专利名称：具有可动态调节的比例系数的均方根－直流转换器的制作方法
技术领域：
均方根-直流(RMS-DC)转换器用于将任意信号的RMS(均方根)值转换为代表被测信号的功率电平的准DC信号。
背景技术：
为了在从DC到几GHz的频率范围内进行RMS-DC转换，已设计了多种技术，其中的一些在由本申请的同一发明人在1999年2月4日提出的公共待审的美国专利申请No.09/245,051和1999年2月24日提出的公共待审的美国专利申请No.09/256,640中进行了公开，在此引入其作为参考。
已证明在宽的动态范围内，特别是在几GHz的RF频率下进行精确的RMS-DC转换是困难的。由于例如采用CDMA(码分多址)的现代通信系统产生的信号具有非常宽的瞬时带宽(高波峰因数)，并且由于工作频率被不断地推向更高，对于用于非常高的频率的宽动态范围的功率测量的需求变得更迫切了。在由本申请的同一发明人在1999年12月28日提出的标题为“RMS-DC Converter HavingGain Stages With Variable Weighting Coefficients”的公共待审的美国专利申请No.09/473,309中公开了一种具有扩展动态范围的RMS-DC转换器，并在这里引入作为参考。
发明内容
根据本发明的RMS-DC转换器包括具有可以动态调节的比例系数的检测器单元。平均该检测器单元的输出以产生最终输出信号。
图1是根据本发明的RMS-DC转换器的一个实施例的方框图。
图2是根据本发明的RMS-DC转换器的第一示例性实施例配置为测量模式的简化原理图。
图3是图2所示的第一示例性实施例配置为控制器模式的简化原理图。
图4是根据本发明的RMS-DC转换器的第二示例性实施例的简化原理图。
图5是根据本发明的RMS-DC转换器的第三示例性实施例的简化原理图。
图6是根据本发明的RMS-DC转换器的第四示例性实施例的简化原理图。
图7是根据本发明的平方单元的一个实施例的原理图。
图8是根据本发明的用于平方单元的偏置电路的一个实施例的原理图。
图9是示出图7的平方单元对于不同的工作温度的输出特性的图。
图10是根据本发明的平方单元的一个优选实施例的原理图。
具体实施例方式
图1是根据本发明的RMS-DC转换器的一个实施例的方框图。图1中所示的转换器10包括平方单元14，其产生幅度等于在端子12接收的输入信号SIN的平方乘以由在端子16接收的比例信号SSCALE控制的比例系数的平方信号SSQR。平均电路18在端子24产生最终输出信号SOUT。作为实际问题，如果根据本发明的RMS-DC转换器用于高频(RF)应用，则平均电路需要提供两种类型的平均载波信号的RF脉动滤波和调制包络的长期平均。在图1的实施例中，低通滤波器20进行RF脉动滤波，积分电路22通过积分滤波后的信号和参考信号SREF之间的差进行长期平均。然而，虽然在图1中低通滤波器20和积分电路22是分离的方框，但是在一些实际实现中它们的功能也可以如下所述组合在一个元件中。
图2是图1的RMS-DC转换器的第一示例性实施例配置在测量模式下工作的简化原理图，其中，输出信号SOUT反馈到平方单元以控制比例系数。在图2的电路中，平方单元由电流输出ISQR实现，平均电路由在节点N1处并联连接到平方单元的输出的滤波电容CAVE和电阻R实现。电流源26为节点N1提供参考电流IREF。连接运算放大器23，使其作为积分器工作以提供最终输出信号SOUT。
在测量模式中，输出信号通过调节平方单元的比例系数来修正系统直到平方单元的平均输出电流等于参考电流IREF。确定滤波电容CAVE的容量以便为平均平方后的信号提供较短的时间常数(例如，对于几GHz的输入频率为大约10ns)，而积分电路具有为外部控制环路设置较长的时间常数(通常为1ms的数量级)的主极(dominant pole)。因而该输出信号SOUT是输入信号SIN的RMS值的线性测量。可以采用下面讨论的其它的输出测量例如dB线性。
