专利名称：时钟生成电路及通信装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及时钟生成电路及使用它的通信装置，特别涉及降低无用辐射的技术。
背景技术：
在携带电话或PDA(Personal Digital Assistance)等小型信息终端中，为了驱动在其内部使用的半导体装置，或者生成无线通信所需要的高频信号，采用时钟生成电路。伴随着近年来的小型信息终端的高速化，这种时钟生成电路的输出时钟信号的频率越来越高。其结果，产生从时钟生成电路辐射的电磁波，引起周围电路或其它电子设备的误动作，或者对无线通信等带来影响这样的问题。
这样的问题作为EMI(电磁干扰)被公知，作为降低该EMI的方法，通过对从时钟生成电路得到的时钟信号进行调频，使频谱扩展，降低无用的辐射的技术被关注。
例如，在专利文献1中，为了使频谱扩展，通过使PLL(Phase LockedLoop)电路的输入时钟信号或线圈内的信号具有波动，从而扩展输出时钟信号的频谱，达到降低无用辐射。另外，在专利文献2中，通过使PLL电路的分频器的分频比变化，从而改变振荡频率，达到降低无用辐射。
专利文献1特开2000-101424号公报专利文献2特开2001-7700号公报发明内容本发明与上述专利所述的技术同样地，将通过使输出时钟信号的频谱扩展，从而降低无用的辐射、并降低上述的EMI作为课题，但是与以往技术相比使其方法不同。本发明的目的在于提供一种能容易地调节所希望的频谱的扩展量的、降低了无用辐射的时钟生成电路。
本发明的某一方式的时钟生成电路包括电压控制振荡器；以及对驱动电压控制振荡器的偏置电流附加波动的抖动附加电路。
电压控制振荡器的振荡频率因驱动电压控制振荡器的偏置电流的值而改变，所以作为电压控制振荡器的输入电压的电压控制信号即使恒定，也能通过对偏置电流附加波动而对电压控制振荡器的振荡频率附加波动。因此，通过电压控制振荡器的振荡频率改变，能够扩展时钟生成电路的输出时钟信号的频谱，并能降低无用辐射。
本发明的其他的方式也是时钟生成电路。该时钟生成电路具有相位比较器，检测输入时钟信号和被分频的输出时钟信号的相位差，从而输出相位差检测信号；电压控制振荡器，基于相位差检测信号，产生输出时钟信号；以及抖动附加电路，对驱动电压控制振荡器的偏置电流附加波动。
根据该方式，即使在具有反馈环路的PLL电路中，也由抖动附加电路对电压控制振荡器的偏置电流提供波动，电压控制振荡器的振荡频率变化，能够扩展时钟生成电路的输出时钟信号的频谱，并能降低无用辐射。
通过抖动附加电路对偏置电流附加的波动也可以是交流信号。此时，输出时钟信号基于该交流信号平稳地进行频谱扩展，所以能更恰当地降低无用辐射。
通过抖动附加电路对偏置电流附加的波动的频率也可以是输入时钟信号的频率的自然数倍。对输出时钟信号附加的波动的分量在分频时输入时钟信号1周期的平均为0而被消除，仅电压控制振荡器具有的抖动分量被反馈。
根据该方式，波动的分量因为不对环路产生影响，所以固定中心频率的同时，能对频谱进行扩展。
通过抖动附加电路对偏置电流附加的波动也可以通过从外部输入的信号进行控制。
本发明的另一个方式也是时钟生成电路。该时钟生成电路具有相位比较器，检测输入时钟信号和被分频的输出时钟信号的相位差，从而输出相位差检测信号；电压控制振荡器，基于相位差检测信号，产生输出时钟信号；以及抖动附加电路，在相位差检测信号上附加波动。通过抖动附加电路对相位差检测信号提供的波动的频率也可以为输入时钟信号的频率的自然数倍。
这里，‘对相位差检测信号附加波动’意味着在从相位比较器输出、并输入到电压控制电路的路径上的任何位置，通过抖动附加电路对象相位检测信号提供波动。
