专利名称：电功率倍增的制作方法
相关申请的交叉引用
本申请是2005年2月18日提交的名称为“ELECTRICAL POWERMULTIPLICATION”的美国专利申请号11/062,035的部分继续申请。本申请还涉及同此在相同的日期提交并被分配专利号11/062,179的名称为“Use of Electrical Power Multiplication for Power Smoothing in PowerDistribution”的共同待审的美国专利申请。
背景技术：
对很多需要充分的功率资源的应用来说，可能希望有功率倍增(powermultiplication)，在功率技术的当前状况的条件下，功率资源不能被经济地或物理地提供。例如，为了能量储存和功率倍增，一些技术试图使用传统的机械飞轮和电容储存装置。然而，当所储存的能量被取出或释放时，由于功率输出的幅度和/或频率的衰减，这样的方法通常是不适当的。
使用电磁路径配置以积聚电能并逐步增加或放大实际存在的AC功率也可在电力上实现功率倍增。这样的技术被Tischer，F.J.在“ResonanceProperties of Ring Circuits”，IEEE Transactions on Microwave Theory andTechniques，Vol.MTT-5，1957，PP.51-56中讲授。Tischer提出的功率倍增器(multiplier)使得到10到500倍于给定发生器的输出功率电平的实际功率倍增成为可能。在幅度或频率中没有可测量的衰减的情况下得到功率倍增。
然而，Tischer提出的功率倍增器在相对短的波长操作，其中假定Tischer建议的电磁路径的电长度等于在其中倍增的行波(traveling wave)的波长的整数倍，则设备的物理周长大约为整数数量的自由空间波长。在这样的短波长，电磁路径的物理尺寸使得它可被实际地构造。然而，使用由Tischer建议的方法的功率倍增在较低的功率频率如具有相对长的波长的60赫兹处是不实际的，因为电磁路径的尺寸大约为几百英里。
在目前的配电系统如北美电网中，情况通常是，公用电站(utility)经历峰值和平均负载需求之间的严重失配。这可能导致系统中的电压降低(brownout)和中断(blackout)。此外，北美电网被最大限度地拉伸。结果，情况可能是，电压降低和中断可能在电网中开始导致可靠功率损失的连锁反应。
此外，能量市场面临的另一问题是，介入的负载点如城市通常使远程电力负载与发电站分开。在重负载期间，要求的吞吐量不能从发电站输送到中间城市周围的远程负载。
参考下列附图可理解本发明。附图中的组成部分不一定按比例绘制。此外，在附图中，相同的参考数字在几个视图中始终指定相应的部分。
图1是根据现有技术的功率倍增器的图； 图2是图1的功率倍增器的定向耦合器的图。
图3是相对于地理图的不可行的功率倍增器的图，其示出在相对小的波长的功率频率处使用图1所示功率倍增器来实施功率倍增的问题。
图4A是从发电机到电力负载的功率传输线的结构图。
图4B是图4A的传输线的每单位长度的等效阻抗的示意图。
图5是可替换的传输线的图，其可用作图4A的功率传输线并具有可由图4B的示意图模拟的等效阻抗。
图6A是根据本发明实施例在功率倍增器中使用的T形网络的示意图。
图6B是根据本发明实施例在功率倍增器中使用的π形网络的示意图。
图7A是图6A的T形网络的实施例的示意图。
图7B是图6B的π形网络的实施例的示意图。
图8是根据本发明实施例的功率倍增网络的示意图。
图9是根据本发明实施例在图8的功率倍增器中使用的移相器(phaseshifter)的示意图。
图10是根据本发明实施例在图8的功率倍增器中使用的定向耦合器的示意图。
图11是根据本发明实施例的第二功率倍增器的示意图。
图12是根据本发明实施例的耦合到配电网的功率倍增器的示意图。
图13是根据本发明实施例的耦合到配电网的多个功率倍增器的示意图。
具体实施例方式 参考图1，其示出根据现有技术的功率倍增器100。功率倍增器100包括功率倍增波导(waveguide)103和发射波导106。功率倍增波导103和发射波导106都是传统的传输线如空心管、同轴电缆、平行导线传输线。发射波导106使用定向耦合器109耦合到功率倍增波导103。电磁信号发生器113耦合到发射波导106，并产生发射到发射波导106中的激励行波(exciting traveling wave)116。定向耦合器109包括两个间隔开距离D的裂缝119。距离D大约等于激励行波116的波长的1/4。因此，电磁信号发生器113在具有波长λw的预定频率处产生激励行波116，波长λw大约为电距离D/λw的四倍。发射波导106以匹配负载123终止。功率倍增波导103的总长度是激励行波116的波长λw的整数倍。在功率倍增波导103为如所示的闭圆或闭环的情况下，功率倍增波导的总长度等于其周长。
为了操作功率倍增器100，电磁信号发生器113产生发射到发射波导106中的激励行波116。当激励行波116到达定向耦合器109时，激励行波116的一部分耦合到功率倍增波导103中，因而产生沿着功率倍增波导103传播的行波126。定向耦合器109以行波116在功率倍增波导103周围的单一方向上传播的方式，将激励行波116的一部分耦合到功率倍增波导103中。特别地，如参考稍后的图将进一步描述的，因为裂缝119之间的距离D大约等于激励行波116的波长λw的1/4，所以耦合到功率倍增波导103中的所有能量在单一方向传播。
