专利名称：一种优化的脉冲跨周调制开关稳压电源控制器的制作方法
技术领域：
一种优化的脉冲跨周调制开关稳压电源控制器，属于电子技术领域，涉及一种可应用于功率集成电路中的脉冲跨周调制(PSM)开关稳压电源控制器。
背景技术：
在功率变换器中常采用脉冲宽度调制模式PWM(Pulse Width Modulation)和脉冲频率调制模式PFM(Pulse Frequency Modulation)。图1表示出了几种控制方式控制波形的不同。随着反馈电压Vfb与参考电压Vref的误差变化，PWM调制模式采用改变固定频率脉冲宽度控制功率开关管，PFM调制模式采用改变固定宽度脉冲频率控制功率开关管，而脉冲跨周调制模式PSM(Pulse Skip Modulation)是功率变换系统的一种新型调制模式，通过跳过一定的时钟周期调节输出电压，当输出电压高于设定值的时候跳过时钟周期，当输出电压低于设定值时正常导通时钟周期。
PWM控制器和PFM控制器已被广泛应用于开关电源中。图2表示出了采用普通PSM控制器的Boost开关稳压电源。普通PSM控制器由电压比较器、D触发器和振荡器等构成。在振荡器的时钟周期开始时，若输出电压高于设定值，则电压比较器输出逻辑低电平，从而禁止D触发器在本时钟周期置位，所以功率开关管在本时钟周期不导通，即跳过时钟周期；若输出电压低于设定值，电压比较器输出逻辑高电平，则D触发器在时钟脉冲控制下置位，控制功率开关管开通一个与时钟信号相同的脉冲。采用普通PSM控制器的开关电源在负载较轻时将跳过较多的时钟周期，反之负载越重，跳过时钟周期越少。
正常工作状态下，开关电源的损耗主要包括导通损耗和开关损耗。轻负载或者待机状态下，负载上流过电流较小，导通损耗可以忽略，开关损耗成为主要的系统待机功耗来源。在轻负载时，PWM控制器由于频率恒定，开关损耗在整个负载范围内恒定，影响了轻负载情况下效率的提高；PFM控制器由于频谱时变，造成了后续滤波器设计的困难，影响采用PFM控制器开关电源的电磁兼容特性。而普通PSM控制器会使功率开关管在轻负载情况下跳过较多的时钟周期，因此可以减小开关损耗，大幅度提高轻负载时的效率。除此之外，普通PSM控制器还有控制方式简单、鲁棒性强、响应速度快、抗干扰能力强、电磁兼容特性好等优点。但是采用普通PSM控制器的开关电源在轻负载时，会跳过较多时钟周期，功率管的实际开关频率易进入音频范围而产生噪声，而且输出电压纹波较大。因此需要对普通PSM控制器加以优化，避免开关频率进入音频范围、减小输出纹波。
发明内容
本发明提供一种优化的脉冲跨周调制开关稳压电源控制器，在保持普通PSM控制器轻负载下效率高、鲁棒性强、响应速度快、抗干扰能力强、电磁兼容特性好等优点基础上，对占空比进行了优化，从而减小了输出电压纹波，且功率开关管有效开关频率不会进入音频范围。
本发明详细技术方案为一种优化的脉冲跨周调制开关稳压电源控制器(如图3所示)，由电压控制环路、电流控制环路和主控门组成，其特征是，所述电压控制环路由电压比较器C1、电压基准源1、与门G1、状态寄存器、零状态判断器、计数器和译码器组成；所述电流控制环路由电阻网络、电压比较器C2和电压基准源2组成；所述主控门由振荡器、或门G4、RS触发器、与非门G2和与门G3组成；电压比较器C1的正输入端与电压基准源1相连，其负输入端与开关电源输出端相连，其输出端接与门G1的一个输入端；与门G1的另一个输入端接振荡器的时钟信号输出端CLK，其输出端接状态寄存器的输入端；状态寄存器的当前状态输出端接零状态判断器的输入