图3是图1的RMS-DC转换器的第一示例性实施例被配置作为控制器工作的简化原理图。在该结构中，最终输出信号SOUT用于控制可变增益器件，例如，根据RF输入信号RFIN驱动天线30的RF功率放大器28的增益。定向耦合器32提供放大器的输出功率的采样作为平方单元的输入。设置点信号SSET作为比例信号施加到平方单元。
在控制器模式中，反馈路径为通过功率放大器和定向耦合器。系统进行修正直到放大器的功率输出达到与设置点信号的值对应的电平。在这种情况下，设置点信号和输出功率之间的比例关系是线性的。
图4是根据本发明的RMS-DC转换器的第二示例性实施例的简化原理图。在图4的电路中，设置点电流源由施加到积分器作为参考电压VREF的参考信号代替。在这种情况下，积分器是被配置为用于差分输入的运算放大器23A。
图5是根据本发明的RMS-DC转换器的第三示例性实施例的简化原理图。在图5的电路中，去掉了电阻R，所以电容CAVE具有积分功能和HF平均功能。运算放大器积分器由缓冲放大器23B代替。
图4和5中所示的实施例可以配置为如上面结合图2和3所说明的测量模式和控制器模式。
图6是根据本发明的RMS-DC转换器的第四示例性实施例的简化原理图。在图6的电路中，如下面参考图7的说明所述，平方单元14由三个晶体管、共发射极、多双曲正切(multi-tanh)跨导单元实现。平方单元以端子12A和12B的差分形式接收输入信号电压VIN，并把平方后的输出信号作为差分电流ISQRA、ISQRB提供给节点N1A和N1B。电阻RA和RB连接在节点N1A和N1B与电源端VP之间，以提供将平方后的电流ISQRA、ISQRB转换为电压的负载。滤波电容CAVE连接在节点N1A和N1B之间，参考电流源26也是如此。积分运算放大器23A被配置为用于差分输入。运算放大器的最终输出信号是电压VOUT。
平方单元的比例系数利用用于跨导单元的比例偏置电流(或“尾”电流)IT作为比例信号来控制。平方单元的比例系数与尾电流IT成线性(反比例)变化。即ISQR∝VIN2IT]]>(公式.1)可以将简单的偏置电路连接到平方单元以根据控制信号产生尾电流。然后，对于在测量模式中的工作，输出电压VOUT可以作为控制信号反馈到第二输入端16。另选地，对于与图3所示类似的在控制器模式下的工作，设置点信号可以作为控制信号施加到第二输入端16。
然而，在图6所示的例子中，偏置电路包括连接到平方单元以根据控制信号产生尾电流IT的可变增益放大器34。图6的可变增益放大器是分贝线性(linear-in-decibel或linear-in-dB)的，在下面参考图8进行详细说明。通过提供根据控制信号按指数规律变化的尾电流，可变增益放大器产生最终的输出电压VOUT以提供输入电压VIN的RMS值的一个分贝线性测量。图6的电路也可以被配置为如图3所示的控制模式。
图7是根据本发明的适用于RMS-DC转换器的平方单元的三个晶体管、串联连接的、共发射极、多双曲正切跨导单元的实施例的原理图。图7的单元包括三个NPN晶体管Q1、Q2和Q3。“外侧”晶体管Q1和Q3的基极接收差分输入电压VIN。第一电阻RB连接在Q1和中间晶体管Q2的基极之间，并且第二电阻RB连接在Q2和Q3的基极之间。Q2的集电极为节点N1A提供电流ISQRA，同时Q1和Q3的集电极连接在一起为节点N1B提供电流ISQRB。Q1-Q3的发射极一起连接到节点E1。晶体管Q1和Q3具有发射极面积“e”，而晶体管Q2具有“Ae”的发射极面积，即，e的A倍。在由本申请的同一发明人在1999年2月4日提出的公共待审的美国专利申请No.09/245,051中公开了图7的平方单元，并在这里引入作为参考。但是，平方单元不是在固定尾电流下工作，图6的电路根据控制信号通过变化尾电流动态调节平方单元的比例系数。