此外，因为功率倍增波导103的长度是激励行波116的波长λw的整数倍，所以行波126在空间上与激励行波116同步。在这些条件下，持续耦合到功率倍增波导103中的激励行波116的一部分增强或被加到行波126。结果，行波126的功率可能在量值上变得相当大。换句话说，坡印廷(Poynting)向量功率流量1/2Re{E×H*}在功率倍增波导内被泵送(pumpup)，该功率倍增波导是线性的、无源的、分布式能量储存结构。行波126的平均能量是“分布式的”，因为它均等地分布在功率倍增波导103的整个长度上。
一旦开始，在功率倍增波导103内的行波126的功率的增强将继续，直到在功率倍增波导103周围的损失加上终止发射波导106的匹配负载123中的损失等于由电磁信号发生器113产生的功率。可如下计算功率放大率M和最佳耦合度Copt 以及 COpt＝1-A2， 其中A为一次穿过功率倍增波导103的场传播衰减。COpt的量为耦合值，对该耦合值放大率达到最大。
定向耦合器具有从功率倍增波导103漏出而回到发射波导106中的能量在量值上被减少的特性。此外，漏回到发射波导106中的能量只在单一方向朝着匹配负载123传播，且因为这样的能量为正确的相位，它抵消了从电磁信号发生器113传播到匹配负载123的功率。结果，当激励行波126和行波126同相时，匹配负载123消耗很少或不消耗功率。Tomlyasu，K在“Attenuation in a Resonant Ring Circuit”，IEEE Transactions on MicrowaveTheoryand Techniques，Vol.MTT-8，1960，pp.253-254中，描述了操作在超高频的有损耗功率倍增器的工程设计的方便的诺模图(nomogram)。
接着参考图2，其示出功率倍增波导103的一部分和发射波导106的一部分。同样示出定向耦合器109。图2的图设置成进一步解释定向耦合器109的功能。为了解释定向耦合器109的操作，激励行波116发射到发射波导106中，并接近第一裂缝119a。激励行波116的一部分通过第一裂缝119a进入功率倍增波导103，并在功率倍增波导103内的两个方向作为波部分W1和波部分W2传播。没有通过第一裂缝119a的激励行波116的部分沿着发射波导106前进，直到它到达第二裂缝119b。在此点，激励行波116的第二部分通过第二裂缝109b进入功率倍增波导103，并在功率倍增波导103内的两个方向作为波部分W3和波部分W4传播。如所示，如果裂缝之间的距离D等于激励行波116的波长λw的1/4，则波部分W3抵消波部分W1。此外，波部分W2增强波部分W4，因而产生行波126。作为波部分W1和W3的抵消以及波部分W2和波W4的增强的结果，行波126在功率倍增波导126的周围、在单一方向前进。假定激励行波116和行波126同相或在空间上同步，则耦合到功率倍增波导103中的激励行波116的一部分持续增加到行波126，因而使行波126的功率增加。行波126的功率是实际功率。就是说没有无功部分(reactive component)。
接着参考图3，其示出说明在低频如功率频率处阻止功率倍增器100的操作的问题的美国地图133。例如假定操作频率是代表美国发电系统的频率的60赫兹。假定光速在60赫兹时为约300,000km/sec，激励行波116和行波126的波长都被计算为 因此，假想功率倍增波导100a的圆周长度必须为大约500千米。结果，在功率倍增波导100a中使用的相应假想传输线101长度大约为5000千米。很明显，由于所涉及的尺寸，创建这样的功率倍增波导100a在物理上是不实际的且费用高得惊人。
然后转到图4A，我们将注意力转向功率传输线的讨论。在图4A中，发电机153通过功率传输线159电耦合到电力负载156。如可被本领域的普通技术人员所理解的，这样的传输线159例如可被传统地用于将功率分配给家庭和企业。
接着参考图4B，其示出说明传输线159(图4A)的每单位长度的等效阻抗的等效电路163。特别地，传输线159的每个单位长度包括串联电感LT和串联电阻RT。此外，在传输线159的导体之间的是并联(shunt)电容CT和并联电导GT。因此，传输线159的每单位长度的等效阻抗可根据串联电感LT、串联电阻RT、并联电容CT和并联电阻RT来表示。
等效电路反映传输线159引导场能量的传播的事实。沿着传输线159传播的场能量储存在与传输线159的结构本身联系的磁场和电场中。在逐个模式(mode-by-mode)的基础上，我们可使储存在传输线159中的磁场能量等于储存在等效分布式电感中的磁场能量。同样，储存在该线的电场中的能量可等于储存在等效分布式电容中的能量。传输线159每单位长度的场功率的损失可看作每单位长度的等效的串联电阻性的和并联传导性的损失。
然后转到图5，其示出传输线159(图4A)的不同实施例，对于该传输线159，可使用上面讨论的等效电路163(图4B)来表示等效阻抗。例如，传输线159可包括包含并联导体166的并联传输线159a。可选地，传输线159可包括包含内部导体169和外部导体173的同轴传输线159b。另外在另一可选的方案中，传输线159可包括包含相对于地平面179放置的预定几何结构的导体176的电子结构159c。可选地，导体176可相对于第二个这样的导体而不是地平面179放置。导体176的预定几何结构可为诸如螺旋结构或其它几何结构。在又一可选的方案中，传输线159可包括包含以螺旋状或其它合适形状的单个导体181的电子结构159d。此外，如可被本领域的普通技术人员可理解的，传输线159可包括其它类型的传输线和电子结构，例如带状线(strip line)、光纤电缆等等。
假定在功率频率如60赫兹处实际上可能建立功率倍增器100a，这样的功率倍增器100a将涉及在上述结构之一中的传输导线的使用。在这个方面，可计算这样的传输导线的阻抗且可根据串联电感LT(图4B)、串联电阻RT(图4B)、并联电容CT(图4B)和并联电导GT(图4B)来确定等效阻抗。