对相位检测信号直接提供的波动的分量在分频时1周期的平均为0而被消除，仅由电压控制振荡器产生的抖动分量被反馈。其结果，能对环路不产生影响而使中心频率固定，并且将频谱扩展。
本发明的再一其他方式也是时钟生成电路。该时钟生成电路具有电压控制振荡器；抖动附加电路，对驱动电压控制振荡器的偏置电流附加波动；以及用于调整抖动附加电路的波动量的端子。
根据该方式，能从外部调整波动量，所以根据时钟生成电路所使用的装置，进行适当的频谱扩展，能降低无用的辐射。
进而，也可以设置使抖动附加电路的动作停止的控制端子。在无用辐射不成为问题的情况下，从外部对该控制端子提供信号，使抖动附加电路停止，由此能降低消耗电流。
另外，将以上的构成元素的任意的组合或本发明的构成元素或表现，在方法、装置、系统等之间相互进行置换，作为本发明的方式是有效的。
根据本发明的时钟生成电路，能够进行输出时钟信号的频谱扩展，降低无用辐射。
图1是表示本发明的第1实施方式的时钟生成电路的结构的方框图。
图2是表示一例电压控制振荡器以及抖动(jitter)附加电路的结构的电路图。
图3(a)～图3(c)表示抖动附加电路中的各电压、电流的时间波形的图。
图4是表示电压控制振荡器的振荡控制电压Vosc和振荡频率fosc的偏置电流依赖性的图。
图5(a)～5(e)是表示时钟生成电路的电流、电压以及频率的时间波形的图。
图6是表示第2实施方式中的时钟生成电路的结构的方框图。
图7是表示搭载了图1或者图6的时钟生成电路的携带电话终端的结构的方框图。
图8是表示搭载了图1或者图6的时钟生成电路的携带终端电话终端的其它结构的方框图。
标号说明10相位比较器、12电荷泵(charge pump)、14低通滤波器、16电压控制振荡器、18分频器、20抖动附加电路、22振荡器(oscillator)24电流源、100时钟生成电路、CKIN输入时钟信号、CKOUT输出时钟信号。
具体实施例方式
以下，基于实施方式详细地说明本发明。以下说明的实施方式中，时钟生成电路是基于输入时钟信号CKIN而产生输出时钟信号CKOUT的PLL电路。该时钟生成电路搭载于携带电话终端等的通信装置，用于生成通信所需要的高频信号的基准频率。
图7是表示搭载了以下说明的实施方式中的时钟生成电路的携带电话终端200的整体结构的方框图。携带电话终端200包含天线202、双工器(duplexer)204、低噪声放大器206、功率放大器208、高频IC210、基带IC212、温度补偿晶体振荡器(以下称TCXO)214。
TCXO214生成携带电话终端200的基准时钟信号CLK，并对携带电话终端200的各块进行输出。
基带IC212是集中地控制携带电话终端200整体的芯片，根据W-CDMA(Wideband-Code Division Multiple Access)或GSM(Global System for Mobilecommunications)等通信方式，进行数据的调制、解调等信号处理。基带IC212包含PLL218。PLL218将从TCXO214输出的基准时钟信号CLK作为输入时钟信号，生成将该频率倍增的周期信号，作为基带IC212内部的时钟信号等来使用。
高频IC210包含PLL216或未图示的混频器等。PLL216将从TCXO214输出的基准时钟信号CLK作为输入信号，产生倍增了其频率的信号。为图示的混频器采用由PLL216生成的本振频率(local frequency)信号进行混频，并进行变频(上变频或下变频)。高频IC210基于从基带IC212输出的I/Q信号进行I/Q调制，进而从本振频率变频成发送频带频率，输出到功率放大器208。功率放大器208根据与基站的距离，放大从高频IC210输出的高频信号。通过高频IC210放大的高频信号通过双工器204输入到天线202，并发送到基站装置。
