一种测井仪功放电源自适应调整方法与流程

本发明属于功放节能降耗技术领域，具体涉及一种测井仪功放电源自适应调整方法的设计。

背景技术：

目前，测井仪功放类型通常有a类、b类、ab类、d类等，不同类型的功放有着不同的优缺点，且各种功放都有着不同的相关运用。其中a类功放效率最低，但是线性度良好，设计简单；b类功放效率较a类高，但是有比较严重的交越失真，线性度差；ab类介于两者之间，效率偏中，线性度较b类好；d类功放效率最高，线性度还好，但是由于受器件限制(开关速度、漏电流、导通电阻不为零等)和设计上的不完善，导致效率最高不超过85％，且只能适用于低频信号的放大，因此当发射信号频率偏高时，d类功放就显得不太适用了。

传统的测井仪器功放基本都是采用恒定电压源供电，当功放功率输出达到满负荷时，即发射电流最大且输出信号不失真的情况下，功放效率最高，但是一旦减少发射幅度，输出功率回退就会导致功放效率降低，造成了不必要的电源损耗。如图1所示，当发射信号为s1时，功放电源为vs1，功放输出满负荷(由于功放管存在一定的管压降与启动电压，功放电源比功放输出幅度要大一个vdrop)，效率达到最高，电源损耗很小；当发射信号减少到s2时，如果功放电源维持vs1不变，那么系统有相当部分功耗将以电源热损耗的形式被消耗掉，因此功放效率急剧下降，当功放电源转换成vs2时，功放输出满负荷，效率达到最高。由于测井仪器一般都工作为恶劣高温环境中，电能转换成热量后，温度会相应地升高，对功放电路及系统本身稳定性极其不利。

技术实现要素：

本发明的目的是针对背景技术中传统测井仪器功放的不足之处，提出了一种测井仪功放电源自适应调整方法，使得测井仪在运行调试过程中功放输出一直维持在接近满负荷输出状态，以提高系统效率，减少电源损耗。

本发明的技术方案为：一种测井仪功放电源自适应调整方法，包括以下步骤：

s1、检测测井仪发射信号的幅度有效值，并将发射信号由幅度有效值信号转化为dc直流电压信号；

s2、对滤波整流处理后的dc直流电压信号进行模数转换，将dc直流电压信号转换成8位二进制数字信号h1，输出至8个并行io口上；

s3、对数字信号h1的最高两位进行与非运算，若运算结果为低电平则进入步骤s4，否则进入步骤s5；

s4、控制第二mos管组合开关导通，第一mos管组合开关关断，由总电源为功放提供电源输入，调整结束；

s5、控制第一mos管组合开关导通，第二mos管组合开关关断，由开关电源为功放提供电源输入；

s6、根据数字信号h1控制模拟开关电阻网络，调节开关电源的输出电压大小，调整结束。

本发明的有益效果是：本发明采用电源自适应调整的形式，自动根据测井仪发射信号的大小实时调整功放的输入电源，确保功放输出在接近满负荷的状态，减小了电源损耗，降低了系统功耗，提高了功放效率。同时，本发明不需要主控制器mcu及程序软件，完全通过电路自身自动调整，具有一定的实时性。通过合理的参数匹配与计算，剔除开关电源以及功放的非线性误差，最终使得发射信号大小与功放的输入电压，即开关电源的输出电压匹配起来。

进一步地，步骤s5中的模拟开关电阻网络包括一个模拟开关以及8个串联的电阻，模拟开关包括8个通道开关，每个通道开关对应并联于一个电阻，同时与其它7个电阻串联；每个通道开关低电平导通，高电平断开；电阻大小呈二进制递进关系，即后一级电阻是前一级电阻大小的两倍；模拟开关和8个电阻共同构成一个可调的电阻网络rs。

上述进一步方案的有益效果为：8位并口adc采样模块的8个并行io口控制电阻网络rs的大小，该电阻网络输出电阻范围为0-255k，同时可以将8位二进制数字信号h1表示成电阻网络rs，它们的值是相等的，即h1＝rs，正比于发射信号幅度有效值，这样即可将发射信号幅度与开关电源输出调节控制字完全对应起来。

进一步地，步骤s5中的模拟开关电阻网络还包括与电阻网络rs串联的电阻r1，电阻网络rs与电阻r1共同构成开关电源输出的反馈电阻rhs，用于与分压电阻rls一起调节开关电源的输出电压。

