统控制器23接通开关电路71时，在D类功率放大电路38的线圈57由反电动势产生的电流通过连接中点P11和PNP晶体管61的集电极流入地。当断开开关电路71时，PNP晶体管61由于基极断开而不工作，并由此使来自D类功率放大电路38的电流流入误差放大器62的反馈回路。
(2-3)第二实施例中的操作和效果在具有上述构造的记录和再现设备(未示出)的用于D类的电源控制电路70A中，当用户选择根据音频信号S11A从扬声器39输出的声音需要良好的质量的模式时，系统控制器12接通开关电路71。
然后，在D类功率放大电路38中，作为低通滤波器51一部分的线圈57在通过低通滤波器51从D类放大器50输出的正弦波音频信号S11A的负半周期期间积累能量，并且产生反电动势。
此时，在D类功率放大电路38申，在线圈57处由反电动势产生的电流通过连接中点P10和PMOS晶体管55的源极被馈入连接中点P11，P11是用于D类的电源控制电路43A的NPN晶体管60和PNP晶体管61的公共射极，P10是D类放大器50的PMOS晶体管55和NMOS晶体管56的公共漏极。
在用于D类的电源控制电路70A中，从D类功率放大电路38馈送的电流通过连接中点P11和PNP晶体管61的集电极流入地，P11是NPN晶体管60和PNP晶体管61的公共射极。
这防止了由反电动势在线圈57处产生的电流从D类功率放大电路38流入用于D类的电源控制电路70A中的误差放大器62的反馈回路。这防止NPN晶体管60的射极处的电压在正弦音频信号S11A的负半周期期间改变。
因此，即使在通过低通滤波器57从D类放大器50输出的正弦波音频信号S11A的负半周期期间，D类功率放大电路38在线圈51处产生反电动势，也能防止音频信号S11A的电压失真。
相比之下，在用于D类的电源控制电路70A中，当用户选择省电模式而不选择需要良好音质以更长时间地使用设备时，系统控制器23断开开关电路71。
然后，在D类功率放大电路38中，作为低通滤波器51一部分的线圈57在正弦波音频信号S11A的负半周期期间积累能量，并且这产生反电动势。由反电动势产生的电流被馈入连接中点P11，P11是用于D类的电源控制电路70A的NPN晶体管60和PNP晶体管61的公共射极。
因此，在用于D类的电源控制电路70A中，从D类功率放大电路38馈送的电流通过连接中点P11流入误差放大器62的反馈回路，并且用于输出电流的NPN晶体管60的射极处的电压仅在正弦波音频信号S11A的负半周期期间改变。即使误差放大器62修正二次电池44的电源电压以将它保持在恒定电平，电压也持续改变。另一方面，由于用于吸收电流的PNP晶体管61停止工作所以省电。
根据这样的实验，其中正弦波音频信号S11A的频率是1[kHz]、扬声器39的输出电压是0.1[mW]并且用于D类的电源控制电路70A装备有用于吸收电流的PNP晶体管61，用于D类的电源控制电路70A和D类功率放大电路38的总功率(系统功率)是5.3[mW]。相比之下，在用于D类的电源控制电路70A没有装备用于吸收电流的PNP晶体管61的情况下，总功率是2.4[mW]。
根据上述构造，记录和再现设备20的用于D类的电源控制电路43A包括用于吸收电流的PNP晶体管61，其射极和基极连接至NPN晶体管60的射极和基极，集电极接地；以及在PNP晶体管的基极之前的开关电路71。响应用户操作而接通或断开开关电路71。因此，如果用户选择需要音频信号S11A的声音质量良好的模式，则PNP晶体管61工作，在作为D类功率放大电路38的低通滤波器51的一部分的线圈57处由反电动势产生的电流被馈送入地，并且这保持音频信号S11A的声音的良好质量。如果用户选择省电模式以更长时间地使用设备，则PNP晶体管61停止工作以节省能量。因此，用于D类的电源控制电路43A允许用户选择保持音质或省电两种模式之一。
(3)其他实施例在上述第一和第二实施例中，本发明应用于记录和再现设备20的电源电路43和70的用于D类的电源控制电路43A和70A(图1)。但是，本发明不限于此。代替用于磁光盘的记录和再现设备，本发明可应用于，其中来自直流电源的电源电压，保持在恒定电压时被提供到根据输入信号的信号电平交替执行差分运算的放大电路的设备用于DVD(数字视频盘)和CD(光盘)的记录和/或回放设备和摄像机、移动电话、以及各种电子设备。