另外，双工器204将通过天线202接收的高频信号输出到低噪声放大器206。低噪声放大器206将接收到的信号放大，并输出到高频IC210。高频IC210将低噪声放大器206的输出信号从接收频带频率变换到本振频率，并进行I/Q解调，输出到基带IC212。
在图7中，在由基带IC212内部的PLL218生成的时钟信号作为电磁波被辐射，可能对其他的电路的动作有影响的情况下，需要扩展其频谱，从而降低EMI。另一方面，对于RFIC210内部的PLL216，可能对调制精度产生影响，所以最好不进行频谱扩展。
图8是表示折叠式的携带电话终端200的结构的方框图。携带电话终端200包含搭载液晶面板232的第1机壳200a，以及搭载基带IC212的第2机壳200b。第1机壳200a搭载液晶面板232以及液晶面板驱动器230。
第1机壳200a以及第2机壳200b分别具有受话器(receiver)IC224以及收发器(transceiver)IC220。第1机壳200a、第2机壳200b经由铰链(hinge)单元连接，所以数据布线的数量受到限制。收发器IC220以及受话器IC224是进行并串行变换，通过较少的布线来进行第1机壳200a和第2机壳200b之间的数据传送的功能IC。第1机壳200a和第2机壳200b也可以通过旋转机构连接。
收发器IC220被输入从基带IC212输出的数据信号或者时钟信号等。例如，从基带IC212输出的信号的时钟频率假设为13MHz。收发器IC220具有将从基带IC212输出的时钟信号倍增的PLL222。收发器IC220使用由PLL222生成的200MHz左右的时钟信号，将从基带IC输出的数据信号进行并串行变换，发送到受话器IC224。
受话器IC224将从收发器IC220输出的数据进行串并行变换，输出到液晶面板驱动器230。液晶面板驱动器230基于该数据，在液晶面板232上显示数据。
在具有这样的结构的图8的携带电话终端200中，通过收发器220内部的PLL222生成的200MHz时钟信号有时带来来自铰链单元的无用辐射。这样的情况下，最好也为了降低EMI而进行频谱扩展。
在以下的实施方式中说明有关可适合用作图7的携带电话终端200的基带IC212内部的PLL218或图8的携带电话终端200的收发器IC220内部的PLL222的时钟生成电路。
(第1实施方式)图1表示本发明的第1实施方式中的时钟生成电路100的结构。
时钟生成电路100具备输入端子102、输出端子104。将输入或输出到各个端子的信号分别称为输入时钟信号CKIN、输出时钟信号CKOUT。将输入时钟信号CKIN以及输出时钟信号CKOUT的频率分别称为输入时钟频率fIN、输出时钟频率fOUT。
该时钟生成电路100包含PLL电路60和抖动附加电路20。
PLL电路60包含相位比较器10、电荷泵电路12、低通滤波器14、电压控制振荡器16、分频器18。时钟生成电路100利用由分频器18所设定的分频比N对输入时钟信号CKIN进行倍增，并输出时钟信号CKOUT。所以输出时钟频率fOUT和输入时钟频率fIN通过反馈控制，使得fOUT＝n×fIN的关系成立。
在相位比较器10，被输入了输入时钟信号CKIN和输出时钟信号CKOUT被分频而得到的反馈信号Sig3，比较两个信号，根据两信号的相位差而输出高或低任何一个相位差检测信号Sig1。该相位差检测信号Sig1输入到电荷泵电路12。
电荷泵电路12根据相位差检测信号Sig1的高或低，使电容器充放电，由此，生成电荷泵信号Sig2，并输出到低通滤波器14。
低通滤波器14是所谓的环形滤波器，使电荷泵信号Sig2平滑，除去无用高频分量的同时，输出提供了规定的循环时间常数的振荡控制信号Vosc。