参考图6A和6B，其示出可根据本发明的不同实施例使用的T型网络183和π型网络。在这个方面，T型网络183包括串联阻抗Z1和串联阻抗Z2。T型网络183还包括并联阻抗Z3。所示对称T型网络183的特征阻抗T0可如下计算 π型网络186包括并联阻抗ZA和ZB。π型网络186还包括串联或中间阻抗ZC。对称π型网络186的特征阻抗T0可如下计算 为了进一步讨论T型网络183和/或πT型网络186，参考Terman，F.E.的“Radio Engineering Handbook”，MaGrawHill，1943，pp.172-178，191-215，其在这里通过引用被全部并入。例如，T型网络183和/或π型网络186可使用在根据本发明的不同实施例的功率倍增器的结构中，如将要讨论的。特别是，由T型网络183和/或π型网络186表示的阻抗是等效电路163(图4B)的形式。
接着参考图7A和7B，其示出可使用在本发明的不同实施例中的T型网络183a和π型网络186a的示例性实施例。在这个方面，T型网络183a包括被示为两个分离的串联电感L/2的串联电感L。此外，T型网络183a还包括并联电容C。T型网络183a包括串联损耗电阻R和并联电导G，串联损耗电阻R和并联电导G在构成电感L/2、电容C和连接这样的组件的电线的导体中是固有的。
π型网络186a包括串联电感L和并联电容C/2。对于串联在一起的多个π型网络186a，相邻的并联电容C/2可加在一起以成为电容C。π型网络186a还包括串联电阻R和并联电导G，串联电阻R和并联电导G在构成电感L、电容C/2和连接这样的组件的电线的导体中是固有的。T型网络183a和π型网络186a示出T型网络183或π型网络186的更特定的实施例。
然后转到图8，其示出根据本发明实施例的功率倍增器200的一个例子。功率倍增器200包括功率倍增网络203和发射网络206。发射网络206还包括将发射网络206耦合到功率倍增网络203的定向耦合器209。电源213耦合到发射网络206。此外，发射网络206以匹配负载RL终止。
在一个实施例中，功率倍增网络203是由若干集总元件(lumped-element)构成的多连通(multiply-connected)速度抑制(velocity inhibiting)电路。如在这里所设想的，术语“网络”被定义为电子元件的互连结构。术语“多连通”是描述在谐振器、波导或其它电子结构中闭合路径的存在的数学术语，如果该闭合路径的一部分没有通过在谐振器、波导或其它电子路径的几何边界外部的区域，则这些谐振器、波导或其它电子结构就不能简化为一点。功率倍增网络203是“速度抑制的”，因为功率倍增网络203的电子结构导致相对于电磁波通过自由空间的速度，电磁波通过功率倍增网络203的传播速度减少，电磁波通过自由空间的速度为光速。
此外，术语“集总”在这里被定义为在单个区域的有效集中。因此，术语“集总元件”指分立的、两个端子的、集中的电子元件，例如电容、电感、电阻和/或电导。所以这里所述的集总元件可包括分立的感应器、电容器或电阻器。此外，如这里所设想的，集总元件还可包括二极管、晶体管和其它例如可被描述为非线性电阻器或导体的半导体，这些非线性电阻器或导体具有由所应用的电压或电流等的极性控制的电阻或电导。另外，如将要讨论的，集总元件还可包括各种电子结构如螺旋结构、并联极板、或其它结构的固有电容、电感、电阻或电导。类似于功率倍增网络203，定向耦合器209也使用集总元件被构造。
功率倍增网络203是导致电子扰动如行波的较慢的传播速度的速度抑制电路。在这个方面，功率倍增网络203具有电长度(electrical length)，其等于电源213的操作频率的波长的整数倍。由于功率倍增网络203的速度抑制特性，它的尺寸相比于电源213的操作频率的波长相当紧凑。此外，如将要讨论的，定向耦合器209引起了相移，其等于由电源213在操作频率处产生的激励行波的波长的四分之一。
在一个实施例中，功率倍增网络203由集总元件216例如图8所示的电感L和电容C构成。在一个实施例中，电感L可为有效的感应器，而电容C可为有效的电容器，这些感应器和电容器可在商业上得到或可按需要构造。例如，功率倍增网络203可被特征化为互连的T形网络183a(图7A)或π形网络186a(图7B)的环，虽然互连的T形网络183a(图7A)或π形网络186a(图7B)可被布置在多连通结构而不是环中。T形网络183a或π形网络186a的每一个都可被认为是功率倍增网络203的“一部分”。在这个方面，假定功率倍增网络203包括一些T形网络183a，然后每个电感L可分成两个串联电感L/2，所述两个串联电感L/2构成如T形网络183a中所描述的(图7A)的串联电感L/2。类似地，假定功率倍增网络203包括很多π形网络186a，每个电容C也可被视为一对并联电容C/2，每个这样的并联电容C/2构成π形网络186a(图7B)的并联电容C/2之一。无论是T形网络183a还是π形网络186a都用来建立功率倍增网络203的部分，网络183a或186a的每一个都产生预定的相移s。
假定T形网络183a或π形网络186a用于在某个频率f和某个品质因数Q构造功率倍增网络203，那么集总元件216如电感L和电容C或其它集总元件的值被确定。品质因数Q按照惯例被定义为 f/ Q＝f/Δf。
