目标位置检测器的制作方法

专利名称：目标位置检测器的制作方法
技术领域：
本发明涉及目标位置检测传感器和系统。更具体地，本发明涉及在诸如计算装置的光标移动的应用中以及其他应用中使用的目标位置识别。
现有技术现在已有或者提出了用作目标位置检测器的许多装置应用于计算机系统和其他应用中。这种装置中的人们最熟悉的一种是计算机“鼠标器”。尽管鼠标器作为位置指示设备极其普遍，它具有机械部件，并且要求有一个平面，使得位置球能在其上面滚动。而且，为了有合理的分辨率，鼠标器通常需要滚动较长的距离。最后，鼠标器需要用户从键盘上抬起手以使得光标移动，从而干扰了人们的主要目的，因为人们的目的是通常在计算机上键入。
轨迹球装置类似于鼠标装置。然而其主要差别是，不同于一个鼠标装置，轨迹球不需要一个在上面滚动的平面。轨迹球装置仍然很贵，它具有移动部件，并且象鼠标装置一样要求一个相当重的接触。在规格是它们也较大，不能较好地适合体积敏感的应用中，比如膝上型计算机。
现在已有几种触摸-传感技术可以用于位置指示器。众所周知，有一种电阻膜(resistive-membrane)位置传感器，并且用于多个应用中。然而，它们总的来说分辨率较差，传感器的表面暴露给用户，因此易于磨损。另外，相对来说，电阻膜触摸传感器相对较贵。为了可靠操作，一个单表面方案(one surface approach)要求用户接地到传感器。在便携式计算机中这是不能保证的。单表面方案的一个例子是MA Wilmington的Micro Touch的产品UnMouse。一个两表面方案具有更差的分辨率，并且磨损得更快。
授予Yoshikawa的美国专利(序列号为4680430)，授予Ellis的美国专利(序列号为3497617)以及其他专利揭示了电阻板技术。所有这些技术的缺点是耗电高，以及电阻膜的高成本。
表面声波(SAW)装置可以用作位置指示器。然而，这种传感器技术贵而且对轻的触摸不敏感。另外，SAW装置对触摸表面的残留累积(residuebuildup)敏感，而且总的来说具有较差的分辨率。
拉力计或压力板方法是一种有意义的位置检测技术，但具有几个缺点。这种方案可以使用压电传感器。其一个缺点是压电现象是一种AC现象，同时对用户的移动速率敏感。另外，由于需要特殊的传感器，拉力计或压力板方案还是有些贵。
光学方案也是可能的，但受到几个原因的限制。它们所有都需要产生光，这就要求有外部部件，并且增加成本和电能消耗。比如，一种“手指-截断”红外矩阵检测器消耗高的电能，并且具有相对较差的分辨率。
人们已经进行了多种尝试，试图提供一种装置，以检测用作指示设备的拇指或其他手指的位置，以代替鼠标器或轨迹球。这种设备的理想特性是低功耗，小的外观，高的分辨率，低成本，快速响应，并且在手指带有电噪声时，或者在触摸表面沾染有污物或水分时能够可靠地工作。
由于电阻式装置的这些缺点，人们已经基于电容式检测手指的位置多次尝试提供指示的能力。授予Volpe的美国专利(序列号为3921166)教导了一种电容矩阵，其中手指改变行和列电极的转移电容(transcapacitance)。授予Bobick的美国专利(序列号为4103252)利用四个振荡信号在四个电容电极之间内插x和y位置。授予Schuyler的美国专利(序列号为4455452)公开了一种电容板，其中手指衰减耦合在电极之间的电容。
授予Mabusth的美国专利(序列号为4550221)教导了一种电容板，其中一个振荡信号测定对＂虚地＂的有效电容。连续地查询每一行或列，并且应用插值的基本形式求出两行或列之间的位置。通过对振荡波形的多个周期进行平均试着解决电干扰的问题。通过在没有手指的时候进行检测，并且在没有手指出现期间应用一个周期校正来解决污染的问题。授予Rympalski的美国专利(序列号为4639720)教导了用于检测一铁笔的位置的板。该铁笔改变耦合在行和列电极之间的转移电容，这些行和列电极是连续被扫描的。授予Matzke的美国专利(序列号为4736191)教导了在键盘的空格键下的一种径向电极装置，它可以通过用拇指触摸而激活。该专利教导使用整个触摸电容作为触摸压力的一种指示，以控制光标移动的速度。利用脉冲化的连续查询解决电干扰的问题。
授予Greanias的美国专利(序列号分别为4686332和5149919)教导了用于安装到一个CRT上的铁笔和手指检测系统。作为一个手指检测系统，它使用X/Y传感器矩阵确定传输最大值信号的两条矩阵线。利用这种编码方案，这两条线唯一地确定相对于线间隔的分辨率的手指位置的定位。对于铁笔检测系统，Greanias首先粗略地定位它，然后通过驱动在一个方向上的目标的一侧上的所有线以及在相反方向的相对侧上的所有线产生一个虚偶极(virtual dipole)。使用不同的偶极相位和信号极性进行三次。假设一个预定的矩阵响应该目标，这三次测量提供一组联立方程，可对它求解出位置。
授予Evans的美国专利(序列号为4733222)第一次教导了插值到高阶的电容触摸测量系统。Evans教导了一个三极限测量系统(three terminalmeasurement system)，它在其矩阵中使用一个驱动，传感和电极信号集，并且基于在电极结点信号上的手指的衰减效应的测量(使用电容分压器现象)。Evans连续地扫描每一驱动集以测量电容。从三个最大的响应开始，应用一个插值例程来确定手指位置。Evans还教导了一种归零技术，它允许＂无手指＂级可作为测量的部分而被取消。
授予Gruaz的美国专利(序列号为5016008)教导了一种也使用插值的触摸敏感板(touch sensitive pad)。Gruaz在触摸矩阵使用一个驱动和检测信号集，并且象Evans一样，取决于手指的衰减效应以调制该驱动信号。连续地扫描该触摸矩阵以读出每一矩阵行的响应信号。然后一个插值程序在两维中选择两个最大的相邻信号以确定手指的位置，并且从这4个数中比例度量地确定有效的位置。
Gerpheide的PCT申请(申请号为US90/04584，公开号为W091/03039，美国专利序列号为5305017)将Greanias的虚偶极方法的一种变形应用到一个触摸板系统。Gerpheide教导了将给定相位和频率的振荡电位施加到虚偶极的一侧上的所有电极，以及将一种同样频率和相反相位的振荡电位施加到其另一侧。电子电路产生一个“平衡信号”，在没有手指时它是零，如果一个手指在虚偶极的中心的一侧则其有一个极性，如果该手指在其另一侧，则具有相反的极性。为了开始获得手指的位置，连续地扫描该板上的虚偶极。一旦定位了手指，在手指已经移动超过一行或一列时将通过向手指移动虚偶极而对其进行跟踪。
由于虚偶极方法是通过产生在电容不随距离而变化时为零的一个平衡信号而操作的，因此它只检测手指接触区域的周边，而不是整个接触区域。由于该方法取决于该激励信号的同步检测，它必需在较长的时间周期上进行平均以排除电干扰，因此较慢。这一方法和一旦丢失了前一接触而连续地搜索一个新手指接触所需要的平均时间，将象以前的方法一样，不符合快速指示设备的要求，这种快速指示设备不受电干扰的影响。
应当指出的是，所有先前使用插值的触摸板在它们的检测板上加上了苛刻的设计要求。为了产生信号，Greanias和Evans使用了一个复杂和昂贵的驱动，检测和电极行策略。Gruaz和Gerpheide使用一个两信号驱动和检测集。在本发明中，在同一行中进行驱动和检测。这要求行和列的选择是对称和等价的。这又要求所有信号路径的独立校正(这使得板布局更简单和较少受到约束)，以及允许更一致的传感器布局。
在先有技术中描述的发明和技术的缺点可以追踪到只使用一组驱动和检测电子线路，这种装置在板上的电极上连续地被进行多路复用。这种装置在分立元件时代能节约成本，并避免了在电路之间的偏移和量度差别。
以前系统的连续扫描方法也使得它们对噪音更敏感。噪音级别可在连续的测量之间改变，从而改变所测量的信号和在插值例程中使用的假设。
最后，所有先前的方法假设了一个手指位置相对矩阵位置的特定信号响应。由于转移曲线对多个参数是非常敏感的，并不是象Greanias和Gerpheide假设的一条平滑的线性曲线。
在先有的共同未决申请(序列号为08/115743，1993年8月31日提交)中揭示了一种两维电容检测系统，该系统配有用于电容板的每一行和每一列的一组单独的驱动/检测电子电路。所有行电极同时检测，所有列电极同时检测。所检测的信号由模拟电路处理。