端，其前一状态和当前状态输出端接译码器的两个输入端；零状态判断器的输出端接计数器的输入端和与非门G2的正逻辑输入端；计数器的输出端接译码器的另一个输入端和与非门G2的负逻辑输入端；译码器相应状态码的输出端接电阻网络相应的控制输入端；电压比较器C2的正输入端与电阻网络和功率开关管M的连接点相连，其负输入端与电压基准源2相连，其输出端接或门G4的正逻辑输入端；振荡器的时钟信号输出端CLK接RS触发器的S端和与门G1的另一个输入端，其最大占空比信号输出端Dmax接或门G4的负逻辑输入端；或门G4的输出端接RS触发器的R端；RS触发器的输出端接与门G3的一个输入端；与门G3的另一个输入端接与非门G2的输出端，其输出端接功率开关管M的栅极。
上述技术方案中所述状态寄存器为两位移位寄存器，数据输入端接与门G1，时钟输入端为振荡器时钟信号CLK，数据输出端为本时钟周期状态和上一个时钟周期状态输出端。
所述零状态判断器为一个反相器。
所述计数器为可自动重启的计数器，当输入为‘1’时计数值增加，当输入为‘0’时计数值复位为0，当计数值达到N时计数器输出为‘1’。
所述N为即将进入音频范围的临界跨周数。音频范围为20Hz～20kHz，所以振荡器时钟信号CLK频率为fOSC时，N满足fOSC/N＞20kHz，确保功率开关管M的工作频率在音频范围以上。
所述译码器以计数器输出、状态寄存器的当前状态和前一状态输出三个信号为输入，以电阻网络控制信号a、b和c为输出，其输入输出关系按照表1的逻辑关系运行。
表1译码器输入输出关系表
所述电阻网络为并联式电阻网络(如图4所示)，由电阻R1、R2和R3和开关管M1、M2和M3组成；电阻R1、R2和R3的一端彼此相连，且共同接功率开关管M的源极；电阻R1的另一端接开关管M1的漏极，电阻R2的另一端接开关管M2的漏极，电阻R3的另一端接开关管M3的漏极；开关管M1、M2和M3的源极共同接地；开关管M1的栅极接译码器的状态输出端a，开关管M2的栅极接译码器的状态输出端b，开关管M3的栅极接译码器的状态输出端c。
所述振荡器输出信号为时钟信号CLK和最大占空比信号Dmax，两者频率、相位相同，但占空比不同，CLK信号占空比较小，Dmax信号占空比较大。
本发明各组成部分的功能是电压控制环路实现普通PSM调制功能，电流控制环路实现三种占空比的转换，主控门实现开关电源所需的控制波形的输出。振荡器输出信号为时钟信号CLK和最大占空比信号Dmax，两者频率、相位相同，但占空比不同。电压基准源用于产生固定的电压值。RS触发器在CLK和G4作用下置位或者复位，置位时输出高电平，复位时输出低电平。电压比较器C1将检测到的开关电源输出电压Vout与固定参考电压基准源1进行比较，当Vout高于固定电压基准源1的参考电压时输出为0，反之输出为1。与门G1起同步作用。状态寄存器在每个时钟周期接收电压比较器C1的输出信号(0或1)，存储本时钟周期和上一个时钟周期电压比较器C1的输出信号。零状态判断器判断状态寄存器的本时钟周期电压比较器C1的输出信号是否为零，当电压比较器C1的输出信号为0时，零状态判断器输出为1。计数器统计零状态判断器连续输出的1状态数量，当零状态判断器连续输出1状态时(对应状态寄存器的本时钟周期电压比较器C1的输出信号为0)计数器计数值增加，当零状态判断器输出0状态时(对应状态寄存器的本时钟周期电压比较器C1的输出信号为1)计数器复位。当计数器计到连续N个1输入时输出有效信号到译码器和与非门G2负逻辑输入端。