上述进一步方案的有益效果为：电阻r1的作用是用来消除非线性误差，因为开关电源的输出以及功放的输出都与发射信号幅度存在一定的非线性因素，通过合理的参数匹配，即可使得非线性因素得以消除。

进一步地，步骤s5中开关电源的输出电压vout与数字信号h1的关系为：

h1×k1+vdrop＝vout(3)

式中k1表示线性系数，vdrop表示开关电源输出电压vout与发射信号幅度vpp之间的压降。

上述进一步方案的有益效果为：由于vdrop为固定值，k1可由公式推导抵消掉，不参与计算，而数字信号h1的大小又与发射信号幅度有效值vpp成绝对正比线性关系，最终开关电源的输出电压大小即由发射信号幅度有效值vpp的大小决定，方便调节。

附图说明

图1所示为传统测井仪器采用不同发射信号输出幅度及功放输入电源的电能损耗示意图。

图2所示为本发明实施例一提供的一种测井仪功放电源自适应调整装置结构框图。

图3所示为本发明实施例一提供的有效值检测及模拟数字转换示意框图。

图4所示为本发明实施例一提供的模拟开关电阻网络电路图。

图5所示为本发明实施例一提供的控制电源输入切换的mos管组合开关电路图。

图6所示为本发明实施例二提供的一种测井仪功放电源自适应调整方法流程图。

图7所示为本发明实施例二提供的开关电源电路结构图。

图8所示为本发明实施例二提供的开关电源输出电压与8位二进制数字量h1对应关系曲线图。

图9所示为本发明实施例二提供的功放电源自适应调整方法与恒定供电方式的功耗对比曲线图。

附图标记说明：1-总电源、2-第一mos管组合开关、3-第二mos管组合开关、4-rms检幅器、5-低通滤波器、6-8位并口adc采样模块、7-与非运算模块、8-模拟开关电阻网络9-开关电源、10-功放。

具体实施方式

现在将参考附图来详细描述本发明的示例性实施方式。应当理解，附图中示出和描述的实施方式仅仅是示例性的，意在阐释本发明的原理和精神，而并非限制本发明的范围。

为使本发明的技术方案更加清楚、完整，在介绍本发明提供的测井仪功放电源自适应调整方法之前，首先以实施例一对测井仪功放电源自适应调整方法对应调整装置做详细介绍：

实施例一：

本发明实施例提供了一种测井仪功放电源自适应调整装置，如图2所示，包括：

总电源1，用于为整个调整装置提供电源输入。

第一mos管组合开关2，通过导通/关断来控制总电源1是否为开关电源9提供电源输入。

第二mos管组合开关3，通过导通/关断来控制总电源1是否直接为测井仪的功放10提供电源输入。

rms检幅器4，用于检测测井仪发射信号的幅度有效值，并将发射信号由幅度有效值信号转化为dc直流电压信号。

低通滤波器5，用于对dc直流电压信号进行滤波整流。

8位并口adc采样模块6，用于对dc直流电压信号进行模数转换，将dc直流电压信号转换成8位二进制数字信号h1，输出至8个并行io口上。

与非运算模块7，用于对数字信号h1的最高两位进行与非运算，并根据运算结果控制第一mos管组合开关2和第二mos管组合开关3的导通/关断。

模拟开关电阻网络8，用于根据数字信号h1的大小调节开关电源9的输出电压。

开关电源9，用于在模拟开关电阻网络8的控制下为测井仪的功放10提供适配电源输入。

rms检幅器4的输入端接入测井仪的发射信号，rms检幅器4、低通滤波器5、8位并口adc采样模块6、模拟开关电阻网络8、开关电源9以及测井仪的功放10顺次连接。与非运算模块7的输入端连接于8位并口adc采样模块6的8个并行io口，输出端分别连接于第一mos管组合开关2的输入端和第二mos管组合开关3的输入端；总电源1通过第一mos管组合开关2与开关电源9连接，通过第二mos管组合开关3与测井仪的功放10连接。

本发明实施例中，测井仪的功放10为单电源功放，如果是正负电源功放，则还需要增加一路开关电源作为负电源，其他方面设计一致。

如图3所示，发射信号经过滤波调理后输出至rms检幅器4，将波形有效值转换成dc电压输出，滤波整流后由8位并口adc采样模块6进行模数转换，将波形的有效值转换成数字信号h1输出至8个并行io口上。adc采样率由外部采样时钟clk提供，本发明实施例中为20-100msps。参考基准电压vref由专门的电压基准源经过电阻分压后输出得到，vref具体值的大小需要经过参数匹配调试后确定，8个并行io口控制模拟开关电阻网络8的大小。