因此，本发明的一个目标是提供一种两维电容检测系统，该系统配有用于电容板的每一行和每一列的一组单独的驱动/检测电子电路。所有行电极同时检测，所有列电极同时检测。
本发明的另一目标是提供一个具有电容板的一个电子系统，该电子系统对一个手指或其它传导目标的接触的整个区域敏感，以及提供这一接触区域的中心的一些测量的坐标作为输出，同时保持对要检测的目标的特征外观不敏感。
本发明的另一个目标是提供一个具有一个电容板的电子系统，该电子系统将一手指或其它传导目标的接触区域的一些测量结果输出。
本发明的另一目标是提供一个具有用于电容板的每一行和每一列的一组单独的驱动/检测电子电路的两维电容检测系统，其中所有行电极同时检测，所有列电极同时检测，并且其中确定手指或其它传导目标的位置的信息以数字形式被处理。
本发明的另一目标是提供一个两维电容检测系统，其中所有行电极同时检测，所有列电极同时检测，并且其中有效地利用数字的电子处理以定义手指或其它传导目标的位置。
本发明的概要描述随着更高集成度的集成电路的出现，已有可能将许多通道的驱动/检测电子电路以及操作这些电子电路的控制逻辑集成到一个集成电路中，并且接口电路允许指点设备与一个主微处理器直接进行通讯。本发明使用适应性的模拟技术来克服通道之间的偏移和度量差别，从而并行地检测所有板的行和列的转移电容或者固有电容(self-capacitance)。这种并行检测能力是通过每行或每列提供一组电子电路而提供的，使得检测周期极其短，从而在仍然保持不受强烈的电干扰的同时实现快速的响应。
本发明包括一种位置-检测技术，该技术对于在计算机＂鼠标器＂或轨迹球环境中需要手指位置信息的应用中尤其有用。然而，本发明的位置检测技术具有比计算机鼠标器更广泛的应用，因为如果触摸了一个或多个点其传感器能够检测和报告。另外，该检测器能够检测触摸的压力。
根据本发明的一个较佳实施例，这里称作＂手指指示器＂实施例，一个位置检测系统包括一个位置检测传感器，该传感器包括一个位于一个基板(比如一个印刷电路板)之上的触摸-敏感表面，该基板又包括一个传导线矩阵。第一组传导线沿第一个方向走线，并且与第二组传导线相绝缘，第二组传导线沿着基本上与第一个方向垂直的第二方向走线。将一个绝缘层布置在第一和第二组传导线上。该绝缘层足够薄，能明显提高耦合在位于其表面的一个手指与第一和第二组传导线之间的电容。
检测的电子电路响应手指，传导目标或者高介电常数(即大约大于5)的一个目标的接近，将目标接近所引起的导体电容的改变翻译成数字形式，处理该数字信息以导出位置和触摸压力信息。其输出是在其表面的一个目标的简单的X，Y和压力值。在这里所有的描述中，手指可被认为与传导目标和高介电常数目标互换。
不同的先有技术的板扫描技术在不同的环境中具有不同的优点。根据本发明的并行驱动/检测技术允许同时进行输入采样，因此所有通道受到一个干扰电信号的同一相位的影响，极大地简化了信号处理和噪声滤波。
在本发明的触摸检测技术中使用两种驱动/检测方法。根据本发明的第一和当前较佳实施例，传感器矩阵的所有X线上的电压同时移动，同时Y线上的电压保持在一个恒定电压上，所取样的点的完整集合给出X维上的手指的轮廓。接着，传感器矩阵的所有Y线上的电压同时移动，同时X线上的电压保持在一个恒定电压上，所取样的点的完整集合给出另一维上的手指的轮廓。
根据第二种驱动/检测方法，传感器矩阵的所有X线上的电压同时向正方向移动，同时Y线上的电压向负方向移动。接着，传感器矩阵的所有X线上的电压同时向负方向移动，同时Y线上的电压向正方向移动。这一技术加强了两维之间的任何转移电容的效应，或者相反地，减少了与地的任何寄生电容的效应。在这两种方法中，从检测过程来的电容信息提供了手指接近每一维的传感器的一个轮廓。
当前，两个较佳实施例提取这些轮廓，导出一个表示X和Y位置的质心(centroid)的数字值，并且导出用于Z压力信息的第二数字值。主计算机可以直接使用该数字信息。
这些实施例的位置传感器只能报告在其传感器表面的一个目标的位置。如果存在多于一个目标，这一实施例的位置传感器计算所组合的目标集的质心位置。然而，不同于先有技术，由于要描述的是整个板，可以利用足够的信息以分辨简单的多手指动作，以提供更强大的用户接口。
根据本发明的另一方面，数种节电技术已集成进该系统，它们可在测量之间关闭电路。由于根据本发明的并行测量技术比先有技术快得很多，这是可能的。
根据本发明的另一方面，减少噪声的一种变形已集成进该系统。
根据本发明的另一方面，使用了一种更易于校正和实现的电容测量技术。
附图的简要描述

图1是本发明的电容位置检测系统的一个总体框图。
图2a是根据本发明的当前较佳实施例的一个目标位置检测传感器的顶视图，它示出目标位置传感器表面层，该层包括一个顶部导电线层和连接到一个底部导电线层的导电板。
图2b是图2a的目标位置检测传感器的底视图，示出了底部导电线层。
图2c是图2a的目标位置检测传感器的复合视图，示出了顶部和底部导电线层。
图2d是图2a-2c的目标位置检测传感器的剖视图。
图3是传感器译码电子电路的框图，它可用于根据本发明的较佳实施例的检测器传感器中。
图4a是可用于本发明的一个充电集成电路的一个简化的概图。
图4b是图4a的充电集成电路的示意性概图。
图5是图4a和4b的充电集成电路的定时图。
图6是用于本发明的一个示意性滤波器和取样/保持电路的概图。
图7是用于本发明的当前较佳的A/D转换器的装置的更详细的框图。
图8是可用于本发明的示意性算术单元的框图。
图9是用于图8的算术单元的一个校正单元的框图。
图10是在本发明中使用的偏压产生电路的概图。
较佳实施例的详细描述本申请是1993年8月31提交的申请号为08/115743的共同未决申请的一个部分继续申请，是1992年6月8日提交的序列号为07/895934的共同未决申请的部分继续申请。本发明继续了在父中请中揭示的方法，并且提供了以前未有的更一致的特性。这些改进提供了更容易的集成解决方案，增加了灵敏度，更好地排除噪声，增加了数据获取的速度，和减少了电力消耗。另外本发明允许连续的自校正以去掉环境改变的影响。
那些本领域的技术人员将会认识到本发明的下面的描述是示例性的而不是限制性，这些技术人员很容易就可想到本发明的其它实施例。
本发明融合了多个一致特性，它允许用于一些新的应用中，而这在以前是不可能的。由于本发明的目标位置检测器具有非常低的功率消耗，它尤其适于用于电池驱动或者低功率的应用中，诸如膝上型或者便携式计算机。它也是一个成本非常低的方案，没有活动部件(并且因此实际上是不需维护的)，并且对于检测器使用现有的印刷电路板线迹。本发明的检测技术可以集成进计算机的母板中以进一步降低在计算机应用中的成本。类似地，在其它应用中，检测器可以是一个现有电路板的一个部分。
由于其规格和外观小，本发明的检测器技术在一个重点考虑体积的膝上型或者便携式应用中尤其有用。本发明的检测器技术对于电路板空间只需要一个检测器接口芯片(该芯片可以与一个微处理器直接接口)以及在印刷电路板上用于检测的面积。
参见图1，展示的是本发明的电容位置检测系统10的一个简化的框图。电容性位置检测系统10可以精确地确定邻近或者触摸一个检测板14的手指12或其它传导目标的位置。由X输入处理电路16检测沿第一方向(比如＂X＂)走线的多个导电线的电容，由Y输入处理电路18检测沿第二方向(比如＂Y＂)走线的多个导电线的电容。所检测到的电容值在X输入处理电路16和Y输入处理电路18进行数字化。将X输入处理电路16和Y输入处理电路18的输出送给算术单元20，后者使用该数字信息导出表示相对于该检测平面14的手指12或其它传导目标的位置和压力的数字信息。
检测器的材料可以是任意的，只要允许建立板的导电性的X/Y矩阵即可。这不仅包括标准的PC板，也包括但不限于灵活的PC板，导电性弹性材料，丝-屏的导电性线(silk-screened conductive line)和压电Kynar塑料材料。这使得其在任何便携式设备的应用中以及在人机接口中有用，其中需要将检测器铸模成适合人手的需要。