图8是根据本发明的用于平方单元的偏置电路的实施例的原理图。图8的偏置电路本质上是一个指数单元，包括由NPN晶体管Q4和Q5形成的电流镜像，其中在晶体管Q4和Q5的基极之间连接有电阻RG。晶体管Q5具有发射极面积“e”，而晶体管Q4具有发射极面积“Me”。第三个晶体管Q6的发射极连接到Q4的基极，Q6的基极连接到Q5的集电极，Q6的集电极连接到VP。第二电阻R连接在Q4的基极和GND之间。电压-电流转换器42连接在Q5的基极和接收输入电压VG的输入端16之间。当转换器配置为测量模式时，最终输出信号VOUT用作输入信号VG。Q4的集电极连接在图7的多双曲正切单元的节点E1以便为其提供尾电流。电流源36连接到Q5的集电极。
电压-电流转换器42根据电压VG和偏置电流IB产生电流IG，按照如下的公式IG＝IB(VG/VR)，其中，VR为比例系数。在优选实施例中，IB与绝对温度成比例(PTAT)。电压-电流转换器在现有技术中是已知的，所以在这里不需要进行详细说明。
电流源36在Q5中建立起偏置电流IO，在没有任何增益控制电流IG流过RG的情况下，在Q4中形成IO的镜像电流并乘以发射极的面积比“M”。当端子16的输入电压增加时，增益控制电流IG增加并在RG上建立电压。这导致流过Q4集电极的集电极尾电流相应地指数下降。晶体管Q6修正镜像电流，电阻R承担增益控制电流。由于Q5的基极基本上为GND以上的一个VBE，IG与VOUT成比例，所以尾电流IT为
IT=MI0e-IGRG/VT]]>(公式2)因此，图8的偏置电路根据最终输出电压的线性变化按指数规律改变尾电流IT，并由此提供分贝线性的输出特性。
图7中所示的平方单元的一个潜在的问题是其输出特性随着工作温度的变化而变化。参考图9可以理解该问题，在300°K时平方单元的输出如曲线B。在更低的温度下，如曲线A所示输出曲线变得更尖，从而减小了动态范围。在更高的温度下，如曲线C所示的曲线变平缓，从而降低了在低输入电压下的灵敏度。这些在输出曲线的形状中与温度有关的变化导致平方功能之后的平均功能的不精确。
图10是根据本发明的克服了在宽的温度范围下工作的问题的平方单元的优选实施例的原理图。图10的平方单元利用两个由具有不同温度特性的尾电流驱动的交叠的平方单元以提供在宽的温度范围上保持不变的组合输出曲线。
参考图10，平方单元包括两个电阻RB和晶体管Q1-Q3的多双曲正切三管组(triplet)，该晶体管Q1-Q3除了由产生具有零温度系数的尾电流ITZ的电流源38偏置之外以与图7相同方式排列。即，电流ITZ在整个工作温度范围内保持不变。包括晶体管Q7-Q9的第二三管组与第一三管组交叠排列，使得Q7-Q9的每一个的基极和集电极连接到Q1-Q3中的一个对应晶体管的基极和集电极。但是，Q7-Q9的发射极在第二发射极节点E2连接在一起，并且偏置电流源40产生具有PTAT(与绝对温度成比例)的尾电流ITP，或者优选下面所述的超-PTAT尾电流ITP。两个三管组输出的电流在节点N1A和N2A组合，以提供温度变化时保持不变的输出特性。
在优选实施例中，在第一三管组中晶体管发射极面积的比为大约40∶1，在第二三管组中晶体管发射极面积的比为大约3.5∶1。即，晶体管Q2的发射极面积为晶体管Q1和Q3的发射极面积的40倍，而晶体管Q8的发射极面积为晶体管Q7和Q9的发射极面积的3.5倍。这些特定的面积比是在模拟中发现的能够有效工作的例子，但也可以采用其它值。
超-PTAT的意思是元件参数随温度的变化比PTAT的元件快。一种产生超-PTAT信号的方法是将BJT晶体管的发射极通过电阻接地，其集电极接收固定偏置，并且其基极连接到相对于地的电压源。如果基极电压设为能带隙电压(大约1.2伏)，发射极电压几乎是精确的PTAT，因此，集电极电流同样为PTAT。如果基极电压稍小于能带隙电压，例如大约1伏，集电极电流将是超-PTAT。