这样的值可从已知的特征阻抗Z0和假想功率倍增器100a的假想传输线101(图3)的预定部分的传输线复数传播常数γ计算出。在这个方面，对假想传输线101的预定单位长度，可如下计算出特征阻抗Z0和传输线复数传播常数γ Z＝RT+jωLT， Y＝GT+jωCT， 和 其中Z为传输线每单位长度的串联阻抗，Y为传输线每单位长度的并联导纳。在低损耗情况下(即，RT≈0和GT≈0)，特征阻抗简化为 此外，传播速度可被计算为 为了确定RT、LT、GT和CT的值，对于传输线159的给定部分，可查阅提供这样的信息的各种参考资料，例如Terman，F.E.的“Radio EngineeringHandbook”，MaGraW-Hill，1943，pp.172-178，191-215，或其它可被理解的参考资料。
一旦示出假想传输线101的预定部分的特征阻抗Z0，假想传输线101的预定部分的复数电长度θ就被计算为 θ＝γ1 其中1为假想传输线101的预定部分的物理长度。给定特征阻抗Z0、传输线复数传播常数γ和假想传输线101的预定部分的电长度θ，可如下计算T形网络183(图6A)的串联阻抗Z1和Z2以及并联阻抗Z3 Z1＝Z2＝Z0tanh(θ/2)，和 Z3＝Z0sinh(θ)。
可选地，可如下计算π形网络186的并联阻抗ZA和ZB以及中间阻抗ZC ZA＝ZB＝Z0coth(θ/2)，和 ZC＝Z0/sinh(θ)。
一旦知道T形网络183的串联阻抗Z1和Z2以及并联阻抗Z3、或π形网络186的并联阻抗ZA和ZB以及中间阻抗ZC，就可确定L和C的相应值。例如，假定我们计算出π形网络186的并联阻抗ZA和ZB以及中间阻抗ZC，则可由此计算出与中间阻抗ZC相关的电感L，其中 ZC＝r+jωL。
同样，与并联阻抗ZA和ZB相关的电容C可被计算为 可能的情况是，L和C太大以致于实际上不能以集总元件216的形式表示。如果情况是这样，则可使用L和C的已知值来执行反向计算或反向映射，以确定给定的T形网络183或π形网络186可表示多少假想传输线101。在这个方面，我们可确定多少T形网络183或π形网络186可必须在给定的功率倍增网络203中使用。在这个方面，考虑到上面确定的L和C的计算值，可选择L和C的值。
假定从L和C的预定值计算出T形网络183的串联阻抗Z1和Z2以及并联阻抗Z3，则可如下计算特征阻抗Z0和传输线复数传播常数γ 和 可选地，假定从L和C的预定值计算出π形网络186的并联阻抗ZA和ZB以及中间阻抗ZC，则可如下计算特征阻抗Z0和传输线复数传播常数γ 和 一旦知道由T形网络183或π形网络186表示的假想传输线101的长度1，我们就可确定需要多少类似的T形网络183或π形网络186来模拟整个假想传输线101的阻抗。因此，通过执行上述正向和反向计算，我们可确定功率倍增网络203的电感L和电容C的一般值。
此外，功率倍增网络203进一步包括移相器219。移相器219包括由集总元件构成的电路，移相器219与定向耦合器209的一部分串联组合以构成特定部分的电感L，在该特定部分内设置有定向耦合器209。
功率倍增网络203还包括将功率倍增网络203耦合到负载226的分流器(diverter)223。分流器223在这里被定义为电子元件或电路，其可用于使从功率倍增网络203到负载226的行波的全部或一部分转向或改变方向。在这个方面，分流器223可例如包括开关、继电器、固态开关、等离子开关或具有类似性能的其它设备。分流器223还可以是表示电子窗的电路，使用预定控制电压或电流来使到负载226的行波内的能量转向而将其偏置，这取决于控制电压或电流等的状态。
在操作期间，电源213用于在发射网络206中发射激励行波。例如激励行波可以是诸如正弦波或其它适当的形状。定向耦合器200将激励行波的至少一部分从发射网络206耦合到功率倍增网络203中，因而导致在功率倍增网络203内传播的行波。假定功率倍增网络203的电长度是电源213的波长的整数倍，且定向耦合器209等于电源213的波长的1/4，则在功率倍增网络203内传播的行波被耦合到功率倍增网络203中的一部分激励行波持续地增强。此外，行波在功率倍增网络203周围、在单一方向传播。这导致行波功率的预定倍数的功率放大率M，该行波功率可能比电源213的功率大很多倍，这取决于集总元件216的损耗和容差以及其它因素。
发射到发射网络206中的激励行波和在功率倍增网络203周围传播的行波都是AC功率信号，例如在50赫兹、60赫兹、400赫兹或可在美国和世界上的国家的发电系统中存在的其它任何功率频率处产生的电功率信号。然而不管怎样，激励行波、行波和电源的频率可为任何可能的频率，虽然它们一般等于具有某些波长的频率，对该波长，功率倍增网络203的闭合路径长度大约为行波波长的1/10或更少。
当激励行波应用到发射网络206时，行波的功率随着时间持续增加，直到它到达最大功率。当功率倍增网络203中的损耗加上匹配负载RL的损耗等于由电源213提供的功率时，达到最大功率。当达到最大功率时，可以开动分流器223以将行波从功率倍增网络203引到电力负载226。在一般情况中，在功率倍增网络203中可能花费多达大约十二个周期来达到最大功率，虽然以更多或更少的周期达到最大功率是可能的。可选地，可以开动分流器223以在任何被认为合适的时间从功率倍增网络203引导行波，例如，当在功率倍增网络213中积聚的能量达到任何预定的阈值时等。
功率倍增器200提供了显著的优点，因为它简化了在较低的功率频率例如在50赫兹、60赫兹、400赫兹或其它低频操作的世界上配电系统的操作频率处的实际功率放大率。功率倍增网络203的速度抑制特性便于功率倍增器200的创建，尺寸惊人地减少了的功率倍增器200能在这样低的功率产生频率上操作。换句话说，如参考图3所讨论的，现有的理论可能教导，在传统的功率产生频率上操作的功率倍增器可能需要延伸为数千米的假想波导，现在以紧密尺寸例如装配在小房间中可生成同样的事物。