能够使该检测器符合任何三维表面。可以在任何制造检测器的表面轮廓中以两层方式镀敷铜。这将使得该检测器适应于任何特定应用中所需要的最好的人机工程形式。它与“轻触摸”特性的结合使得它可在许多应用中不费力地使用。该检测器也可以间接形式使用，即，它可以在触摸检测平面具有由导电层覆盖的绝缘泡沫塑料，并且被用于检测挤压其表面的任何目标(不只是传导目标)。
采用小的检测器是合乎实际的，比如，当前所提出的实施例所占面积大约1.5＂x1.5＂，然而，本领域的一般技术人员将会认识到对于不同的应用该区域是可改变的。通过改变矩阵线的间距或者改变线的数目可改变该矩阵面积。在需要更多信息的场合，采用大的检测器也是可行的。
除了简单的X和Y位置信息外，本发明的检测器技术也提供手指压力信息。程序可以使用这一附加维的信息以控制诸如绘图程序中的“宽刷”(brush width)模式，特殊菜单访问等的特殊特性，允许向计算机提供一个更自然的检测器输入。业已发现它在实现“鼠标揿按和拖动”模式和简单的输入动作中也是有用的。
用户甚至不需触摸该平面以产生最小反应。这一特性能极大地减少对用户的限制，使得使用更灵活。
本发明的检测系统取决于这样一种传感器设备，对于接触该传感器的目标，该传感器设备能够提供位置和压力信息。现在分别参见图2a-2d的顶部，底部，复合和剖视图，它们示出了当前的较佳检测平面14，该检测平面14包括用于本发明的一个触摸检测器阵列22。由于本发明的较佳实施例利用了电容特性，将触摸检测器阵列22的表面设计成使耦合到手指或者其他导电目标的电容最大。
根据本发明的当前较佳的触摸检测器阵列22包括一个基板24，该基板包括布置于其顶部表面28上的一组第一导电线26，该第一组导电线沿第一方向走线以包括该阵列的行位置。第二组导电线30布置于其底部表面32，该第二组导电线最好沿与第一方向正交的第二方向走线以形成该阵列的列位置。该项部和底部的导电线26和30也可交替地与检测垫(sensepad)34周期性地接触，如图2a-2c的菱形所示，该检测垫34包括放大的区域。尽管在本发明中检测垫示出为菱形，如图2a-2c所示，但对于本发明的目的，允许它们紧密地包在一起的诸如圆形的其他形状是等价的。如在这里任意规定的，第一导电线26将被称为沿“X”或“行”方向取向的，有时也称作“X线”，第二导电线30将被称为沿“Y”或“列”方向取向的，有时也称作“Y线”。
这些检测垫34的数目和间隔取决于所要的分辨率。比如，在根据本发明的原则构造的实际实施例中，导电垫使用0.10英寸的中心-中心菱形图案，该图案沿15行和15列的导电线的矩阵布置。在垫图案的每一方向的每隔一个检测垫34分别连接到基板24的顶部和底部表面28和32的导电线。
基板24可以是一个印刷电路板，灵活的电路板或者任意数目的电路互连的结构。只要可从底部导电线30连通到顶部表面28上的它们的检测垫34，其厚度是不重要的。该包括基板24的印刷电路板可以使用标准的工业技术构造。电路板的厚度是不重要的。可以利用在印刷电路板技术中众所周知的标准的镀穿孔技术(plated-through hole technigues)进行从导电垫34到底部线30的连接。
在本发明的一个替换的实施例中，基板材料24可以具有0.005至0.010英寸量级的厚度。可以省略在上表面28的菱形和连接到下表面线30的镀穿孔，以进一步减少系统的费用。
在顶部表面28的检测垫34上放置一个绝缘层36，以绝缘手指和其他目标。绝缘层36最好是一薄层(即大约5mils)，以使得电容耦合大，并且可以包括一种诸如聚酯薄膜的材料，这种选择是针对屏蔽和人机工程特点。这里所用的术语“显著的电容耦合”意味着具有大于0.5pF左右强度的电容耦合。
在手指接近该触摸检测器阵列22时，发生两种不同的电容效应。第一种电容效应是转移电容，或检测垫之间的耦合，第二种电容效应是固有电容，或耦合到虚地的。检测电路连接到本发明的检测器阵列22，响应这些电容之一或两者的改变。这是重要的，因为根据用户的环境，两种电容的相对大小变化很大。本发明的这种检测固有电容和转移电容两者的变化的能力使得我们得到具有广泛应用的通用系统。
根据本发明的较佳实施例，位置检测器系统包括触摸检测器阵列22和相关的位置检测电路，该位置检测器系统通过手指接近传感器阵列22的电容效应检测在印刷电路板线的矩阵上的手指位置。位置检测器系统将以比行和列线26和30之间的间隔更细的分辨率报告位于检测器阵列22附近的手指的X，Y位置。根据本发明的较佳实施例的位置检测器将报告一个正比于该手指的轮廓的Z值，因此可指示出手指接触到检测阵列22上的绝缘层表面36的压力。
根据本发明的当前较佳实施例，使用适应性的模拟和数字VLSI技术提供了一种非常敏感的轻-接触的检测器电路。本发明的电路非常健壮，并且校正过程和系统性错误。本发明的检测器电路将处理该电容输入信息并且提供数字信息，该信息可直接提供给一个微处理器。
根据本发明的这一较佳实施例，在一个检测器处理器集成电路芯片中包括检测电路。该检测器处理器芯片可以具有多个X和Y“矩阵”输入。X和Y输入的数目并不必须相等。该集成电路具有一个数字总线，用于输出。在图2a-2d揭示的示意性例子中，检测器阵列在X和Y两个方向上具有15条线。该检测器处理器芯片因此具有15个X输入和15个Y输入。根据本发明的原则构造的一个实际的实施例中在X方向上利用了18条线，在Y方向上利用了24条线。本领域的普通技术人员将会认识到在本发明中可以利用的检测矩阵的大小是随意的，并且主要由设计选择确定。
并行驱动和检测X和Y矩阵结点，每一条线的电容信息指示手指离结点有多近。所扫描的信息提供在每一维上的手指接近的轮廓。根据本发明的这一方面，在X和Y方向上推导出轮廓质心也就是在该维中的位置。也集成接近的轮廓曲线以提供Z信息。
在本发明的触摸检测技术中使用两种驱动和检测方法。根据本发明的第一和当前较佳实施例，传感器矩阵的所有X线上的电压同时移动，同时Y线上的电压保持在一个恒定电压上。接着，传感器矩阵的所有Y线上的电压同时移动，同时X线上的电压保持在一个恒定电压上。这一扫描方法强调了对由手指提供的对虚地的电容的测量。本领域的普通技术人员将会认识到这两个步骤的顺序是任意的，可以颠倒过来。
根据第二种驱动/检测方法，传感器矩阵的所有X线上的电压同时向正方向移动，同时Y线上的电压向负方向移动。接着，传感器矩阵的所有X线上的电压同时向负方向移动，同时Y线上的电压向正方向移动。这一第二驱动/检测方法强调了转移电容而不强调虚地电容。如第一种驱动/检测方法，本领域的普通技术人员将会认识到这两个步骤的顺序是任意的，可以颠倒过来。
现在参见图3，提供了根据本发明的所使用的当前较佳检测电路40的框图。这一框图以及所附带的说明只与一维(X)中的检测电路有关，并且包括图1的X输入处理电路16。本领域的普通技术人员将会认识到可使用一个同样的电路用于检测相反的维(Y)，并且包括图1的Y输入处理电路18。这样的技术人员还会注意到不需要两维互相正交。比如，它们可以是辐射状的，或者与该触摸检测器阵列和系统的其他所需的轮廓相一致的其他特征。本领域的普通技术人员将会认识到这里所揭示的技术也可应用于一维的情况，其中只使用一组导电线。
由等价的电容器42-1至42-n表示在每一检测器矩阵结点的电容。电容器42-1至42-n的电容包括矩阵导线的电容，并且在没有目标(比如手指)接近检测器矩阵的检测平面时具有一个特征背景值。当一个目标接近该检测平面时，电容器42-1至42-n的电容正比于目标的大小和接近程度而增加。
根据本发明，使用充电积分器电路44-1至44-n同时测量在每一检测器矩阵的电容。充电积分器电路44-1至44-n分别起到将电荷注入电容42-1至42-n的作用，并产生一个正比于在对应的X矩阵线上检测的电容的输出值。因此充电积分器电路44-1至44n示出为双向放大器符号。通过偏电压发生电路46向每一充电积分器电路44-1至44-n提供一个工作偏电压。
这里所使用的短语“正比于电容”意味着所产生的电压信号是所检测的电容的单调函数。在这里所描述的实施例中，电压直接并线性地正比于所检测的电容。本领域的普通技术人员将会认识到其他单调函数(包括但不限于反比例)以及非线性比例函数(比如对数或指数函数)也可用于本发明中而不偏离这里所揭示的原则。另外可使用电流检测以及电压检测技术。