本发明的一个优点是提供一种简单而廉价的解决方案，采用例如图7所示的简单的平方单元来实现扩展动态范围和在几GHz的频率下精确工作。另一个优点是指数响应元件可用在反馈路径(测量模式)或设置点路径(控制器模式)中以提供分贝线性响应。
上面结合图1-10说明的本发明的实施例利用平方单元作为检测器，因为平方单元提供了被测信号的RMS值的精确测量。根据本发明的RMS-DC转换器可采用其它类型的检测器单元(假设比例系数可动态调节)，但是系统将提供不同于RMS的测量。例如，具有可动态调节比例系数的绝对值电路可用作检测器单元。这种系统通常不能测量任意信号的实际的RMS值，但仍能提供关于信号功率的一些有用信息。因此，平方单元只是用于本发明的检测器的一种类型，并且平方信号只是检测器单元的输出信号的一种类型。
在优选实施例中已描述和说明了本发明的原理，显然本发明可以在方案和细节上进行改进而不偏离该原理。例如，CMOS晶体管或其它电流控制器件可代替在示例实施例中示出的双极型晶体管。虽然本发明对主要采用NPN晶体管的实施例进行了说明，但是实施例可以很容易地用PNP晶体管实现。此外，可采用除图7和10所示之外的平方单元。例如，在公共待审的美国专利申请No.09/245,051；09/256,640和09/473,309中说明的平方单元也适用于本发明。
权利要求
1.一种均方根一直流转换器，包括根据一个输入信号产生一个输出信号的检测器单元；以及连接到所述检测器单元用于根据所述输出信号产生一个最终输出信号的平均电路；其中，所述检测器单元具有可根据一个比例信号动态调节的比例系数。
2.根据权利要求1的均方根-直流转换器，还包括一个连接到所述检测器单元并用于产生所述比例信号的放大器。
3.根据权利要求2的均方根-直流转换器，其中，所述放大器为可变增益放大器。
4.根据权利要求2的均方根-直流转换器，其中，所述放大器为分贝线性单元。
5.根据权利要求1的均方根-直流转换器，其中，所述检测器单元是平方单元。
6.根据权利要求5的均方根-直流转换器，其中，所述平方单元是一个具有用于接收作为所述比例信号的偏置电流的一个偏置输入端的跨导单元，并且还包括一个连接到所述平方单元的偏置输入端用于产生所述偏置电流的偏置电路。
7.根据权利要求6的均方根-直流转换器，其中，所述平方单元是一个共发射极的多双曲正切单元。
8.根据权利要求6的均方根-直流转换器，其中，所述偏置单元是一个分贝线性单元。
9.根据权利要求1的均方根-直流转换器，其中，所述平均电路包括一个连接到所述检测器单元的电容。
10.根据权利要求9的均方根-直流转换器，其中，所述平均电路还包括一个连接到所述电容的电阻；一个连接到所述电容的电流源；以及一个连接到所述电容的积分器。
11.根据权利要求9的均方根-直流转换器，其中，所述平均电路还包括一个连接到所述电容的电阻；一个具有连接到所述电容的第一输入端和用于接收一个参考电压的第二输入端的积分器。
12.根据权利要求11的均方根-直流转换器，其中，所述积分器是一个运算放大器。
13.根据权利要求1的均方根-直流转换器，其中，所述平均电路连接到所述电测器单元以便为所述检测器单元提供作为所述比例信号的所述最终输出信号。
14.根据权利要求13的均方根-直流转换器，还包括一个连接在所述平均电路和所述检测器单元之间的放大器。
15.根据权利要求1的均方根-直流转换器，其中所述平均电路连接到一个可变增益器件上以控制该可变增益器件的增益；所述可变增益器件包括一个输出端，其连接到所述检测器单元，为所述检测器单元提供所述输入信号；以及连接所述检测器单元以接收一个作为所述比例信号的设置点信号。