译码器根据计数器和状态寄存器的输入，按照表1所示逻辑关系，产生电阻网络中开关管所需的栅控信号a、b和c。电阻网络的作用是调节与功率开关管M相串联的等效电阻Rsense从而输出不同比例的、反映功率开关管M电流的电压信号。电压比较器C2的功能是在特定的电流峰值情况下关断功率开关管M。当功率开关管M栅控信号为高时，功率开关管开启，流过功率开关管的电流IDS线性增加。所以电压比较器正输入端电压信号为流过功率开关管电流与等效电阻Rsense之积，即IDS×Rsense。当电压比较器正输入端电压信号的值达到电压基准源2的参考值时，电压比较器C2输出为1，使RS触发器复位从而关断功率开关管M，这样就实现了固定的占空比开关功率开关管。通过译码器控制电阻网络得到不同的等效电阻Rsense，可以使电压比较器C2在不同的峰值电流时关断功率开关管M，从而实现设定的占空比D1、D2、D3。
本发明详细工作过程为采样输出电压Vout通过电压比较器C1与电压基准源1的参考电压比较，产生输出电压的状态，若输出电压大于设定值，则输出状态为‘0’；反之输出状态为‘1’。电压比较器C1的输出经过时钟信号CLK调制后，输入到状态寄存器。状态寄存器中储存前一时钟周期和当前时钟周期电压比较器C1的输出状态，通过这两种状态的组合决定当前导通占空比。零状态判断器判断状态寄存器的输出信号是否为零，计数器统计零状态判断器连续输出的零状态有效信号数量，其基本原理是一个有限状态机，当检测到输入连续N个‘1’时则输出为高；其他状态输出为低。当计数器计到连续N个‘1’时输出有效信号到译码器，其输出表示系统频率是否进入音频范围。若输出有效，则表示系统进入音频范围；反之，系统未进入音频范围。当计数器计到零状态判断器输出非零状态时，或者计到连续N个‘1’时复位，重新开始计数。译码器以计数器输出信号和状态寄存器状态作为输入，如果当前输出电压状态为0，不管前一周期状态为何值，则跳过此周期；如果当前时钟周期输出状态为1，则译码器依据上周期的输出状态输出控制信号以控制电阻网络确定本周期的占空比。若两周期状态序列为“01”，则控制电阻网络产生一个中等的电阻值Rmid；若两周期状态序列为“11”，则控制电阻网络产生一个较小的电阻值Rmin。为防止系统进入音频范围，在计数器输出有效时，译码器控制电阻网络产生一个较大的电阻值Rmax。电阻网络和电压比较器C2为最核心的控制电路，其输出信号直接决定着栅控信号。电阻网络由并联的三条由开关控制的电阻支路组成，分别由a，b和c信号控制。当采样电流流过电阻网络时，在电阻网络上产生随电流变化的电压信号，与电压基准源2的参考电压比较就会使电压比较器C2在输出电压信号与电压基准源2的参考电压相等时关断功率开关管，通过不同的控制信号控制电阻网络的值，可以产生不同占空比脉冲控制信号。振荡器电路输出的时钟信号为一个窄脉冲信号，在每个时钟周期开始，时钟信号CLK为高，最大占空比信号Dmax为高，比较器输出为低，即RS触发器S端为高，R端为低，使得RS触发器置位输出高电平。过很短一段时间，时钟变为低，此时S端变为低，而R端仍为低，RS触发器状态保持，仍输出高电平；当或门G4的任意一个输入信号变化时，即Dmax由高变为低，或者电压比较器输出从低变为高(代表功率开关管电流达到设定值基准源2/Rsense)时，RS触发器R端为高，S端为低，使得RS触发器复位输出低电平。采样电流Ids为一斜率固定的三角波，当其值上升到电压基准源2参考电压/Rsense时，比较器输出变为高，即R端变为高，RS触发器复位输出低电平。