根据在本发明中使用的当前较佳驱动/检测的方法，在一维上同时对所有的输入进行电容测量以克服在现有技术中扫描单个输入的方法中所固有的问题。现有技术的方法所具有的问题是它对高频和大幅度的噪声(大的dv/dt噪声)敏感，这种噪声是通过触摸目标耦合到电路上的。这种噪声可能扭曲手指的轮廓，这是因为噪声程度的改变，噪声出现在一个较迟的扫描周期而不是在一个较早的扫描周期。
本发明通过同时沿X方向然后沿Y方向对所有输入“进行一个快照”(或反过来)克服了这一问题。由于注入的噪声与在所有输入上的手指信号强度成正比，因此它围绕手指的质心对称。由于它围绕手指的质心成正比，所以它不影响手指的位置。另外，充电放大器执行一个差分测量功能以进一步排除共有模式的噪声。
由于充电积分器电路44-1至44-n的特性，它们的输出将随时间而改变，并且只对于一个较短的时间具有所需的电压输出。在当前的较佳实施例中，将滤波器电路48-1至48-n实现为采样和保持切换的电容器滤波器。
滤波器电路48-1至48-n捕获所需的电压。就如控制电路56所控制的，滤波器电路48-1至48-n将从所检测的信号中滤除任何高频噪声。这是通过选择用于滤波器的电容器的电容较大于充电积分器电路44-1至44-n的输出电容而实现的。另外，本领域的普通技术人员将会认识到所切换的电容器滤波器电路48-1至48-n将捕获所需的电压并且存储它们。
根据本发明，对从电容测量中以电压形式获得的电容信息进行数字化并以数字形式进行处理。相应地，将滤波器电路48-1至48-n存储的电压存储在取样/保持电路50-1至50-n中从而电路的其余部分处理同时取得的输入数据。可以将取样/保持电路50-1至50-n配置为普通的取样/保持电路，这是众所周知的。
模数(A/D)转换器52对取样/保持电路50-1至50-n的输出的取样的模拟电压进行数字化。正如在当前较佳实施例中，A/D转换器52将输入电压转化为宽度为10位的数字信号(其分辨率为1024)，尽管在本领域的普通技术人员也可以实现为其他的分辨率。A/D转换器52可以是本领域中众所周知的普通的连续逼近型的转换器(successive approximation typeconverter)。
如果在本发明中使用充电积分器电路，充电积分器的输出的背景电平(没有目标出现)大约将是1伏。由于手指或者其它目标出现而产生的ΔV一般大约0.4伏。因此A/D转换器52的电压范围在大约1-2伏的范围之间。
一个重要的考虑是A/D转换器的最大和最小电压参考点(Vmin和Vmax)。已经发现，如果这些参考电压是一个固定点，噪声将造成位置的颤动。在本发明中所使用的对于这一问题的解决方案是从参考电容42-Vmin和42-Vmax动态生成Vmin和Vmax参考电压，这些参考电容由充电积分器电路44-Vmin和44-Vmax检测，由滤波器电路48-Vimn和48-Vmax处理，并且存储在取样/保持电路50-Vmin和50-Vmax中。以此方式，在从检测器阵列对信号进行取样时所出现的任何共有模式噪声也将出现在Vmin和Vmax参考电压值中，因此趋于取消。本领域的普通技术人员将认识到参考电容44-Vmin和44-Vmax可以是分立电容器或检测器阵列中的额外的线。
根据本发明，从这样一个电容器中产生Vmin参考电压，该电容器具有等于一个最低电容的值，该最低电容是在没有目标出现时预期在检测器阵列中出现的电容(对于2平方英寸的检测器阵列大约为12pF)。从这样一个电容器中产生Vmax参考电压，该电容器具有等于一个最高电容的值，该最高电容是在没有目标出现时预期在检测器阵列中出现的电容(对于2平方英寸的检测器阵列大约为16pF)。
A/D转换器52的输出向算术单元20提供输入。将如参照附图8所详细描述的，算术单元20的功能是对触摸检测器阵列22中的X和Y方向的各个检测线上的信号进行加权平均计算。因此如图1所示，X输入处理电路16和Y输入处理电路18共享算术单元20。
图3的控制电路56协调电路的其余部分的操作。由于系统是离散地取样，并且流水处理的，因此提供控制电路56以管理该信号流。控制电路56所执行的功能一般可以通过本领域中众所周知的状态机或微控制器进行开发。
下面将揭示图3的各个模块的结构和操作。现在参照图4a，4b和5描述一个典型的电荷积分器电路。充电积分器电路44示出为图4a和图4b所简化的示意性框图。图5示出充电积分器电路44的操作定时。控制电路56提供这些定时信号。
充电积分器电路44是基于使用电流向电容器充电这一基本的物理现象。如果以一恒定电流对电容器充电一恒定时间，电容器上产生的电压将反比于其电容。要充电的电容是与一个内部电容器相并联的检测器矩阵线电容42。这一内部电容将包括所关心的电压。
现在参见图4a，示出了示意性充电积分器电路44的一个简化的概图。充电积分器电路输入结点60连接到检测器矩阵的一个X(或Y)线。一个第一个短路开关62连接在充电积分器电路输入结点60和电源正极VDD之间。一个第二个短路开关64连接在充电积分器电路输入结点60和电源负极地之间。一个正的恒定电流源66连接到电源正极VDD和充电积分器电路输入结点60，并且经过第一电流源开关68。一个负的恒定电流源70连接到地和充电积分器电路输入结点60，并且经过第二电流源开关72。很显然可以使用其它高的和低的电压线取代VDD和地。
一个第一内部电容器74连接在VDD和充电积分器电路44的输出结点76之间。一个正的电压储能开关78连接在输出结点76和输入结点60之间。一个第二内部电容器80的一个极板经过开关82连接到地，经过开关84连接到充电积分器电路44的输出结点76，其另一个极板经过负电压储能开关86连接到输入结点60，经过开关88连接到VDD。第一和第二内部电容74和80的电容应该为各个检测器矩阵线的电容的一个很小的比例(比如大约10％)。在典型的实施例中，检测器矩阵线的电容大约是10pF，而电容器74和80的电容大约为1pF。
根据本发明的当前的较佳实施例，所使用的方法是差分测量，以增加对噪声干扰的排除，其好处是去除任何低频率公共模式噪声。为了下面的描述，假设所有开关是开的，除非明确指出它们是闭合的。首先经过开关62将检测器矩阵线瞬时短接到VDD，闭合开关78将电容器74与检测器线的电容并联。然后通过开关72使用来自电流源70的一个恒定电流对并联电容器组合进行放电一个固定的时间周期。在固定的时间期间的末尾，打开开关78，从而将检测器矩阵线的电压存储到电容器74。
然后经过开关64将检测器矩阵线瞬时短接到地，闭合开关82和86将电容器80与检测器线的电容并联。闭合开关68，使用来自电流源66的一个恒定电流对并联电容器组合进行充电一个固定的时间周期，该时间与第一个循环的固定时间周期相等。在固定的时间期间的末尾，打开开关86，从而将检测器矩阵线的电压存储到电容器80。
然后将第一个和第二个所测量的电压进行平均。这是通过打开开关82和闭合开关88和84而完成的，这将电容器80与电容器74并联。由于电容器74和80具有同样的电容，在它们上面所得到的电压等于在各个上的电压的平均。这一所得到的值将传送到滤波器电路48-1至48-n中适当的一个。
低频噪声(众所周知为50/60Hz)和它们的谐波表现为一个DC电流分量，它在一个测量中是加上，在另一个测量中是减去。当将两个结果相加时，将噪声分量平均为零。噪声排除的量是进行两个相反的充电和放电循环连续继续的快速程度的一个函数，正如这里将要描述的。选择这种充电积分器电路的一个理由是它允许快速地进行测量。
现在参见图4b，示出了图4a的简化图的充电积分器电路44的一个示意性实施例的一个更加完整的概图。输入结点60通过传输门(pass gate)90和92连接到VDD和地，传输门取代了图4a的开关62和64。传输门90由提供给其控制端的信号ResetUp控制，传输门92由提供给其控制端的信号ResetDn控制。本领域的普通技术人员将会认识到传输门90和92以及其它由图4b中的同一符号表示的传输门可以是普通的CMOS传输门，这在本领域是众所周知的。所公知的是，在传输门的控制端为低时，它断开，而在其控制端为高时它表现为低阻抗连接。
将P-沟道MOS晶体管94和96配置成一个电流镜(current mirror)。P-沟道MOS晶体管94起到电流源66的作用，传输门98起到图4a开关68的作用。信号StepUp控制传输门98的控制输入。