相对于通过自由空间的行波速度，通过功率倍增网络203的行波传播速度在这里被描述为速度因子。功率倍增网络203的速度抑制特性提供了大约为1/1,000,000的速度因子，虽然可获得甚至更小的速度因子。
此外，功率倍增器200可进一步包括一些发射网络206，每个发射网络206通过定向耦合器209耦合到功率倍增网络203。这样的结构促进在功率倍增器200的操作期间行波功率积聚的速率的相应增加。
在可替换的实施例中，行波可为在功率倍增网络203周围传播的孤波(solitary wave)。为了在功率倍增网络203周围传播孤波，功率倍增网络203构造成包括非线性元件例如二极管、晶体管或其它有源组件，以便其为非线性的或分散(dispersive)的。因此，如可被本领域普通技术人员所理解的，非线性组件在这里被定义为提供具有不与输入线性地成比例的幅度的输出的组件。通过由非线性元件的适当网络和/或线性和非线性元件的组合构造功率倍增网络203，孤波可在功率倍增网络203周围传播。在这个方面，电源213是产生并发射激励行波到发射网络206中的脉冲发生器。为了实现功率倍增，孤立的激励行波必须在空间上与孤立的行波同步。此外，发射网络206、定向耦合器209和移相器219可构造成包括在性质上为非线性和分散的元件，以便于孤波通过那里的传播。
应认识到，当功率倍增网络203的增益增加时，它的品质因数Q增加，且它在操作频率周围的带宽BW变窄。在一个实施例中，这对严格单频(monochromatic)的系统可能是希望有的优点。倘若期望较宽的带宽BW，功率倍增网络203的电带宽可为了特定的应用而被设计。例如，具有较宽和可控形状的通带(passband)的低损耗功率倍增网络203可按照不同的电子滤波器设计来构造。例如参见Matthaei，G.L.，L.Young和E.M.T.Jones的“Microwave Filters，Impedance Matching Networks，and Coupling Structures”，McGraw-Hill和Fano，R.M.的“Theoretical Limitations on Broadband Matchingof ArbitraryImpedances”，Journal of the Franklin Institude，Vol.249，1950，pp.53-83和129-155。
在另一实施例中，如上所述的功率倍增器200还可根据所谓的“跟踪滤波器(tracking-filter)”设计技术来构造，以使功率倍增器200的电通带可为动态的并被自动控制，以相干地追踪电源213的频率和相位变化，同时维持上述期望的操作特性。在实现具有动态电通带的功率倍增器200中，电源213的频率被监控并与功率倍增网络203的谐振频率比较。误差信号可从这样的比较产生，并使用在反馈环中，以动态地修改环组件参数如功率倍增网络203的集总元件，从而将它调整为电源213的谱的变化。在这样的情况下，正如可被理解的，由于可变的参数，上述集总元件在参数上是动态的。
接着参考图9，其示出提供根据本发明的一个方面的移相器219的一个例子的示意图。移相器219包括T形网络183a(图7A)，虽然π形网络186a也可使用。在这个方面，移相器219包括串联电感LT和并联电容CT。在这个方面，移相器219由集总元件构成，作为功率倍增网络203的一部分。
串联电感LT和并联电容CT被指定，以便产生相移φs。串联电感LT和/或并联电容CT(假定使用T形网络183a)可以是变化的，以便允许按照需要调节相移φs，以补偿每部分的相移φs和定向耦合器209的相移θ中的任何不准确性。将此完成以确保由功率倍增网络203表示的总相移对于电源213的波长是360度的整数倍。将讨论特定计算，执行所述特定计算以确定电感LT和并联电容CT的值。
参考图10，其示出说明根据本发明的一个方面的定向耦合器209的一个例子的示意图。定向耦合器209包括一些集总元件。这样的定向耦合器209确保行波沿着功率倍增网络203在单一方向传播，并用通过发射网络206传播的激励行波的一部分来获得行波的增强。
使用前述功率倍增网络203、定向耦合器209和移相器219的讨论，可如下确定由功率倍增网络203表示的总相移 φPMW＝φS(N-1)+φ+θ。
其中N等于功率倍增网络203中的部分的数目。
此外，分流器(图8)可以类似于定向耦合器209的方式被构造，其中耦合电容的值用于控制存在于功率倍增网络213中的能量的比率。
接着参考图11，其示出根据本发明的另一实施例的功率倍增器250的示意图。功率倍增器250包括功率倍增网络253，功率倍增网络253由所示环形螺旋结构或包括它的左旋、右旋或左旋和右旋螺旋结构的叠加的任何变形构成，如加拿大专利1,186,049、美国专利4,622,558和美国专利4,751,515所教导的，这些参考资料每个都被James F.Corum提交，这些参考资料的每一个的全部文字都在这里通过引用被并入。在这个方面，环形螺旋结构根据其构造的优点包括了电感L(图8)。此外，如可被本领域普通技术人员所理解的，由环形螺旋结构表示的阻抗包括电容。(见Krause，Jone D.的“Antennas”，McGraw-Hill，1st edition，1950，Fig.7.1)。功率倍增器250包括通过定向耦合器259耦合到功率倍增网络253的发射网络256。如所示，功率倍增器250还包括将来自功率倍增器250的输出耦合到负载226的分流器223。电源213耦合到发射网络256并以与参考功率倍增器200而描述的方式类似的方式将激励行波发射到发射网络256中。类似地，发射网络256以匹配负载RM终止。