与门G3和与非门G2将计数器输出、零状态判断器输出、RS触发器输出通过一定的组合逻辑变为功率开关管M的控制信号。当计数器输出为低，零状态判断器输出为低时，说明本时钟周期输出电压低于设定值，此时与非门G2输出高电平使G3与RS触发器输出相同，在时钟周期的开始RS触发器置位，即功率开关管控制信号为高，开启功率开关管，译码器根据本时钟周期和上时钟周期状态，控制电阻网络的Rsense，当采样电流Ids值上升到基准源2参考电压/Rsense时，比较器输出变为高，即R端变为高，RS触发器复位输出低电平从而关断功率开关管M；当计数器输出为低，零状态判断器输出为高时，说明本时钟周期输出电压高于设定值，但功率开关管M的开关频率没有进入音频范围，此时与非门G2输出低电平使G3也输出低电平，功率开关管M控制信号保持为低从而实现跳过时钟周期；当计数器输出为高，说明由于功率开关管M的开关频率将进入音频范围，此时不论零状态判断器输出为何状态，与非门G2输出高电平使G3输出与RS触发器输出相同，译码器控制电阻网络使功率开关管M导通一个最小占空比D3来防止系统进入音频范围。
本发明所述优化PSM控制器脉冲控制信号的占空比有三种固定占空比D1、小占空比D2和最小占空比D3。为达到减小输出电压纹波的目的，固定占空比D1用于负载电流较大的情况；小占空比D2用于负载电流较小的情况。当输出电压值高于设定值时，功率开关管跨过时钟周期；当变换器输出电压值低于设定值时，功率开关管以占空比D1或D2导通，此时优化PSM控制器根据本时钟周期和上一个时钟周期输出电压与设定值的相对关系，确定功率开关管M以何种占空比导通。固定占空比D1和小占空比D2的引入，降低了开关周期与跳过时钟周期之间的能量跨度，从而减小了输出电压纹波。
本发明所述优化PSM控制器在轻负载情况下，当跳过的时钟周期大于N(N为即将进入音频范围的临界跨周数)时，使开关稳压器以最小占空比D3开关一次，从而使功率开关管M有效开关频率不进入音频范围，避免了音频噪声的产生。
本发明所述优化PSM控制器，具有以下优点1、在轻负载时效率较PWM控制器高轻负载或者待机状态下，导通损耗由于负载上流过电流较小而可以忽略，开关损耗成为主要的系统功耗来源。轻载时，该优化PSM控制器通过跳过时钟周期，使功率管的开关次数减少，从而降低开关损耗，以达到提高其效率的目的。
2、轻负载时，功率开关管的实际开关频率不会进入音频范围本发明所述优化PSM控制器在不同负载下跨周期现象都会出现，负载越轻跨过的周期数越多，并且占空比随着负载轻重而变化。当负载很轻时，虽然跨过时钟周期数增加，但由于计数器控制而产生的最小占空比D3的存在，使跨过时钟周期数始终小于N，所以可以有效避免功率开关管的实际开关频率进入音频范围。
图1为PSM与PWM、PFM脉冲控制信号对比示意图；其中，Vref为参考电压，Vfb为反馈电压。
图2为具有普通PSM控制器的Boost开关稳压电源电路结构示意图；其中，L为储能电感，Vin为输入电压，Vout为输出电压，D为二极管，C为电容，R为负载电阻。
图3为具有本发明所述的优化PSM控制器的Boost开关稳压电源电路结构示意图；其中，L为储能电感，Vin为输入电压，Vout为输出电压，D为二极管，C为电容，R为负载电阻，M为功率开关管，C1、C2为电压比较器，G1为与门，G2为带负逻辑输入端的与非门，G3为与门，G4为带负逻辑输入端的或门，CLK为振荡器时钟信号，Dmax为振荡器输出最大占空比信号。