将N-沟道MOS晶体管100和102也配置成一个电流镜。N-沟道MOS晶体管100起到电流源70的作用，传输门104起到图4a开关72的作用。信号StepDn控制传输门104的控制输入。P-沟道MOS晶体管106和N-沟道MOS晶体管108与P-沟道MOS电流镜晶体管96和N-沟道电流镜晶体管102串联。P-沟道MOS晶体管106的控制栅由使能信号EN驱动，它开启P-沟道MOS晶体管106以给电流镜提供能量。这一设备用作一个节能设备，从而在充电积分器电路44不使用时可以关闭它。
N-沟道MOS晶体管108的栅极由一个参考电压Vbias驱动，它设置流经电流镜晶体管96和108的电流。电压Vbias由一个伺服反馈电路设置，下面将参照图10对之详细描述。本领域的普通技术人员将会认识到本实施例允许实时地(通过长时间的固定反馈)进行校正，从而消除了由于检测器环境的改变的任何长期效应。在本发明的当前实施例中，Vbias对于所有充电积分器电路44-1至44-n和44-Vmax和44-Vmin是共同的。
注适当设置MOS晶体管102和108的大小可以提供温度补偿。这是利用下面的事实而完成的，即N-沟道MOS晶体管108的阙值随温度而降低，而同时N-沟道MOS晶体管102和108的迁移率随温度降低。阙值的降低具有增加电流的效应，而迁移率的降低具有减少电流的效应。通过适当地确定器件的大小这些效应可以在工作范围的一个重要的部分上相互抵销。
电容器74的一个极板连接到VDD，另一极板连接到输出结点76，并通过传输门110(图4a中示为开关78)连接到输入结点60。传输门110的控制输入由控制信号SUp驱动。电容器80的一个极板通过传输门112(图4的开关86)连接到输入结点60，通过传输门114(图4a的开关82)连接到VDD。传输门112的控制输入由控制信号SDn驱动，传输门114的控制输入由控制信号ChUp驱动。电容器80的另一个极板通过N-沟道MOS晶体管116(图4的开关82)连接到地，通过传输门118(图4a的开关84)连接到输出结点118。传输门118的控制输入由控制信号Share驱动。
现在参见图4a，4b，和图5的定时图，可以观察到在一个扫描循环中充电积分器电路44的操作。首先，EN(使能)控制信号通过变为0v而激活。它开启电流镜和向充电和放电电流源，MOS晶体管94和100供能。这时，ResetUp控制信号变为高，从而将输入结点60(以及它所连接到的检测器线)短接到VDD。这时SUp控制信号也是高，它将电容器74和输出结点76连接到输入结点60。这种安排保证了工作周期后面的放电部分总是从一个已知的平衡状态开始。
在ResetUp控制信号不再有效时，开始放电过程。StepDn控制信号变为有效，将MOS晶体管100，放电电流源连接到输入结点60和其相连的检测器线。StepDn有效并持续一个所设置的时间长度，负的恒定电流源将检测器线和电容器74的组合的电容进行放电，从而在该时间周期将其电压降低。接着StepDn断开。在一个短时间之后，SUp控制信号变为不再有效，将所测量的电压存储在电容器74中。这就结束了放电周期。
接下来，ResetDn控制信号变为有效，将检测器线与地短接。同时，SDn和ChDn控制信号变为有效，将电容器80连接在地和检测器线之间。将电容器80对地放电，确保下面的充电周期总是从一个已知的状态开始。
在ResetDn控制信号变为不再有效和StepUp控制信号变为有效之后，开始充电周期。在该点上，将电流充电电源，MOS晶体管94连接到检测器线，并通过增加其上的电压提供一个恒定的电流以对检测器线充电。StepUp控制信号变为有效并持续一个所设置的时间长度(最好等于上述周期的时间长度)，以对电容充电，然后将之断开。然后SDn控制信号变为不再有效，在电容器80上留下了所测量的电压。
现在开始平均周期。首先对电容器80上的电压进行电位移动。这可以通过将ChDn控制信号变为不再有效，使得电容器80的一个极板浮动而进行。接着，ChUp控制信号变为有效，将电容器的第二极板连接到VDD。然后，Share控制信号变为有效，将电容器80的第一极板连接到输出结点76，从而使得电容器74和80并联。这具有对两个电容上的电压进行平均的作用，从而去除掉前面所述的公共模式噪声。然后在输出结点76上也得到这一平均电压。
本领域的普通技术人员将会认识到，在放电和充电周期在时间上很接近地进行时，在两个周期中所获得的电压的平均过程中所固有的共同模式噪声取消特性是最有效的。根据本发明，在这样一个时间期间中ChDn和ChUp信号应当相互确立，该时间期间比要取消的噪声的周期的1/4还小，从而利用了本发明的这一特性。
根据本发明，揭示了两个不同的驱动/检测方法。本领域的普通技术人员很容易就会认识到，参照图4a，4b和5所说明的充电积分器电路44可以适应根据这里所揭示的扫描方法之一而操作。
正如对充电积分器电路44的操作的清晰理解，该电路的输出电压只能在一个很短的时间周期中获得，因此易于受到环境噪声的影响。为了减少噪声的这种影响，使用一个切换的电容器滤波器电路48。现在参见图6，示出了可以在本发明中使用的一个示意性切换的电容器滤波器电路48的概图。本领域的普通技术人员将会认识到，这一切换的电容器滤波器电路包括一个输入结点120，具有由Sample控制信号驱动的一个控制输入的传输门122，连接在传输门126的输出和一个固定的电压(诸如地)之间的一个电容器124，以及一个输出结点(它包括连接在电容器124和传输门126的输出之间的公共连接)。在一个典型的实施例中，电容器116具有大约10pF的电容。
正如本领域的普通技术人员所理解的，切换的电容器滤波器48在取样/保持电路部分，其滤波器时间常数是取样周期的K倍，这里K是电容124与其所连接的图4a和4b的充电积分器电路44的电容器74和80的电容之和的比值。该切换的电容器滤波器电路48还减少了系统中的噪声的注入。在较佳实施例中，K＝10/2＝5。本领域的普通技术人员将会认识到，其它类型的滤波器电路，比如RC滤波器可以用于本发明。
现在参见图7，示出了图3的当前的A/D转换器52的较佳装置的一个更详细的框图。A/D转换器的个数小于触摸检测器阵列的线的个数，对A/D转换器的输入进行多路复用以在触摸检测器阵列的多条线之间共享多个A/D转换器的每一个。将图7的装置用于集成电路布局区域将比对每个输入线提供单个A/D转换器更为有效。
在图7的实施例中，对于图2a-2d的检测器阵列10，假设有24条导线。正如图7所示，将取样/保持电路50-1至50-24的输出馈送到模拟多路转换器130的模拟的数据输入。模拟的多路转换器130具有六个输出，每一个驱动一个A/D转换器50-1至52-6的输入。模拟的多路转换器130的内部安排是这样的，四个不同的输入多路复用到一个输出。模拟的多路转换器130已被概念性地示为6个内部多路转换器模块132-1至132-6。
在图7所示的例子中，从取样/保持电路50-1至50-4所取得的输入被多路转换到内部多路转换器132-1的输出，后者驱动A/D转换器52-1；类似地，从取样/保持电路50-5至50-8所取得的输入被多路转换到内部多路转换器132-2的输出，后者驱动A/D转换器52-2；从取样/保持电路50-9至50-12所取得的输入被多路转换到内部多路转换器132-3的输出，后者驱动A/D转换器52-3；从取样/保持电路50-13至50-16所取得的输入被多路转换到内部多路转换器132-4的输出，后者驱动A/D转换器52-4；从取样/保持电路50-17至50-20所取得的输入被多路转换到内部多路转换器132-51的输出，后者驱动A/D转换器52-5；以及从取样/保持电路50-21至50-24所取得的输入被多路转换到内部多路转换器132-6的输出，后者驱动A/D转换器52-6。
模拟的多路转换器130具有一组由总线134示意性表示的控制输入。在图所示的示意性实施例中，内部多路转换器132-1至132-6的每一个是4输入多路转换器，因此控制总线134可以包括一个2位总线用于一个4选1的选择。本领域的普通技术人员将会认识到，图7的安排只是从24通道进行A/D转换的任务的许多特定方案中的一个，也可以采用其它等同的方案。