电压控制振荡器16被输入通过低通滤波器14除去了无用高频分量的振荡控制信号Vosc。电压控制振荡器16以对应于振荡控制信号Vosc的电压的频率进行振荡，并产生输出时钟信号CKOUT。该输出时钟信号CKOUT通过分频器18进行分频，并作为反馈信号Sig3输入到相位比较器10。使用分频器18的分频比N以fOUT/N提供反馈信号Sig3的频率。
通过这样构成的PLL电路60，以fOUT/N提供的反馈信号Sig3的频率通过反馈被控制，以使其与输入时钟频率fIN相等，换句话说使得fOUT＝fIN×N成立，从而频率被锁定。
抖动附加电路20用于生成电压控制振荡器16的偏置电流Ic，并附加波动，包含电流源24以及振荡器22。该波动附加电路20具有通过使电压控制振荡器16的偏置电流Ic变化，从而改变输出时钟信号CKOUT的频率的功能。
振荡器22生成具有输入时钟信号CKIN的自然数n倍的频率的正弦波电压Vx。使用振幅Ax、输入时钟频率fIN和自然数n，该正弦波电压Vx能表示成Vx＝Ax×Sin(2π×n×fIN×t)。在本实施方式中，为简单起见假设n＝1。另外，振荡器22产生的正弦波电压Vx的振幅Ax如后面论述，基于输出时钟信号CKOUT所需要的频谱的扩展量来决定。由振荡器22所生成的电压被输入到电流源24。另外，振荡器22所使用的位置被限定，在分频器18的分频比N大时，其频率也低，所以不产生振荡器22造成的EMI的问题。另外，如果预先缩小其振幅，则影响进一步变小。
电流源24产生与从振荡器22输出的正弦波电压Vx对应的偏置电流Ic。在偏置电流Ic上附加正弦波状的波动，电压控制振荡器16基于该偏置电流Ic被驱动。
图2表示一例电压振荡器16以及抖动附加电路20的结构。另外，图3(a)～(c)表示抖动附加电路20中的各电压、电流的时间波形。在图3(a)～(c)中，纵轴、横轴为了容易观察而简略表示，与实际的标度不同。
抖动附加电路20包含电压源40和电压电流变换电路50。电压源40包含误差放大器30、电阻R1、R2、恒压源32。振荡器22生成正弦波电压Vx。假设振荡器22的输出电压为Vx，恒压源32的输出电压为Vy时，则从该电压源40输出将恒定电压(R1+R2)/R1×Vy作为中心值，附加了振幅R2/R1×Vx的正弦波的波动的电压Vz。图3(a)、(b)表示电压Vx、Vy、Vz的时间波形。
该电压源40的输出电压Vz被输入到电压电流变换电路50。在电压电流变换电路50中，电阻R3中流过以Vz/R3提供的电流。晶体管对M1、M2构成电流镜，并且，晶体管对M3、M4也构成电流镜，所以在晶体管M4中流过的偏置电流Ic成为与电压源40的输出电压Vz成比例的电流。这样，抖动附加电路20生成具有如图3(c)所示的正弦波的波动的偏置电流Ic。该偏置电流从时间上看，成为以电流值Ic1为中心，最大为Ic2、最小到Ic3为止呈正弦波状波动。
抖动附加电路20的晶体管M4连接到电压控制振荡器16的晶体管M5的栅极以及源极、晶体管M6～M7的栅极，通过引入偏置电流Ic，驱动电压控制振荡器16。另外，电压控制振荡器16的输入端子106上被输入振荡控制信号Vosc，在晶体管M12上流过与振荡控制信号Vosc对应的电流Iosc。
其结果，流过晶体管M5的电流Ib，是由抖动附加电路20生成的偏置电流Ic和流过晶体管M12的电流Iosc的和，所以为Ib＝Ic+Iosc。
电压控制振荡器16使用普通的环形振荡器构成。晶体管M8、M9以及M10、M11分别构成反相器，通过将奇数个反相器级联连接，构成环形振荡器。在图中，中间的反相器因简化而未图示。
该环形振荡器的振荡频率由流过晶体管M6～M7的电流控制。该晶体管M6～M7相对晶体管M5以电流镜形式连接，所以流过依赖于抖动附加电路20引入的偏置电流Ic以及由振荡控制电压Vosc决定的电流Iosc之和的电流Ib的电流。其结果，环形振荡器的振荡频率能通过偏置电流Ic进行控制。