16.一种执行均方根-直流转换的方法，包括用一个具有比例系数的检测器单元检测一个输入信号，从而产生一个输出信号；平均所述输出信号，从而产生一个最终输出信号；以及动态调节所述检测器单元的比例系数。
17.根据权利要求16的方法，其中，所述检测器单元的比例系数的调节包括根据所述最终输出信号调节所述检测器单元的比例。
18.根据权利要求16的方法，其中，所述检测器单元的比例系数的调节包括向所述检测器单元施加一个设置点信号；并且该方法还包括根据所述最终输出信号控制一个可变增益器件的增益；以及将所述可变增益器件的输出信号作为所述输入信号连接到所述检测器单元。
19.根据权利要求16的方法，其中，平均所述输出信号包括把所述输出信号和一个参考信号相加。
20.根据权利要求16的方法，其中，平均所述输出信号包括对所述输出信号和一个参考信号的差积分。
21.根据权利要求16的方法，其中，调节所述检测器单元的比例包括产生一个比例信号；以及将所述比例信号施加到所述检测器单元上。
22.根据权利要求21的方法，其中，产生所述比例信号包括放大一个控制信号。
23.根据权利要求21的方法，其中，产生所述比例信号包括产生所述比例信号使得它随一个控制信号成指数规律地变化。
24.根据权利要求16的方法，其中所述检测器单元是一个具有随一个偏置电流变化的比例系数的跨导单元；以及调节所述检测器单元的比例包括改变所述偏置电流。
25.根据权利要求24的方法，其中，改变所述偏置电流包括根据一个控制信号成指数规律地改变所述偏置电流。
26.一种均方根一直流转换器，包括根据一个比例信号平方一个输入信号从而产生一个平方信号的装置；平均所述平方信号从而产生一个输出信号的装置；以及产生所述比例信号的装置。
27.根据权利要求26的均方根-直流转换器，其中平方所述输入信号的装置是一个其比例系数随偏置电流变化的跨导单元；以及产生所述比例信号的装置是一个适于根据控制信号改变偏置电流的偏置电路。
28.根据权利要求27的均方根-直流转换器，其中，所述偏置电路包括一个指数单元。
29.一种平方单元，包括第一多双曲正切三管组，具有第一和第二输入端、第一和第二输出端以及第一偏置端；第一电流源，连接到第一多双曲正切三管组的第一偏置端以便为其提供一个第一偏置电流；第二多双曲正切三管组，具有连接到第一多双曲正切三管组的第一和第二输入端的第一和第二输入端、连接到第一多双曲正切三管组的第一和第二输出端的第一和第二输出端以及第二偏置端；以及第二电流源，连接到第二多双曲正切三管组的第二偏置端以便为其提供一个第二偏置电流。
30.根据权利要求29的平方单元，其中构造所述第一电流源，使得第一偏置电流在工作温度变化时保持基本不变；以及构造所述第二电流源，使得第二偏置电流随着工作温度的变化而变化。
31.根据权利要求30的平方单元，其中，构造所述第二电流源使得第二偏置电流为PTAT。
32.根据权利要求30的平方单元，其中，构造所述第二电流源使得第二偏置电流为超PTAT。
全文摘要
一种具有扩展的动态范围的高频均方根－直流转换器，在低成本下通过动态地调节检测器单元例如平方单元的比例系数(分母)来工作。平均该平方单元的输出以产生一个最终输出信号，其在测量模式下工作时被反馈到比例输入端，或者在控制器模式下工作时用于驱动功率放大器。通过用采用改进的多双曲正切结构的跨导单元来实现平方单元，比例系数可以通过动态地改变流过单元的尾电流来调节，在测量模式下，这可以通过将平均输出反馈到平方单元来实现。可以在反馈环路中采用指数规律响应的放大器以提供分贝线性输出特性。
文档编号G06G7/20GK1406358SQ01805693
公开日2003年3月26日 申请日期2001年2月14日 优先权日2000年2月28日
发明者巴里·吉尔伯特 申请人:模拟器件有限公司