在一个直接的译码策略中，多路转换器132-1至132-6顺序地将出现在它们第一到第四个输入上的模拟电压分别传送到A/D转换器52-1至52-6的输入上。在A/D转换器52-152-6的输入上确定了模拟值之后，就在共同的A/D控制线136上确立一个CONVERT命令以开始A/D转换过程。
在A/D转换过程完成时，表示输入电压的数字值被存储在寄存器138-1至138-6中。正如在本发明的较佳实施例中，寄存器138-1至138-6每一个可以包括一个2-字寄存器，从而在将第二个字写入该寄存器的同时能够从该寄存器中读出另一个字到算术单元54，使得系统的速度最块。这种寄存器的设计在本领域中是普通的。
现在参见图8，提供了算术单元20的一个更详细的框图。本领域的普通技术人员将会理解，算术单元20处理来自X维和Y维的信息，即来自图1的X输入处理电路16和Y输入处理电路18的信息。
在揭示算术单元20的结构安排之前，理解根据本发明确定一个目标邻近检测器阵列22的质心位置较佳的方法将是有帮助的。
根据本发明的较佳实施例，通过对在检测器阵列10上的各个检测线所测量的电容值进行加权平均可以确定在任一方向上的目标位置。在下面的描述中，使用了X方向，但是本领域的普通技术人员将会认识到，这种描述也可用于确定Y方向的加权平均。众所周知，可以如下确定加权平均

其中ΔCi＝Ci-C0i。Ci是在当前第i条线上测得的电容，C0i是在过了一些时间没有目标存在时在同一个线上测得的值。考虑到这些过去和当前的电容测量值，该位置可以表示为

利用乘法对加法的分配性，可以看出这一表示式等价于

在分子和分母中的负项是偏移值，表示在没有目标出现时的背景值。如果用项ON表示分子偏移值，用OD表示分母偏移值，则公式3可表示为

现在参见图8，可以看出，算术单元20包括X分子和分母累加器150和152和Y分子和分母累加器154和156。X分子和分母累加器150和152以及Y分子和分母累加器154和156的操作数的来源是图1的检测器阵列22的每一方向(X和Y)的寄存器138-1至138-6。X和Y分母累加器152和156将A/D转换的数字结果相加。X和Y分子累加器150和154计算输入数据的加权和而不是直接的和。累加器150，152，154和156可以设计成一个硬件单元或者是在一个微处理器上的软件，这在本领域中很容易理解。
从图8中可以看出，分子累加器150和154计算公式4Σi=0ni×Ci]]>分母累加器152和156计算公式4Σi=0nCi]]>从存储在加法器166，168，170和172中的累加器150，152，154和156的结果中减去X和Y分子和分母偏移寄存器158，160，162和164中的内容。加法器166减去X分子偏移寄存器158中的偏移值ONX。加法器168减去X分母偏移寄存器160中的偏移值ODx。加法器170减去Y分子偏移寄存器162中的偏移值ONY。加法器172减去Y分母偏移寄存器164中的偏移值ODY。分子分母对被除法部件174和176相除以产生X和Y位置数据，框178使用X和Y分母对以产生Z轴(压力)数据。稍后将描述框178所执行的功能。在校正单元180的指挥下，从累加器的内容中取样偏移值ODx，ONx，ODY，和ONY。
本领域的普通技术人员很容易理解，本发明的系统的结构可以以多种方式分布，其中几种包括使用微处理器，它可以在一个主计算机中，本发明的系统与之相连，或者在这里所描述的集成电路和主计算机之间。本发明的实施例也可考虑为其中表示和项的累加的分子和分母值与ON和OD偏移值一起分送到这一处理器中供处理，或者所有的处理由本领域所公知的所编程的微处理器完成。
开始，在系统启动期间，将分子和分母累加器150，152，154和156设置为0。如果使用图7所示的多路复用的A/D转换器，将寄存器138-1的第一个字中的数字化的电压数据(表示取样/保持电路50-1的输出电压)加到累加器的和中，并将其结果存储在该累加器中。连续地，将存贮在寄存器138-2至138-6的第一个字中的数字化的电压数据(分别表示取样/保持电路50-5，50-9，50-17和50-21的输出电压)加到累加器的和中，并将其结果存储在该累加器中。如前所示，在这时，A/D转换器52-1至52-6可以将取样/保持电路50-2，50-6，50-10，50-14，50-18和50-22的输出的电压进行转换并将其数字化值分别存储在寄存器138-1至138-6的第二个字中。
接下来，连续地将存贮在寄存器138-1至138-6的第二个字中的数字化的电压数据(分别表示取样/保持电路50-2，50-6，50-10，50-14，50-18和50-22的输出的电压)加到累加器的和中，并将其结果存储在该累加器中。
接下来，连续地将存贮在寄存器138-1至138-6的第一个字中的数字化的电压数据(分别表示取样/保持电路50-3，50-7，50-11，50-15，50-19和50-23的输出电压)加到累加器的和中，并将其结果存储在该累加器中，接下来将数字化的电压值存储在寄存器138-1至138-6的第二个字中(分别表示取样/保持电路50-4，50-8，50-12，50-16，50-20和50-24的输出电压)。
在这一时间点上，累加器保持所有数字化的电压值的和。现在分别从存储在分子和分母累加器中的值中减去存储在ON和OD偏移寄存器158和164中的数字值。接着在除法器174和176中的除法操作完成加权平均计算。
也可以由外部微处理器进行除法运算，该外部微处理器可以取得存储在累加器中的值或者其自身进行累加。当前由于ON和OD偏移值是由一个外部微处理器导出的，由这一除法运算给该外部微处理器所带来的额外处理开销是最小的。另外，可以在一个芯片中包括一个专用微处理器，以处理这些任务而不偏离这里所揭示的本发明。
上述的处理在1毫秒中发生，并且可以重复进行。当前的鼠标标准是每秒更新位置信息40次，因此本发明的装置可以容易地以这种重复的速率工作。
由于在本发明中所使用的方法的自然属性，因此在本发明的系统中，存在这样一个时机，它能提供额外的噪声免疫而又不要求额外增加硬件。尽管很显然，在上述序列执行之后，可以清除累加器和重复该过程，也可以允许该这些值留在累加器中。如果这样的话，可以实现一个平均函数以进一步滤除噪声。根据本发明的这一方面，进行多次取样，并通过累加器执行，在处理序列的末尾不清除它们。正如在本发明的较佳实施例中，在系统中获得一个除法结果之前处理25个样值，从而极大地减少了瞬间系统噪声尖峰的影响。本领域普通技术人员将会认识到，在清除累加器之前所取的采样的个数受设计时的一些选择的影响，诸如数据获得速率，数据处理速率等。
本发明的系统适应于改变的条件，比如部件老化，由于湿度引起的电容改变，触摸表面的污染等。另外，本发明有效地减少了环境噪声。根据本发明，以三种方式考虑这些效应。首先动态地更新偏移值ON和OD以适应变化的情况。其次提供一个伺服反馈电路以确定用于设置充电积分器电路44-1至44-n的偏置的偏置电压。第三，如前所揭示的，也动态地改变A/D转换器的Vmax和Vmin的参考电压点，以提高信噪比的极限。
现在参见图9，提供了校正单元150的一个框图，该校正单元可以与图8的算术单元一起使用。校正单元150执行一个算法通过试探地确定何时没有手指或其它传导目标邻近触摸检测器阵列22来建立分子和分母偏移值。
如前所揭示的，ON和OD偏移值表示没有目标存在时的阵列电容的基线值。根据本发明这些值也要更新，因为太高或者太低的基线值电平根据误差的符号具有移动目标的外观位置的效应。在没有目标出现在检测器阵列22上时通过选择所读取的值建立这些值。由于没有一个外部方式来“知道”何时没有目标出现在检测器阵列22上，使用根据本发明的另一方面的一个算法来建立和动态地更新这些偏移值。在校正单元观察到一个Z值时，该值是在没有手指出现时的典型的z值，它指示偏移寄存器(图8的158，160，162，和164)从累加器的当前值进行再加载。根据本发明的当前较佳实施例，对更新偏移值的判断是基于X或Y方向的一个上的检测器阵列22的行为，但是在进行该判断时，更新所有4个偏移值(ONx，ODx，ONY，ODY)。在本发明的其它实施例中，更新的判断可以是根据上述的准则独立地对于每一方向进行的。