另外，应用包括D类放大器50、低通滤波器51以及耦合电容52的D类功率放大电路38作为响应音频信号(输入信号)S11的信号电平交替执行差分运算的放大电路。除此之外，可以应用能够执行D类放大(数字放大)的各种放大电路。应用二次电池44(比如锂离子电池)作为直流电源。除此之外，也可应用比如镍镉电池的其他二次电池、比如锰干电池和汞干电池的主电池、以及连接至家用电源的AC适配器42作为直流电源。
在上述第一和第二实施例中，应用用于D类的电源控制电路43A和70A中的用于输出电流的NPN晶体管60作为用于输出电流的第一晶体管，其集电极连接至直流电源并且射极连接至放大电路。但是，本发明不限于此。代替双极型晶体管，可应用能够提供二次电池(直流电源)44的电源电压到外部的其他晶体管，比如FET(场效应晶体管)。
另外，在第一和第二实施例中，应用用于D类的电源控制电路43A和70A中的误差放大器62作为误差放大器，其输出端口连接至NPN晶体管(第一晶体管)60的基极用于输出电流，并且误差放大器执行反馈控制以将预定参考电位E10与用于输出电流的NPN晶体管(第一晶体管)60的射极处的电位之间的差保持在恒定电平。但是，本发明不限于此。可以应用能够校正二次电池(直流电源)44的电源电压以将它保持在恒定电平的各种误差放大器。
此外，在第一和第二实施例中，应用用于D类的电源控制电路43A和70A中的用于吸收电流的PNP晶体管61作为用于吸收电流的第二晶体管，其射极和基极连接到NPN晶体管(第一晶体管)60的射极和基极，并且集电极接地。但是，本发明不限于此。代替双极型晶体管，可应用能够将根据音频信号(输入信号)S11A的预定时间从D类功率放大电路(放大电路)38提供的电流馈入地的其他晶体管(比如FET(场效应晶体管)。
此外，在第二实施例中，将响应系统控制器23的控制选择性地接通或断开的开关电路71应用为连接在误差放大器62的输出端口和用于吸收电流的PNP晶体管(第二晶体管61)的基极之间、响应外部操作而选择性地接通或断开的开关装置。可应用能够接通或断开用于吸收电流的PNP晶体管(第二晶体管)61的其他开关装置。
工业适用性电源控制电路可应用于便携式音频设备、移动电话等。
权利要求
1.一种电源控制电路，用于将直流电源的电源电压控制在恒定电平并且将该电源电压提供到根据输入信号的信号电平交替地执行差分运算的放大电路，所述电源控制电路包括第一晶体管，其集电极连接至所述直流电源，并且其射极连接至所述放大电路，用于输出电流；误差放大器，其输出端口连接至所述第一晶体管的基极，用于执行反馈控制以将预定参考电位和所述第一晶体管的射极处的电位之间的差保持在恒定电平；以及第二晶体管，其射极和基极共同连接至所述第一晶体管，并且其集电极接地，用于吸收电流，其中所述第一晶体管的射极电流提供到所述放大电路，而在所述输入信号确定的特定时刻从所述放大电路提供的电流通过第二晶体管被馈入地。
2.根据权利要求1所述的电源控制电路，包括开关装置，连接在所述误差放大器的输出端口和所述第二晶体管的基极之间，所述开关装置响应外部操作而选择性地接通或断开。
全文摘要
本发明提供了一种电源控制电路，在信号放大期间可以有效地防止输入信号的电压失真。在该电源控制电路中，在执行恒定电压控制时将直流电源的电源电压提供到根据输入信号的信号电平交替地执行差分运算的放大电路。该电源控制电路包括第一晶体管，第一晶体管的集电极与直流电源连接并且射极与放大电路连接，用于输出电流；误差放大器，其输出端与第一晶体管的基极连接并且执行反馈控制以保持预定的参考电位和第一晶体管射极电位之间的差恒定；以及吸收电流的第二晶体管，其中第二晶体管的射极和基极共同连接至第一晶体管并且集电极接地。
文档编号G05F1/618GK1989468SQ20058002510
公开日2007年6月27日 申请日期2005年7月27日 优先权日2004年7月29日
发明者串田秀明, 斋藤浩, 中野弘安 申请人:索尼株式会社