定向耦合器259可以是诸如螺旋结构或甚至所示π形网络186(图7B)的一部分。定向耦合器259以与上述类似的方式强制激励行波波长的1/4的相移。
功率倍增器250的操作基本上类似于参考图8的功率倍增器200而讨论的功率倍增器。功率倍增器250说明了以下事实，功率倍增网络253可包括一个或更多电子结构如环形螺旋结构、两个或更多交叉绕(cross-wound)螺旋结构、反绕(contrawound)螺旋结构、或其它包括固有电容和电感的电子结构，所述固有电容和电感作为集总元件216(图8)如电感L(图8)和电容C(图8)。
回来参考图8，一旦我们确定了包括T形网络183(图6A)和π形网络186(图6B)的功率倍增器200的每部分的电感L和电容C的值，则给定集总元件(即，并联电容C和串联电感L)的值，就可确定可由所得到的功率倍增器200实现的实际功率放大率。特别地，集总元件被指定来在预定操作频率处获得每部分的预定相移。
现在讨论所执行的计算的进展，所述计算用于确定集总元件216如功率倍增器200的电容C和电感L的值。在下列计算中，假定功率倍增网络203的每部分包括π形网络186(图6B)。首先，指定功率倍增器200的操作频率f。并且根据上面确定的这样的元件的值来指定功率倍增网络203每部分的电感L和电容C。此外，为功率倍增网络203的每一部分的电感L指定品质因数Q。以弧度/秒为单位的频率被计算为 ω＝2πf弧度/秒。
同样，每个电感L中的电阻被计算为 欧姆。
此后，如下计算阻抗ZC ZC＝r+iωL欧姆， 其中，如本领域普通技术人员所知道的，“i”表示
。给定上面指定的电容C，可如下计算并联阻抗ZA和ZB 欧姆。
下一步，如下计算特征阻抗Z0 欧姆。
特征阻抗被定义为正向波电压对正向波电流的比率。在这个方面，可以进行每部分特征阻抗的物理测量并与所计算的特征阻抗Z0比较以检验其准确性。
此外，如下计算每部分的传播常数γ 每部分的衰减常数α和每部分的相位常数β被定义为 αsection＝Re(γ)奈培/部分，和 βsection＝Im(γ)弧度/部分。
然后每部分的相移可被计算为 φ＝(57.296 Deg/Rad)βsection度。
沿着功率倍增网络203传播的行波以每秒部分为单位的速度被计算为 部分/秒。
接下来，根据在操作频率处的波长确定以度为单位的功率倍增网络203的电周长Cλ CDeg＝Cλ(360度/波长)度。
接着，部分(T形网络或π形网络)的数量N被计算为 一旦知道部分的数量N，那么在功率倍增网络203的闭合路径周围的损耗电阻RC可被计算为 RC＝Nr欧姆。
其中如上定义r。一次穿过功率倍增网络203的场传播衰减A可被计算为 在功率倍增网络203周围的衰减AdB被计算为 AdB＝-20log(A)。
周围干扰的脉冲持续时间τ被计算为 秒。
处于最佳耦合的功率倍增器200的功率放大率被计算为 以分贝表示的功率放大率MdB被计算为 MdB＝10log(M) 最佳耦合Copt被计算为 COpt＝1-A2。
以分贝(dB)为单位的最佳耦合CoPt被计算为 CoptdB＝10log(Copt)dB 此外，可被参阅以确定定向耦合器209和移相器219的各种元件的有用的参考资料是Matthaei，G.，L.Young和E.M.T.Jones的“Microwave Filters，Impedance Matching Networks，and Coupling Structures”，McGraw-Hill，1964，(见第14章)。虽然这里讨论的特定的电路设计可用作定向耦合器209和移相器219，应理解，也可使用其它电路设计和电路结构，这样的可替换的设计落在本发明的范围内。
接着参考图12，其示出根据本发明的实施例耦合到配电网300的功率倍增器200。虽然图12示出使用功率倍增网络203的功率倍增器200，应理解，可使用这里所述的功率倍增器的其它实施例如功率倍增器250，其中，这里所述的功率倍增器200和功率倍增网络203仅仅作为一个例子。
配电网300可以是电网，如北美电网或世界上任何地方的其它电网。如图12所示，发射网络206耦合到配电网300。分流器223的输出也耦合到配电网300。
分流器223接收负载反馈303，负载反馈303可包括例如基于配电网300上的电流电力负载而产生的负载反馈信号。定向耦合器209可以选择性地耦合到发射网络206，或发射网络206可以选择性地耦合到配电网300，以便促进所控制的功率从配电网300输入到功率倍增网络203中，因而导致功率储存在功率倍增器200的功率倍增网络203中。可选地，定向耦合器209可配置成控制功率输入到功率倍增网络203中的速率。因为发射网络206和分流器223都耦合到配电网300的事实，如所期望的，功率倍增网络203可用于储存来自配电网300的功率，并向配电网300提供功率。
分流器223可配置成响应于负载反馈303而控制功率倍增网络203的输出。在这个方面，储存在功率倍增网络203中的功率可被提供到例如配电网300，以当与配电网300相关联的电力负载出现突然的增加时提供功率。
假定向配电网300提供功率的公用电站在峰值和平均负载需求之间经历严重的失配，功率倍增网络203可有利地用于“功率平滑化(powersmoothing)”。例如，功率倍增网络203可用在电力负载的本地位置，该位置可能离发电站很远以通过有较大的峰值对平均负载需求的公用电站来“消除”电压降低和中断。在这个方面，功率倍增网络203可耦合到配电网300的不同位置，以通过按需要提供可被利用的暂时能量储存来在负载状态之间提供局部控制的平滑转换。