校正算法通过监视分母累加器值的所选择的一个的变化进行工作。根据本发明，在触摸检测器阵列22的一组导电线的电容变化的灵敏度大于在触摸检测器阵列22的其它一组导电线的电容变化的灵敏度。经验告诉我们，该组对电容变化具有较高灵敏度的导电线是物理地位于在另一方向上的导电线上面的那一组，因此距离该检测器阵列22的触模表面最近。较上的导电线组趋向于部分地屏蔽较下的导电线组在检测器阵列22的表面上出现的电容的变化。
通过将在检测线上的所测得的电容相加获得手指压力。在减去偏移OD之后该值已经出现在分母累加器中。如果该压力超过一个适当的阙值，表示出现一个手指。可通过试验确定这一阙值，它是表面材料和电路定时的一个函数。可以调整该阙值以适应不同用户的要求。
该装置所报告的压力是X和Y方向的分母的一个简单的函数f(XDYD)，正如在图8的框178所实现的。可能的函数包括选择一个较佳的分母值，或者将分母相加。在当前的较佳实施例中，选择两个分母中较小的一个。如果手指轻轻地滑离垫的边缘，这一选择具有使得该压力低于阙值的理想效果，其中X检测器产生有效值，而Y检测器不产生，或者相反。这起到一个电子档板(bezel)的作用，它取代了检测器区域的周边的机械档板。
在图8的例子中，选择Y分母用于监视，因为它最敏感。为了校正算法的目的，将所选择的分母称作Z。这一分母的当前所保存的偏移值称作Oz。
校正算法的目的是跟踪静止Z电平的逐渐变化，同时保证既不校正手指也不校正从噪声引起的瞬间尖峰。正如本领域普通技术人员从下面的描述所能理解的，校正算法能够以数字或模拟硬件的方式或者以软件的方式实现。在由本发明人所试验的当前实际的实施例中，是以软件方式实现的。
在Z值到达校正单元时，将它们通过滤波器182传送。与滤波器182共同工作的历史缓冲区184保持最近Z值一个“运行平均值”。在一个新的Z值到达时，根据下面的公式更新当前的运行平均值Fz新Fz＝α(旧Fz)+(1-α)Z其中α是在0和1之间的一个常数因子，一般接近1，Z是当前Z值。在较佳实施例中，α大约是0.95。其目的是使Fz足够慢地改变以跟随逐渐的变化，不会受到Z的短的扰动的大的影响。
滤波器182从控制单元186中接收一个信号ENABLE。只有在ENABLE确立时基于新的Z值更新运行平均值Fz。如果撤销ENABLE，Fz保持常数，并且不受当前Z的影响。
历史缓冲区184记录Fz的几个最近值。在当前的实施例中，历史缓冲区记录两个先前的Fz值。历史缓冲区可以以一个移位寄存器，循环队列或模拟延迟线实现。在历史缓冲区从控制单元186接收到一个REWIND信号时，它将当前运行平均值Fz恢复为最老的所保存的值。它就好象滤波器182倒回禁止了一段时间，该时间对应于历史缓冲区的深度。历史缓冲区的目的是允许这种回溯禁止。
由绝对差值单元188和190以及比较器192将当前运行平均值Fz与当前的Z值和当前的偏移值Oz进行比较。绝对差值单元188将Z和Fz相减，输出它们的差值的绝对值。绝对差值单元190将Oz和Fz相减，输出它们的差值的绝对值。如果绝对差值单元188的输出小于绝对差值单元190的输出，即Fz离Z比它离Oz更近，则比较器192确立UPDATE信号。在Z的平均值移动到一个新的静止电平时，UPDATE信号总是趋于被确立。在Z从它的正常静止电平进行一个短暂的偏移时它总是趋于不被确立。滤波器常数确定一个偏移的长度，为此目的，它将被认为是“短暂的”。
减法器单元194是一个简单的减法器，它计算Z和Oz的带符号的差值。该减法器实际上与图8的减法器172重复，因此在实际的实现上，可以合并在一起。这一减法器的输出Cz是所校正的Z值，是手指压力的一个估计值。比较器196和198将这一压力值与一个正的和负的阙值进行相比。这些阙值示为ZTH和-ZTH，虽然在实际上不要求它们在幅度上相等。
如果压力信号Cz大于ZTH，确立信号FINGER，表示可能出现一个手指。校正单元所使用的ZTH阙值类似于本系统的其余部分检测手指的存在所使用的阙值，或它可以具有一个不同的值。在当前的实施例中，将校正信号ZTH设置得略小于主ZTH，以使校正单元能够对于手指的出现作出一个稳健的选择。
如果压力信号Cz小于-ZTH，确立信号FORCE。由于有意使Oz等于没有手指出现的Z的静止值，并且手指只能增加检测器的电容，从而Z的值，主要是负的Cz意味着该装置自身对于手指具有不正确的校正，而手指已经移走了。既然手指不再存在，校正逻辑200使用这一事实以强制进行再校正。
控制逻辑186负责防止运行平均值Fz受到在手指出现时产生的X值的影响。在FINGER信号为真时，输出ENABLE信号总是off，而在FINGER信号为假时，总是on。然而在FINGER从假向真过渡时，控制逻辑也产生REWIND信号脉冲。在FINGER从真向假过渡时，控制逻辑在确立ENABLE之前等待一个短的时间(相比于历史缓冲区的深度)。从而，防止在手指出现时运行平均值接着Z，以及在手指出现之前和之后保持一个较短的时间。
校正逻辑200从三个比较器192，196和198的输出中产生信号RECAL。在确立RECAL时，将从当前的累加器值中重新装入偏移寄存器ON和OD。从下面的逻辑表达式中产生RECALRECAL＝FORCE或(UPDATE与(非FINGER))另外，在每次系统被首先初始化时，也有可能在一个较短的周期之后等待充电积分器电路和其它电路稳定，校正逻辑200将确立RECAL。
从控制逻辑186和校正逻辑200的描述中，本领域普通技术人员很显然能够使用普通的逻辑以简单的和常规的逻辑设计配置这些模块。
很显然，对于本领域的任何技术人员来说，所描述的校正算法并不特定于当前发明的电荷积分器和累加器的具体系统。而是它能实现于任一触摸检测器中，该检测器产生接近或压力数据，其中在没有手指或尖刺噪声出现时它最好能维护反映检测器的状态的一个校正点。
现在参见图10，以框图形式显示了在本发明中所使用的一个偏压产生电路46。根据本发明的当前较佳实施例，尽管本领域的普通技术人员可认识到其它装置也是可行的，充电积分器电路44-1至44-n的所有偏置晶体管108(图4b)的栅极连接到一个偏置电压源。还有许多方法可以产生充电积分器电路44-1至44-n所需要的偏置电压。
观察图10可以看出，偏置电压产生电路46是一个强衰减(overdamped)伺服系统。一个接近一个典型的充电积分器电路44-1至44-n的电流源功能的参考电源包括其一个极板接地的电容器204。其另一个极板经过一个第一传输门206接到电源VDD，经过一个第二传输门210到一个电流源晶体管208。滤波器电路212与滤波器电路48-1至48-n相同并受到与滤波器电路48-1至48-n相同的信号控制，将滤波器电路212连接成取样电容器204的电压，其方式与滤波器和取样/保持电路48-1至48-n对检测器阵列22中的检测器导体电容的电压进行取样相同。
将滤波器电路212的输出送到一个微弱互导放大器214的非反向输入端，后者具有一个范围在0.1-0.2μA的偏置电流。互导放大器214的反向输入端被连接到大约为1伏的一个固定电压，该电压例如由二极管216和电阻218产生。互导放大器214的输出被电容器220分流，同时也经过传输门224被电容器222分流。将电容器222选择得比电容器220大很多。在本发明的典型的实施例中，电容器220可以大约0.2pF，电容器222大约10pF。
电容器222连接到N-沟道MOS晶体管226的栅极，晶体管226的漏极连接到P-沟道MOS晶体管228的漏极和栅极，其源极连接到N-沟道MOS晶体管230的漏极和栅极。P-沟道MOS晶体管228的源极连接到VDD，N-沟道MOS晶体管230的源极连接到地。晶体管226和230的共同漏极连接是偏置电压输出结点。
在一个固定电压源(也就是大约2伏)和电容器222之间经过传输门234可以连接一个可选的传输门232。传输门234可以用于在启动时通过将电容器222充电到该固定电压而初始化偏置产生电路200。
在每一取样周期，滤波器电路210进行一次新的采样。如该新的采样不同于前一采样，互导放大器211的输出电压将改变，并且开始充电或放电电容器218到一个新的电压。传输门222短时间接通(也就是大约1微秒)，电容器218和220的电压试着将它们自己进行平均。由于电容器218和220之间的较大规格差别，在传输门222打开时，电容器218在该期间不能够提供足够的电荷以平衡该电压。这一安排防止了从一个周期到另一个周期偏置电压的大的改变。