如图4所示，模拟开关电阻网络8包括一个模拟开关以及8个串联的电阻(r2-r9)，模拟开关包括8个通道开关(ch1-ch8)，每个通道开关对应并联于一个电阻(例如ch1对应并联于r2)，同时与其它7个电阻串联。每个通道开关低电平导通，高电平断开。电阻大小呈二进制递进关系，即后一级电阻是前一级电阻大小的两倍；模拟开关和8个电阻共同构成一个可调的电阻网络rs。该电阻网络输出电阻范围为0-255k，也可以将8位二进制数字量h1表示成电阻网络rs，他们的值是相等的，即h1＝rs，正比于发射信号幅度有效值。

模拟开关电阻网络8还应当包括与电阻网络rs串联的电阻r1，电阻网络rs与电阻r1共同构成开关电源9输出的反馈电阻rhs，用于调节开关电源的输出电压vout。r1的作用是用来消除非线性误差，因为开关电源9的输出以及功放10的输出都与发射信号幅度存在一定的非线性因素，通过合理的参数匹配，使得非线性因素得以消除。

如图5所示，由于开关电源9的输入与输出存在0.6v左右的压降，且开关电源9也存在转换效率的问题，当功放输入电源大于31.4v左右时，如果还启用开关电源转换就显得不太合适了，因此功放电源可以直接采用总电源1输入，将开关电源9关闭。第一mos管组合开关2和第二mos管组合开关3共同控制功放输入电源由开关电源9提供还是由总电源1提供。

二进制数字量h1的最高两位(d6、d7)与非运算操作后控制第一mos管组合开关2和第二mos管组合开关3的导通/关断，则8位二进制数字信号h1为192(换算成二进制可以表示为11000000)，作为切换功放输入电源的控制字，此刻切换功放输入电源的临界值电压可以设置为31v。当数字信号h1的最高两位(d6、d7)同时为高电平即数字信号h1≥192，功放所需输入电源电压≥31v时，d6、d7与非计算后输出的结果为低电平，此时第二mos管组合开关3导通，第一mos管组合开关2关断，由总电源1为功放10提供电源输入；否则第一mos管组合开关2导通，第二mos管组合开关3关断，由开关电源9为功放10提供电源输入。两个mos管组合开关任意时刻都不会同时导通，有效地避免了因为开关同时导通可能存在的风险。

同理，电源输入切换控制字也可以设置成128，即10000000，那么只需用最高位d7来控制两个mos管组合开关即可。但是因为位数的减少，使得开关电源9动态调整输出的精度下降，刻度等级减少至128，因此，本发明实施例采用高两位与非运算操作后输出控制，提高了电源输出精度同时也没有增加硬件难度。

同理，切换功放输入电源的临界值电压也可以设置成小于32v的其他电压值，具体大小可以根据系统需要自由设置。

实施例二：

本发明实施例提供了一种测井仪功放电源自适应调整方法，如图6所示，包括以下步骤：

s1、检测测井仪发射信号的幅度有效值，并将发射信号由幅度有效值信号转化为dc直流电压信号。

s2、对滤波整流处理后的dc直流电压信号进行模数转换，将dc直流电压信号转换成8位二进制数字信号h1，输出至8个并行io口上。

s3、对数字信号h1的最高两位进行与非运算，若运算结果为低电平则进入步骤s4，否则进入步骤s5。

s4、控制第二mos管组合开关导通，第一mos管组合开关关断，由总电源为功放提供电源输入，调整结束。

s5、控制第一mos管组合开关导通，第二mos管组合开关关断，由开关电源为功放提供电源输入；

s6、根据数字信号h1控制模拟开关电阻网络，调节开关电源的输出电压大小，调整结束。

在步骤s1之前，应当进行必要的参数计算及公式推导(系统能否正常运行，电路的各项参数首先得确定好，确定好后才有接下来的各项步骤)。电路参数匹配主要有3个参数需要计算出来(vref、r1、rls)，要求出这3个参数，首先得确定压降vdrop的大小，本发明实施例中vdrop取3.2v；其次需要确定切换功放输入电源的临界值电压，本发明实施例中二进制控制字取值为192(十进制表示)，临界值电压取值为31v。