这可减少在发电站中的现有发电装置上的电机应力。特别地，当在配电系统300上出现较大的负载摆动和瞬变时，在用于发电的旋转机器中可能出现相当大的电机应力。例如，随着时间的过去而一次出现较大的瞬变或重复出现的较小的瞬变可导致发电机的轴和其它机械部件的灾难性的故障。而且，电线故障可能出现在发电机或配电系统中其它位置。此外，负载摆动和瞬变可能影响发电机的频率和相位稳定性，因为它们对电力负载中的变化起反应。功率倍增网络可用于消除在发电和配电装置上的这样的应力，并可确保在现有配电网300中的频率和相位稳定性。
在存在介入的电力负载点如发电站和远程负载之间的城市的情况下，很可能在重负载时间期间，所要求的吞吐量不能通过介入的电力负载点从发电站传送到远程负载。因此，包括功率倍增网络203的功率倍增器200例如可用于处理在这样的介入的负载点附近的“高峰时间”电力交通量堵塞的问题。例如，功率倍增网络203可耦合到介入的负载点附近的配电网300，以提供在这样的重负载时间可获取的功率储存，因而缓和需求并阻止在远程负载的服务损失。
为了促进在给定配电网300上有效的功率平滑化，一个或更多功率倍增网络203可耦合到给定配电网300的着重需求的部分。如上所述，配电网300的这样的着重需求的部分可在接近于经历较大的峰值对平均负载需求的城市或其它大负载的位置。而且，这样的着重需求的部分可在介入的电力负载点附近。此外，如将被理解的，各种配电网300的其它位置可为着重需求的。
包括使用功率倍增网络203的功率倍增器200的这里所述的功率倍增器的各种实施例对配电网300上的功率平滑化来说是理想的，因为储存在这样的功率倍增网络中的功率可在接近即时的基础上得到。因此，当在配电网300上的发电装置不能足够快地反应以补偿突变如电力负载的增加时，功率倍增网络203可用于例如提供功率。在这个方面，一个或更多功率倍增网络203例如可用于向配电网300提供一段时间功率，以便于在出现突然的增加之后，调节耦合到配电网以向增加的电力负载提供功率的发电系统。
参考图13，其示出几个功率倍增器200/250，这些功率倍增器使用根据本发明另一实施例耦合到配电网300的功率倍增网络203/253。虽然示出功率倍增网络203/253，如可被理解的，可使用功率倍增网络的其它实施例。功率倍增器控制系统206设置有电耦合到相应的功率倍增器200/250的每个分流器223的输出。
功率倍增器控制系统206产生控制输出，该控制输出应用于分流器223，以响应于来自配电网300的负载反馈而控制功率从每个功率倍增网络203/253释放到配电网300。在一个实施例中，功率倍增器控制系统206配置成将功率自每个功率倍增网络203/253以连续的顺序应用到配电网300。在这个方面，根据所使用的功率倍增网络203/253的数量，可给配电网300提供来自功率倍增网络203/353的功率的时段增加了。在这个方面，多个功率倍增网络203/253可用于向发电装置提供充分的时间，以调节变化的电力负载，而没有对发电装置的机械组件和电力组件加压力。可选地，储存在多个功率倍增网络2031/253中的功率可同时应用到配电网300以满足极端的负载增加。
此外，可使用电容中的低损耗和高介电常数的电介质以及电感中的低损耗导体(如电感线圈)来构造用于建立在这里描述的功率倍增网络203/253的不同实施例的元件。这样的低损耗导体例如可为低温导体和/或超导体。这样的低损耗导体以非常高的效率允许大得多的储存容量。特别地，假定在这里描述的功率倍增网络203/253中功率储存增加，直到在功率倍增网络203/253中经受的损耗等于功率输入，在给定功率倍增网络是由极低损耗导体构成的情况下，因而断定，可储存非常大数量的功率。
虽然本发明是对某些实施例显示和描述的，很明显，当阅读和理解说明书时，本领域技术人员会想到等效和修改。本发明包括所有这样的等效和修改，且只被权利要求的范围限制。
权利要求
1.一种功率倍增器，包括
功率倍增网络，其包括由多个集总元件构成的多连通速度抑制电路；
发射网络；和
定向耦合器，其将所述发射网络耦合到所述功率倍增网络。
2.如权利要求1所述的功率倍增器，进一步包括耦合到所述功率倍增网络的分流器。
3.如权利要求1所述的功率倍增器，进一步包括耦合到所述发射网络的电源，所述电源能够将一激励行波发射到所述发射网络中。
4.如权利要求3所述的功率倍增器，其中行波以小于所述行波通过自由空间传播的速度的1/10的速度通过所述功率倍增网络传播。
5.如权利要求3所述的功率倍增器，其中所述功率倍增网络的闭合路径长度小于由所述电源产生的所述激励行波的波长的1/10。
6.如权利要求3所述的功率倍增器，其中所述电源产生具有60赫兹的标称频率的所述激励行波。
7.如权利要求3所述的功率倍增器，其中所述电源产生具有50赫兹的标称频率的所述激励行波。
8.如权利要求3所述的功率倍增器，其中所述电源产生具有400赫兹的标称频率的所述激励行波。
9.如权利要求3所述的功率倍增器，其中所述定向耦合器将所述激励行波的至少一部分从所述发射网络耦合到所述功率倍增网络中。
10.如权利要求9所述的功率倍增器，其中所述功率倍增网络的电长度大约等于所述激励行波的波长的整数倍。
11.如权利要求1所述的功率倍增器，其中所述定向耦合器进一步包括第二多个集总元件。
12.如权利要求1所述的功率倍增器，进一步包括
多个发射网络；和
多个定向耦合器，每个所述定向耦合器将所述发射网络之一耦合到所述功率倍增网络。
13.如权利要求1所述的功率倍增器，进一步包括在所述功率倍增网络中传播的孤波。
14.如权利要求1所述的功率倍增器，其中所述发射网络的终端终止在匹配负载中。
15.如权利要求1所述的功率倍增器，其中所述功率倍增网络进一步包括闭合环。
16.如权利要求1所述的功率倍增器，其中所述功率倍增网络进一步包括电路，其中所述集总元件进一步包括多个电容器和多个感应器。