图4为本发明所述优化PSM控制器中的电阻网络结构示意图；R1、R2和R3位电阻，M1、M2和M3为开关管，Ids为采样电流，a、b和c表示开关管的栅控信号。
图5为所述优化PSM控制器在不同负载下的工作波形图
(a)负载R＝50Ω，(b)负载R＝150Ω，(c)负载R＝500Ω图6为在不同负载下，采用所述优化PSM控制器的Boost变换器验证电路中，功率管漏源电压Vds、漏源电流Ids和变换器输出电压Vout测试波形(a)R＝36Ω时，Vds和Ids测试波形(b)R＝150Ω时，Vds和Ids测试波形(c)R＝500Ω时，Vds和Ids测试波形(d)R＝150Ω时，Vds和Vout测试波形具体实施方案计数器以零状态判断器输出为输入，以译码器和与非门G2负逻辑输入端为输出。当零状态判断器输出为零时计数器工作，当零状态判断器输出非零时计数器复位。计数器统计零状态判断器连续输出的零状态数量，当计数器计到连续N个零时输出有效信号到译码器和与非门G2负逻辑输入端。其输出显示系统频率是否进入音频。若输出有效，则表示系统进入音频范围；反之，系统未进入音频范围。
译码器以计数器输出信号和状态寄存器状态量作为输入，其输出总线a/b/c连接到电阻网络。输出总线a/b/c包括3根信号线a、b、c。如果当前输出电压状态S0为0，不管前一周期状态为何值，则跳过此时钟周期；如果当前周期输出状态S0为1，则依据上周期的输出状态S1确定本周期的电流极限值。若两周期状态S1/S0序列为“01”，则控制电阻网络产生一个中等的电阻值Rmid；若两周期状态序列为“11”，则控制电阻网络产生一个较小的电阻值Rmin。为防止系统进入音频范围，在计数器输出有效时，控制电阻网络产生一个较大的电阻值Rmax。
典型的电阻网络如图4所示，其作用是调节与功率开关管串联的电阻从而输出不同比例反映功率开关管电流的电压信号，由并联的三条开关控制电阻支路组成，分别由a，b和c信号控制。如图4所示，当功率开关管开启后，电流IDS从上端流下，当控制信号c为逻辑1，IDS流过电阻R3，输出电压信号为IDS与R3之积；当控制信号b为逻辑1，IDS流过电阻R2，输出电压信号为IDS与R2之积；当控制信号a为逻辑1，IDS流过电阻R1，输出电压信号为IDS与R1之积。通过控制电阻网络等效电阻值Rsense，可以确定相应的输出电压信号的电压值与功率开关管M电流的比例。
电流限值和状态寄存器中的检测状态的对应关系如下
表2电流限和检测状态的对应关系
本发明所述优化PSM控制器，状态寄存器本周期逻辑状态S0与上周逻辑状态S1代表了输出电压与设定值的关系。在输出电压小于设定值时使功率开关管导通一个占空比为D1或D2的开关周期，在输出电压大于设定值时，使功率开关管跨过时钟周期，而当跨过时钟周期过多时，使功率开关管导通一个占空比为D3的开关周期。占空比由电阻网络和电流极限比较器确定的电流极限确定。在负载较重时，电流极限较高，功率开关管导通较大占空比或者跳过时钟周期；而当负载减轻时，则可能由于跳过时钟周期增加而使实际开关频率接近音频范围，所以此时将电流极限减小，功率开关管导通占空比同时减小，从而减小功率开关管跨过的时钟周期，增大实际开关频率。当负载足够轻时，电流极限处于最低，跳过的时钟周期较多，实际开关频率可能进入音频范围，此时使功率开关管每隔N个时钟周期导通一次最小占空比D3。其中N为即将进入音频范围的临界跨周数，对于时钟周期为132kHz的典型系统，N为6。以上所述工作方式可以保证采用本发明所述优化PSM控制器的开关稳压电源通过跳周达到较高的转换效率，同时实际开关频率不进入音频范围。