图4表示这样构成的电压控制振荡器16的振荡控制电压Vosc和振荡频率fosc之间的关系。横轴是振荡控制电压Vosc，纵轴上取振荡频率fosc，并将偏置电流Ic作为参数表示。在普通的电压控制振荡器16中，通过固定偏置电流Ic，并使振荡控制电压Vosc变化，从而改变振荡频率fosc。
此时，若使偏置电流Ic变化，则如图4中以虚线所示，振荡控制电压与频率特性产生变化。若增加偏置电流Ic，则振荡频率fosc变高，相反地，若减少偏置电流Ic，则振荡频率fosc变低，所以使偏置电流Ic变化时，即使在使振荡控制电压Vosc为恒定的情况下，也能使振荡频率fosc变化。其结果，通过由抖动附加电路20对偏置电流Ic附加正弦波状的波动，从而能够对电压控制振荡器16的输出时钟信号CKOUT的频率提供波动，将频谱扩展。
若将用于降低无用辐射所需要的频谱假设为扩展量Δfs，则从图4中能够估计为了得到扩展量Δfs而对偏置电流Ic应该提供的波动量。偏置电流Ic的波动的振幅如前所述由振荡器22的振幅Ax、电阻值RI、R2决定，所以通过调节这些值，能得到所希望的扩展量Δfs。
基于图5(a)～图5(e)说明如以上构成的时钟生成电路100的动作。图5(a)～(e)表示时钟生成电路100的电流、电压以及频率的时间波形。在该图中，Tp表示输入时钟信号CKIN的周期，为输入时钟频率fIN的倒数。
图5(a)表示不使用抖动附加电路20，而通过电流值被固定为Ic1的恒流源驱动电压控制振荡器16的情况的振荡控制电压Vosc。在对电压控制振荡器16输入如图5(a)所示的振荡控制电压Vosc的情况下，按照图4所示的关系，输出时钟信号CKOUT的频率fOUT能得到图5(b)所示的时间波形。此时，输出时钟频率fOUT被锁定为频率fo，包含由PLL电路60不能除去的微小的抖动Δf。
此时，通过抖动附加电路20生成图5(c)所示的电流Ic，并将该电流作为电压控制振荡器16的偏置电流。偏置电流Ic通过与输入时钟信号CKIN相同的频率fIN的正弦波而被提供波动，以中心值为Ic1，最大为Ic2、最小为Ic3为止进行波动。
对电压控制振荡器16的偏置电流Ic提供图5(c)所示的波动时，根据图4所示的关系，输出时钟信号CKOUT的频率fOUT如图5(d)所示以频率fo为中心而时间性地波动，并具有频谱的扩展量Δfs。该波动Δfs在时间上看成为以周期Tp增减的周期信号。
另外，相对于如图5(b)所示的抖动分量Δf因其是通过PLL电路60锁定相位时的频率变动而为非常小的值来说，因为如图5(b)所示的Δfs通过使电压控制振荡器16的偏置电流Ic主动地变动而生成，所以比Δf大。例如，相对于输出时钟信号CKOUT的频率fOUT在100MHz下产生1％的波动的情况下Δfs＝1MHz，抖动分量Δf充其量只不过数十～数百kHz左右。
如图5(d)所示，由抖动附加电路20提供给偏置电流Ic的波动的频率分量Δfs若在周期Tp的期间平均起来则被抵消。所以周期Tp的平均输出时钟频率fOUT与如图5(b)所示的、附加波动前的输出时钟频率fo大致相等。
输出时钟信号CKOUT通过分频器18被分频成1/N，但是这无非是将输出时钟频率fOUT在时间上积分或者平均，所以波动的频率分量Δfs被抵消。图5(e)是表示通过分频器18被分频的反馈信号Sig3的频率fFB的图，但是未出现通过抖动附加电路20提供给输出时钟信号CKOUT的波动的分量。
如以上那样，根据于本实施方式相关的时钟生成电路100，能够将输出时钟信号CKOUT以频率fo为中心、以频率幅度Δfs进行频谱扩展而不对环路产生影响地，能够降低无用辐射。
频谱的扩展量Δfs由通过抖动附加电路20对偏置电流Ic附加的波动的振幅决定，所以能通过振荡器22生成的正弦波的振幅A以及电阻R1、R2能简单地调节到期望的值。