17.如权利要求1所述的功率倍增器，其中所述功率倍增网络进一步包括至少一个电结构，其中所述集总元件进一步包括所述至少一个电结构的多个固有电容和多个固有电感。
18.如权利要求17所述的功率倍增器，其中所述电结构进一步包括螺旋结构。
19.如权利要求17所述的功率倍增器，其中所述电结构进一步包括至少两个交叉绕螺旋结构。
20.如权利要求17所述的功率倍增器，其中所述电结构进一步包括反绕螺旋结构。
21.如权利要求1所述的功率倍增器，其中所述功率倍增网络进一步包括电路，所述电路包含电结构，其中所述集总元件进一步包括多个电容器、多个感应器、所述电结构的多个固有电容和所述电结构的多个固有电感的组合。
22.如权利要求2所述的功率倍增器，进一步包括
电负载；和
所述分流器，其将所述功率倍增网络交替地耦合到所述负载。
23.如权利要求2所述的功率倍增器，其中所述分流器将储存在所述功率倍增网络中的功率总量的一部分耦合到负载。
24.如权利要求1所述的功率倍增器，其中所述功率倍增网络由超导元件构成。
25.如权利要求1所述的功率倍增器，其中所述功率倍增网络由低温元件构成。
26.如权利要求1所述的功率倍增器，其中所述功率倍增网络进一步包括动态电通带。
27.一种功率倍增器，包括
功率倍增网络，其包括由多个集总元件构成的多连通速度抑制电路；
用于将行波耦合到所述功率倍增网络的装置；和
用于将所述行波从所述功率倍增网络分流到负载的装置。
28.如权利要求27所述的功率倍增器，进一步包括
用于发射激励行波的装置；和
用于将所述激励行波的至少一部分耦合到所述功率倍增网络从而产生所述行波的装置。
29.如权利要求27所述的功率倍增器，进一步包括用于产生所述激励行波的装置。
30.如权利要求29所述的功率倍增器，其中所述功率倍增网络的闭合路径长度小于由所述电源产生的所述激励行波的波长的1/10。
31.如权利要求29所述的功率倍增器，其中所述激励行波的标称频率大约为50赫兹。
32.如权利要求29所述的功率倍增器，其中所述激励行波的标称频率大约为60赫兹。
33.如权利要求29所述的功率倍增器，其中所述激励行波的标称频率大约为400赫兹。
34.如权利要求27所述的功率倍增器，其中所述功率倍增网络由超导元件构成。
35.如权利要求27所述的功率倍增器，其中所述功率倍增网络由低温元件构成。
36.如权利要求27所述的功率倍增器，进一步包括用于动态地改变所述功率倍增网络的电通带的装置。
37.一种用于倍增功率的方法，包括步骤
在功率倍增网络内定向传播行波，所述功率倍增网络包括由多个集总元件构成的多连通速度抑制电路。
38.如权利要求37所述的方法，其中在功率倍增网络内定向传播行波的步骤进一步包括在所述功率倍增网络内定向传播倍增的AC功率信号。
39.如权利要求38所述的方法，其中在功率倍增网络内定向传播行波的步骤进一步包括在具有小于所述行波波长的1/10的闭合路径长度的所述功率倍增网络内定向传播所述行波的步骤。
40.如权利要求38所述的方法，其中在所述功率倍增网络内定向传播倍增的AC功率信号的步骤进一步包括定向传播具有大约等于50赫兹的频率的所述倍增的AC功率信号的步骤。
41.如权利要求38所述的方法，其中在所述功率倍增网络内定向传播倍增的AC功率信号的步骤进一步包括定向传播具有大约等于60赫兹的频率的所述倍增的AC功率信号的步骤。
42.如权利要求38所述的方法，其中在所述功率倍增网络内定向传播倍增的AC功率信号的步骤进一步包括定向传播具有大约等于400赫兹的频率的所述倍增的AC功率信号的步骤。
43.如权利要求37所述的方法，其中在功率倍增网络内定向传播行波的步骤进一步包括在所述功率倍增网络内定向传播倍增的孤波。
44.如权利要求37所述的方法，进一步包括将一激励行波的至少一部分定向耦合到所述功率倍增网络中的步骤。
45.如权利要求44所述的方法，其中将激励行波的至少一部分定向耦合到所述功率倍增网络中的步骤进一步包括步骤
将所述激励行波发射到发射网络中；和
将所述激励行波的所述至少一部分从所述发射网络定向耦合到所述功率倍增网络中。
46.如权利要求45所述的方法，其中将所述激励行波的所述至少一部分从所述发射网络定向耦合到所述功率倍增网络中的步骤进一步包括使用定向耦合器，将所述激励行波从所述发射网络定向耦合到所述功率倍增网络中的步骤。
47.如权利要求45所述的方法，进一步包括使所述激励行波和所述功率倍增网络中的所述行波在空间上同步的步骤。
48.如权利要求37所述的方法，进一步包括将所述倍增的电功率信号从所述功率倍增网络分流到电负载的步骤。
49.如权利要求37所述的方法，进一步包括步骤
将多个激励行波发射到相应数量的发射网络中；和
将每个所述激励行波的至少一部分从所述发射网络定向耦合到所述功率倍增网络中。
50.如权利要求37所述的方法，其中行波在由超导元件构成的所述功率倍增网络内定向传播。
51.如权利要求37所述的方法，其中行波在由低温元件构成的所述功率倍增网络内定向传播。
52.如权利要求37所述的方法，进一步包括动态地改变所述功率倍增网络的电通带的步骤。
全文摘要
提供了一种功率倍增器和方法。该功率倍增器包括功率倍增网络，所述功率倍增网络是由多个集总元件构成的多连通速度抑制电路。功率倍增器还包括发射网络和将发射网络耦合到功率倍增网络的定向耦合器。在小型电路中，功率倍增器在标称功率产生频率如50赫兹、60赫兹和其它功率频率处提供功率倍增。
文档编号G06G7/00GK101180630SQ200680012750
公开日2008年5月14日 申请日期2006年2月8日 优先权日2005年2月18日
发明者詹姆士·F·科拉姆 申请人:Cpg科技有限公司