电容器202看上去应该象一个检测器阵列通道，其值等于一个典型的检测器线的背景电容(也就是没有目标接近或出现在电容部件时的电容)。可以以几种方式形成电容器202。电容器202可以在检测器阵列的一部分中包括一个额外的检测器线，并且配置成逼近一个活跃的检测器线但由一个地平面等与手指电容相屏蔽。另外，电容器202可以是在集成电路中形成或者连接在其上的电容器，并且其所选的值与一个典型的检测器线的相匹配。在这一方面，包括电容器210和滤波器电路210的信号源有些类似产生VMAX和VMIN参考电压的电路，这时它模仿一个典型的检测器线。
另一个可替代的方案是利用一条实际的检测器线设置偏置电压。将在两个端点(end-point)检测器线上所测量的电压进行比较，在理论上，如果一个手指或其它目标接近该检测器阵列，可以选择具有最小值的那一个，它不会出现在位于该阵列的相对边缘上的检测器线上。
本发明的触摸检测器系统的所提高的灵敏度允许更轻的输入手指触摸，使得人们更易使用。所提高的灵敏度也使得使用其他输入设备更方便，例如铁笔等。另外这一灵敏度也可以对较厚的保护层，或不同的材料进行折衷，它们使得制造成本更低。
更好的噪声排除造成使用中的更好的灵活性，并且降低了对假噪声问题的灵敏度。使用两种技术，它们产生最佳的噪声排除的好处。
由于在本发明中采用了驱动和检测技术，数据获取速度比以前的技术提高了30倍。这带来了几个明显的辅助效应。首先，对于同一级别的信号处理，电路在大部分时间可以是断开的，降低了设计中的模拟部分的大约30倍的电力消耗。其次，由于可以利用更多的数据，可以进行诸如滤波和动作识别的更多的信号处理。
本发明所使用的检测器电子电路非常健壮，并且校正过程和系统中的误差。它将来自检测器的电容信息进行处理，产生数字信息提供给一个外部设备，比如一个微处理器。
由于本发明的独特的物理特性，其具有人们比较感兴趣的人机工程应用，这些应用在以前是不可能的。当前的鼠标器或轨迹球在便携式计算机上使用时在物理上不太方便。而本发明提供了一种非常方便的和易于使用的光标位置方案，它可以代替那些设备。
在鼠标器型的应用中，本发明的检测器可以位于通常的位置，比如在便携式计算机的“空格键”的下面。当处于这一位置时，用户的大拇指可以用作检测器上的位置指示器，以控制光标在计算机屏幕上的位置。用户的手指可以不需要离开键盘就可以移动光标。从人机工程学上，这类似于带有轨迹球的MacIntosh Power Book的概念，然而本发明在尺寸上比轨迹球更有利。可以将这一基本思想扩展成在“空格键”下放置两个检测器用于更有特色的控制。
带有光标反馈的计算机显示器是通用应用领域的一个很小的例子，这里显示器可以是光的或LED的，一个LCD显示器或一个CRT。例子还包括在实验室设备上的触摸控制，其中这些设备使用旋钮/按钮/触摸屏的组合。由于这一界面的连接的能力，这些输入中的一个或多个可以结合这里参照本发明所描述的一个输入中去。
消费者电子设备(立体声音响，图形均衡器，混合器)应用常常利用用于滑动电压计的前面板平面区域，因为需要可变的控制。本发明可以在一个小的触摸垫板位置提供这种控制。随着电子家庭系统的普及，越来越需要更紧密和更强大的人机界面。本发明的检测器技术允许一种非常紧密的控制面板。如果使用这种检测器技术，可以形成符合人机工程学上的手持TV/VCR/立体声控制，并且允许更强大的特性。
本发明的检测器可以适合任意表面，并且可以制成检测多个触摸点，使得有可能用于一个更强大的游戏杆。本发明的检测器技术的独特的压力检测能力是这一应用的关键。计算机游戏，遥控(业余爱好者的电子飞机)和机器加工工具的控制是应用的几个例子，这些应用从本发明的检测器技术中获益。
音乐键盘(合成器，电子钢琴)要求对速度敏感的键，它们可以由这种检测器的压力检测能力提供。也具有变调控制和其他滑动开关，它们都可由这一技术替代。一种甚至更独特的应用包括一种乐器，它能作为在一种联合的3维界面上手和手指的位置和压力的函数产生音调。
本发明的检测器技术最好能够检测压在其上面的传导材料。通过在本发明的检测器的表面加上一层覆盖了一层传导材料的紧密绝缘层也可以间接地检测来自所操作的任何目标的压力，而不管其导电性。
由于从这一检测器中可获得大量的信息，这一检测器可以很好地用作虚拟现实机器的一种输入设备。很容易就可想象出这样一种结构，它允许在三维空间中的位置监视，并且对于动作的响应程度(压力)。
尽管已经显示和描述了这一发明的多个实施例和应用，很显然，对于本领域的普通技术人员，他们可作出比上述更多的修改而不偏离这里所揭示的创造性的概念。因此，本发明只受所附的权利要求的限制。
权利要求
1.一种提供表示一个目标在一个两维平面上的位置的电信号的方法，包括下列步骤提供一个检测平面，该检测平面包括安排成相隔开的多个行和列的行导电线和列导电线的导线矩阵，所述检测平面其特征在于在所述行导电线和列导电线的每个上具有一种固有电容，所述电容随着一个目标距离所述行和列导体的接近距离而改变；同时产生第一组数字信号，该组信号正比于在没有目标接近所述检测平面时每一所述行导电线的所述电容的值；同时产生第二组数字信号，该组信号正比于在没有目标接近所述检测平面时每一所述列导电线的所述电容的值；同时产生第三组数字信号，该组信号正比于在一个目标接近所述检测平面时每一所述行导电线的所述电容的值；同时产生第四组数字信号，该组信号正比于在所述目标接近所述检测平面时每一所述列导电线的所述电容的值；计算所述第一组数字信号和所述第三组数字信号之间的差的第一加权平均值；计算所述第二组数字信号和所述第四组数字信号之间的差的第二加权平均值。
2.根据权利要求1的方法，其特征在于同时产生所述第一，第二，第三和第四组数字信号的步骤包括下列步骤在所述电容上施加上一个第一已知电压；以一个固定的电流将所述电容放电一个固定的时间；测量和存储在所述电容上的第一组结果电压；在所述电容上施加上一个第二已知电压；以所述固定的电流将所述电容充电一个固定的时间；测量和存储在所述电容上的第二组结果电压；以及将相应所述第一和第二组结果电压进行平均。
3.根据权利要求1的方法，其特征在于计算所述第一和第二的加权平均的步骤包括下列步骤计算所述第一组数字信号的一个和与一个加权和；计算所述第二组数字信号的一个和与一个加权和；计算所述第三组数字信号的一个和与一个加权和；计算所述第四组数字信号的一个和与一个加权和；通过从所述第三组数字信号的所述加权和中减去所述第一组数字信号的所述加权和计算一个行分子；通过从所述第四组数字信号的所述和中减去所述第二组数字信号的所述和计算一个行分母；用所述行分母去除所述行分子得出表示所述目标在一个行维上的位置的一个行位置数字信号；通过从所述第二组数字信号的所述加权和中减去所述第二组数字信号的所述加权和计算一个列分子；通过从所述第二组数字信号的所述和中减去所述第二组数字信号的所述和计算一个列分母；以及用所述列分母去除所述列分子得出表示所述目标在一个列维上的位置的一个列位置数字信号。
4.根据权利要求3的方法，还包括步骤存储所述第一和第三组数字信号的所述和以及所述加权和作为所述第二和第四组数字信号的一个存储的和以及一个存储的加权和；以及在计算随后的所述行分子和分母以及所述列分子和分母中使用所述存储的和以及所述存储的加权和；使用所述的存储的和以及一个存储的加权和以提供表示所述目标在所述两维平面上的一个随后的位置的一个电信号。
全文摘要
一种近程检测器系统包括一个检测器矩阵阵列，该阵列在连接到检测器垫板的垂直和水平导线上具有一个特征电容。该电容作为目标接近检测器矩阵的距离的一个函数改变。将由于目标的接近而引起的该矩阵在X和Y方向上的每一结点的电容的变化转化成在X和Y方向上的一组电压。由电路对这些电压进行处理以产生表示目标的轮廓的质心的电信号，即其在X和Y维上的位置。利用在这一结构中固有的噪声减少和背景电平设置技术。
文档编号G06F1/16GK1164286SQ95195811
公开日1997年11月5日 申请日期1995年9月1日 优先权日1994年9月2日
发明者T·P·艾伦, D·吉尔列斯皮, R·J·米勒, G·斯坦伯彻 申请人:辛纳普蒂克斯有限公司