本发明所述优化PSM控制器的占空比由译码器控制电阻网络产生的电流极限实现。以Boost电路为例，其中最小占空比D3可由式D3=2L(1-KN+1)TVin2KN(1-K)x0]]>计算得到。此公式来源于输入输出能量平衡关系，其中K=1-T/RC1+T/RC;]]>R，L，C分别为变换器主电路(如Boost电路)中的电阻、电感、电容值；T为控制信号的时钟周期；Vin为电路的输入电压；x0为能量平衡时的负载功耗)。固定占空比D1的最大值由式D1=8m+nnLRT(2VinVref1-1)2-1]]>计算得到，其中m为功率开关管导通的周期数，n为功率开关管跳过的周期数；Vref1为变换器输出电压的参考值。小占空比D2的选取较为灵活，一般有D2＝(0.2～0.6)D1，可根据实际情况而定。
普通PSM控制器有两种状态跨过时钟周期和以最大占空比D1开关导通，因此能量跨度较大，进而影响进入稳态的速度和输出电压纹波。而本发明所述优化PSM控制器与普通PSM控制器相比，不同之处在于共有4种工作状态跨过时钟周期、占空比分别为D1(固定占空比)、D2(小占空比)和D3(最小占空比)的开关状态。其中，D1用于负载较大的情况，可以从输入向输出传递更多的能量；D2用于负载稍小的情况，来缓和跨过时钟周期和以固定占空比D1开关之间的能量跨度，减少输出电压纹波；D3用于跨过时钟周期数等于即将进入音频范围的临界跨周数时，使功率管导通的占空比，避免功率开关管的实际开关频率进入音频范围。
如附图5所示为优化的PSM控制器在不同负载下的控制信号波形图。其中第一个波形是时钟信号，第二个波形S1是上一周期检测到负载的状态，第三个波形S0是当前周期检测到负载的状态，第四个波形IDS是功率开关管的电流。从图中可以看出，当前状态为0时功率开关管关断；当状态是01、11时，对应不同的极限电流值(即对应不同的占空比)；当计数器计满连续N个(图例中为6)0状态时，功率开关管导通一个最小占空比D3。从该图可以看出当负载较重时，系统主要在固定占空比D1(即电流限为Imax)和跨过时钟周期之间变换；当负载变轻时，系统主要在占空比D2(即电流限为k2Imax)和跨过时钟周期之间变换；当负载更轻时，系统主要在最小占空比D3(即电流限为k3Imax)和跨过时钟周期之间变换。因此，所述优化PSM控制器在整个负载范围内，导通占空比和跨过时钟周期之间能量跨度较小，可以克服普通PSM控制器输出电压纹波较大，轻载时易进入音频范围的缺点。图6为用FPGA验证的实验波形。显然，在不同负载下跨周期现象都会出现，负载越轻跨过的周期数越多，并且占空比随着负载轻重而变化。当负载很轻时，如图6(c)所示，虽然跨周数增加，但跨周数始终小于N，而且如图6(d)所示，达到了较小的输出电压纹波。因此，本发明所述优化的PSM控制器可达到较小的输出电压纹波，同时避免功率管的实际开关频率进入音频范围。
权利要求
1.一种优化的脉冲跨周调制开关稳压电源控制器，由电压控制环路、电流控制环路和主控门组成，其特征是，所述电压控制环路由电压比较器(C1)、电压基准源1、与门(G1)、状态寄存器、零状态判断器、计数器和译码器组成；所述电流控制环路由电阻网络、电压比较器(C2)和电压基准源2组成；所述主控门由振荡器、或门(G4)、RS触发器、与非门(G2)和与门(G3)组成；电压比较器(C1)的正输入端与电压基准源1相连，其负输入端与开关电源输出端相连，其输出端接与门(G1)的一个输入端；与门(G1)的另一个输入端接振荡器的时钟信号输