另外，对偏置电流Ic提供的波动的频率为输入时钟信号CKIN的频率fIN的自然数倍，所以可以在由分频器18分频时被抵消，在由相位比较器10产生的相位比较时，使附加的抖动的影响大约为0。由此，在电路的设计阶段，在进行需要时间的电路整体的环路仿真时，除去抖动附加电路20进行也可以。另外，关于频谱的扩展量可以仅考虑电压控制振荡器16以及抖动附加电路20，所以不进行环路仿真也能估计，并能缩短设计期限。
进而，因输出时钟信号的频谱被扩展，来自利用输出时钟信号CKOUT进行动作的其他的电路的无用辐射也被降低。进而，来自该输出时钟信号CKOUT的传送路径的无用辐射也被降低，所以能降低来自包含时钟生成电路100的系统整体的无用辐射。
(第2实施方式)图6是表示与本发明的第2实施方式相关的时钟生成电路100的结构的方框图。在图6中，与已出现的构成元素相同或者同等的构成元素上附加相同的标号，并省略适当说明。
在第1实施方式的时钟生成电路100中，通过使电压控制振荡器16的偏置电流变动来进行频谱扩展，但是在图6所示的与第2实施方式相关的时钟生成电路100中，通过对被输入到电压控制振荡器16的振荡控制信号Vosc附加抖动来进行频谱扩展。
本实施方式的时钟生成电路100在低通滤波器14的后级具有抖动附加电路20。抖动附加电路20包含加法运算器70以及振荡器72。振荡器72输出具有输入时钟信号CKIN的频率的自然数倍的频率的抖动分量Sig4。加法运算器70将从低通滤波器14输出的振荡控制信号Vosc和从振荡器72输出的振荡分量Sig4相加。相加后的振荡控制信号Vosc’输出到电压控制振荡器16。电压控制振荡器16将具有基于附加了抖动分量的振荡控制信号Vosc’的频率的输出时钟信号CKOUT输出。
另外，振荡附加电路20也可以设置在低通滤波器14的前级。
根据与本实施方式相关时钟生成电路100，在从相位比较器10输出、并输入到电压控制振荡器16的路径上，对振荡控制信号Vosc提供波动。对振荡控制信号Vosc提供的波动的分量的频率是输入时钟信号CKIN的频率的自然数倍，在分频时一周期的平均为0而被消除，所以仅电压控制振荡器16产生的抖动分量被反馈。其结果，不对环路产生影响，而能固定中心频率且扩展频谱。
上述实施方式是例示，本技术领域人员能够理解，在那些各构成元素或各处理过程的组合上各种变形例是可能的，并且这种变形例也在本发明的范围内。
例如，图2所示的电压源40或者电压电流变换电路50等，能通过具有其它等效功能的电路进行置换。即，作为抖动附加电路20其构成为对电压控制振荡器16的偏置电流Ic提供波动就可以。
另外，PLL电路60既可以是不采用图1的电荷泵电路12的结构，也可以是将输入频率fIN倍增之后输出的PLL电路。
在本实施方式中，对偏置电流Ic提供的波动的频率或振幅在抖动附加电路20的内部已固定，但不限于此。例如，在携带电话终端所使用的PLL电路60中，有时也假定需要根据调制方式或输出功率而使频谱的扩展量Δfs变化的情况。在这种情况下，优选是通过基带IC等集中地控制置入端(setterminal)的电路，从而能调整频谱的扩展量Δfs。因此，也可以设置用于输入调整抖动附加电路20的波动量或调整频率的控制信号的端子，并基于来自外部的控制信号，主动地使波动的频率或振幅变化。
进而，不需要频谱的扩展时，也可以从外部使抖动附加电路20的动作停止。因此，设置用于输入使抖动附加电路的动作停止的停止信号的端子，并基于停止信号使其动作停止，从而能降低消耗电流。为了使抖动附加电路20为停止状态，例如将图2的电路图的振荡器22、误差放大器30、恒压源32关断即可。
作为利用外部信号调节偏置电流Ic的波动幅度的方法，通过控制振荡器22的振幅Ax或使抖动附加电路20中所使用的电阻R1、R2为可变电阻，能容易地实现。另外，通过除此以外的方法，可利用从外部提供的信号使电流源的电流值变化是本领域技术人员能够容易地理解的。