本发明实施例中计算公式的推导过程如下：

设开关电源的输出电压为vout，如图7所示，则有：

vout＝(rhs+rls)×0.8÷rls(1)

式中rhs表示开关电源输出的反馈电阻，且rhs＝rs+r1，rls表示分压电阻，用于与rhs共同调节开关电源的输出电源，因此：

vout＝(rs+r1+rls)×0.8÷rls(2)

式中rs表示可调的电阻网络大小，r1表示用来消除非线性误差的电阻值大小，本发明实施例中r1＝16.5k。

与此同时，开关电源输出vout要比发射信号幅度vpp要高出一个vdrop，根据不同功放类型，vdrop一般为3v左右，本发明实施例为留有一点余地，选用3.2v，方便后续的参数计算。发射信号幅度vpp与经过adc转换后输出的8位二进制数字信号h1成正比，那么公式可以表示为：

h1×k1+vdrop＝vout(3)

式中k1表示线性系数，可在后续公式推导中抵消掉，不参与计算。

联立公式(2)(3)可以得到：

h1×k1+vdrop＝(rs+r1+rls)×0.8÷rls(4)

整理后得到：

h1×k1＝rs×0.8÷rls+{(r1+rls)×0.8÷rls-vdrop}(5)

由于vdrop＝3.2v，h1＝rs，当h1＝0时，则有：

(r1+rls)×0.8÷rls-vdrop＝0(6)

故有：

r1＝(vdrop-0.8)×rls÷0.8(7)

简化后得：

r1＝3×rls(8)

同理，将公式(6)代入到公式(4)中简化得出：

h1×k1＝0.8×rs÷rls(9)

联立公式(3)(9)也可以得到：

0.8×rs÷rls+vdrop＝vout(10)

根据切换功放输入的临界值电压与二进制数字量h1的关系，由公式(2)得出：

(r1+192)×0.8÷rls+0.8＝31(11)

同理，将公式(8)代入到公式(11)中简化得出：

rls＝5.525(12)

为了考虑电阻取值方便，最终rls取值为5.5k，则r1为16.5k。

保持功放电源在31v电压输入的情况下，调节发射信号处于最大状态且不失真，发射信号幅度有效值vpp为27.8v左右，此刻要想adc转换后的输出8位二进制数字量h1为192的话，需要通过调节adc的参考基准电压vref来实现，当vref大小确定好后，可由精准电压源输出经过2个电阻分压后得到。最终在电路自动换算处理上，发射信号幅度有效值vpp与8位二进制数字量h1对应起来，且rs的大小又等同于h1，两者与发射信号幅度有效值vpp成绝对正比线性关系。

如图8所示为开关电源输出vout与8位二进制数字量h1对应关系曲线图。8位并口adc采样模块输出的8个并行io口所控制的电阻网络具有256个刻度等级(11111111-00000000)，经计算开关电源输出的电压vout范围为3.34v-40.29v，输出精度或者线性系数k1为0.8/5.5＝0.1454545v，该精度完全满足测井仪器功放电源的需求。由于测井仪总电源一般采用32v电源供电，那么开关电源输出上限应当小于31.4v，与此同时发射信号输出幅度不能过小，这样会导致最终测量精度下降，功放供电下限应该在6v以上，因此本发明实施例中，开关电源输出电压vout有效区域在6-31v之间。

同理，当测井仪的总电源不是32v，而是其他电压如24v、36v、48v时，本专利方法一样可以适用，只需要按照推导公式(11)重新计算一遍电路参数，其他步骤环节不变。

如图9所示为功放电源自适应调整方法与恒定供电方式的功耗对比曲线图，由功耗对比曲线可以看出，当功放输出幅度偏小时，采用本发明实施例提供的功放电源自适应调整方法可以大大降低功放的功耗，提高了系统效率，降低了系统热效应风险。当功放输出幅度越来越大时，两者功耗曲线逐渐接近。

本领域的普通技术人员将会意识到，这里所述的实施例是为了帮助读者理解本发明的原理，应被理解为本发明的保护范围并不局限于这样的特别陈述和实施例。本领域的普通技术人员可以根据本发明公开的这些技术启示做出各种不脱离本发明实质的其它各种具体变形和组合，这些变形和组合仍然在本发明的保护范围内。