出端(CLK)，其输出端接状态寄存器的输入端；状态寄存器的当前状态输出端接零状态判断器的输入端，其前一状态和当前状态输出端接译码器的两个输入端；零状态判断器的输出端接计数器的输入端和与非门(G2)的正逻辑输入端；计数器的输出端接译码器的另一个输入端和与非门(G2)的负逻辑输入端；译码器相应状态码的输出端接电阻网络相应的控制输入端；电压比较器(C2)的正输入端与电阻网络和功率开关管(M)的连接点相连，其负输入端与电压基准源2相连，其输出端接或门(G4)的正逻辑输入端；振荡器的时钟信号输出端(CLK)接RS触发器的(S)端和与门(G1)的另一个输入端，其最大占空比信号输出端(Dmax)接或门(G4)的负逻辑输入端；或门(G4)的输出端接RS触发器的(R)端；RS触发器的输出端接与门(G3)的一个输入端；与门(G3)的另一个输入端接与非门(G2)的输出端，其输出端接功率开关管(M)的栅极。
2.根据权利要求1所述的一种优化的脉冲跨周调制开关稳压电源控制器，其特征是，所述状态寄存器为两位移位寄存器，数据输入端接与门(G1)，时钟输入端为振荡器时钟信号(CLK)，数据输出端为本时钟周期状态和上一个时钟周期状态输出端。
3.根据权利要求1所述的一种优化的脉冲跨周调制开关稳压电源控制器，其特征是，所述零状态判断器为一个反相器。
4.根据权利要求1所述的一种优化的脉冲跨周调制开关稳压电源控制器，其特征是，所述计数器为可自动重启的计数器，当输入为‘1’时计数值增加，当输入为‘0’时计数值复位为0，当计数值达到N时计数器输出为‘1’。
5.根据权利要求4所述的一种优化的脉冲跨周调制开关稳压电源控制器，其特征是，所述N为即将进入音频范围的临界跨周数；音频范围为20Hz～20kHz，当振荡器时钟信号(CLK)频率为fOSC时，N满足fOSC/N＞20kHz，确保功率开关管(M)的工作频率在音频范围以上。
6.根据权利要求1所述的一种优化的脉冲跨周调制开关稳压电源控制器，其特征是，所述译码器以计数器输出、状态寄存器的当前状态和前一状态输出三个信号为输入，以电阻网络控制信号a、b和c为输出，其输入输出关系按照下表的逻辑关系运行
7.根据权利要求1所述的一种优化的脉冲跨周调制开关稳压电源控制器，其特征是，所述电阻网络为并联式电阻网络由电阻(R1、R2和R3)和开关管(M1、M2和M3)组成；电阻(R1、R2和R3)的一端彼此相连，且共同接功率开关管(M)的源极；电阻(R1)的另一端接开关管(M1)的漏极，电阻(R2)的另一端接开关管(M2)的漏极，电阻(R3)的另一端接开关管(M3)的漏极；开关管(M1、M2和M3)的源极共同接地；开关管(M1)的栅极接译码器的状态输出端(a)，开关管(M2)的栅极接译码器的状态输出端(b)，开关管(M3)的栅极接译码器的状态输出端(c)。
8.根据权利要求1所述的一种优化的脉冲跨周调制开关稳压电源控制器，其特征是，所述振荡器输出信号为时钟信号(CLK)和最大占空比信号(Dmax)，两者频率、相位相同，但占空比不同，(CLK)信号占空比较小，(Dmax)信号占空比较大。
全文摘要
一种优化的脉冲跨周调制开关稳压电源控制器，属于电子技术领域。控制器由电压控制环路、电流控制环路和主控门组成。电压控制环路由电压比较器C
文档编号G05F1/46GK1852013SQ20061002091
公开日2006年10月25日 申请日期2006年4月27日 优先权日2006年4月27日
发明者罗萍, 李肇基, 张波, 甄少伟 申请人:电子科技大学