在本实施方式中，通过振荡器22提供正弦波状的波动，但是不限于此，除了正弦波状的波动之外，也可以是三角波等其它的交流信号。此时，理想的是，优选是使其频率为输入时钟频率fIN的自然数倍，并将输入时钟信号CKIN的1周期Tp进行平均时，波动的分量变成零的信号。
进而，在抖动附加电路20中，通过振荡器22提供了波动，但是，在将波动的频率设定为输入时钟频率fIN的1倍的情况下，也可以原封不动利用输入时钟信号来生成交流信号。此时，因为抖动附加电路20内部不需要具有振荡器，因此能简化电路。
另外，该振荡器22生成的波动的信号也可以从外部提供。根据搭载时钟生成电路100的设备，有时在其它块使用输入时钟信号的自然数倍的时钟信号，所以通过利用该时钟信号，能简化电路。
在本实施方式中，以MOSFET为例进行了说明，但是也可以使用双极晶体管等其它类型的晶体管，这些选择可以根据时钟生成电路所要求的设计规格、使用的半导体制造工艺等来决定。
在本实施方式中，构成时钟生成电路100的全部元件可以被一体集成，也可以形成于其它的集成电路上，或者也可以其一部分由分立元件构成。对哪一部分集成可以由成本或占有面积等决定。
产业上的可利用性本发明能应用于需要降低无用辐射的所有时钟生成电路。
权利要求
1.一种时钟生成电路，其特征在于，包括电压控制振荡器；以及对驱动所述电压控制振荡器的偏置电流附加波动的抖动附加电路。
2.一种时钟生成电路，其特征在于，包括相位比较器，检测输入时钟信号和被分频的输出时钟信号之间的相位差，从而输出相位差检测信号；电压控制振荡器，基于所述相位差检测信号，产生所述输出时钟信号；以及抖动附加电路，对驱动所述电压控制振荡器的偏置电流附加波动。
3.如权利要求1或2所述的时钟生成电路，其特征在于通过所述抖动附加电路对偏置电流附加的波动是交流信号。
4.如权利要求3所述的时钟生成电路，其特征在于通过所述抖动附加电路对偏置电流附加的波动的频率是输入时钟信号的频率的自然数倍。
5.如权利要求1至4中任何一项所述的时钟生成电路，其特征在于通过所述抖动附加电路对偏置电流附加的波动受从外部输入的信号的控制。
6.一种时钟生成电路，其特征在于，包括相位比较器，检测输入时钟信号和被分频的输出时钟信号之间的相位差，从而输出相位差检测信号；电压控制振荡器，基于所述相位差检测信号，产生所述输出时钟信号；以及抖动附加电路，对所述相位差检测信号附加波动。
7.如权利要求6所述的时钟生成电路，其特征在于通过所述抖动附加电路附加的波动的频率是所述输入时钟信号的频率的自然数倍。
8.一种时钟生成电路，其特征在于，包括电压控制振荡器；抖动附加电路，对驱动所述电压控制振荡器的偏置电流附加波动；以及被输入控制信号的端子，所述控制信号调整所述抖动附加电路的波动量。
9.如权利要求8所述的时钟生成电路，其特征在于还设置了被输入停止信号的控制端子，所述停止信号使所述抖动附加电路的动作停止。
10.一种通信装置，其特征在于包括权利要求1至9的任何一项所述的时钟生成电路。
全文摘要
提供一种能容易地调节所希望的频谱的扩展量的、降低无用辐射的时钟生成电路。时钟生成电路(100)包括PLL电路(60)和抖动附加电路(20)。抖动附加电路(20)生成用于驱动PLL电路(60)的电压控制振荡器(16)的偏置电流，并附加波动。该抖动附加电路(20)包含振荡器(22)和电流源(24)，由振荡器(22)生成的波动分量被附加到偏置电流。振荡器(22)的振荡频率为输入时钟信号(CKIN)的频率的自然数倍。
文档编号G06F1/04GK1973439SQ20058002100
公开日2007年5月30日 申请日期2005年7月20日 优先权日2004年7月22日
发明者杉本泰仁 申请人:罗姆股份有限公司