专利名称：比较电路以及红外线遥控接收机的制作方法
技术领域：
本发明涉及例如被内置于IC中的、红外线遥控接收机或包含载波的信号的解调器等中的滞后比较电路等比较电路以及红外线遥控接收机。
背景技术：
红外线遥控接收机等的输出电路部中一般使用滞后比较电路(hysteresiscomparator)。滞后比较器具有防止振动(chattering)等电路的误动作的作用。
近年来，节能的要求增强，在红外线遥控接收机中，需要降低待机时(无信号时)的消耗电流。但是，在低偏置电流下，难以驱动负载，希望输出电路中的低电流下的驱动能力的提高。
此外，在如红外线遥控接收机的IC等这样、靠近光电变换元件配置的IC中，由于信号光引起的衍射光、散射光或荧光灯、白炽灯等噪声光，寄生光电二极管(以下为PD)中发生光漏泄电流，成为电流误动作的原因。特别在低电流电路中，漏泄电流的影响变得显著，因此成为问题。
此外，低价格的要求强烈，希望以简单的电路结构而不增大芯片面积的电路。
这里，叙述在低工作电流下也维持输出电路的驱动电流能力，光漏泄电流的影响少，电路规模小的比较电路。
图14表示红外线遥控接收机的方框图。该红外线遥控接收接收机包括fo微调电路101、检波电路102、积分电路103、滞后比较器104等。一般地，从光电二极管(PD)芯片输入的光电流信号(输入电流信号)I_in由集成的接收芯片解调并输出，该输出被连接到控制电子设备的微型计算机等。光电流信号I_in是由30KHz～60KHz左右的决定的载波调制了的ASK信号。接收芯片中，输入的光电流信号由放大器放大，由与载波频率一致的带通滤波器(BPF)取出载波分量，由检波电路检测载波，由积分电路将有载波的时间积分，由滞后比较器判别有无载波并进行数字输出。图15表示各部分的波形。
图16中，作为现有例1，表示公知文献1(日本公开特许公报实开平1-132127号公报(1989年9月7日公开))记载的滞后比较电路。该滞后比较电路包括滞后电压发生电路111、电流电压变换用电阻112(R1)、输出级电路113、比较电路114。比较电路部的输入级由具有NPNTr(Tr晶体管，以下相同)和PNPTr的达林顿连接的差动对构成(QN1、QN2、QP1、QP2)。通过现有例1的结构，提供一种可以实现高输入阻抗，而且可以防止输出电路的误动作的滞后比较电路。
这里，图17表示现有例1的比较电路的方框图。
下面说明现有的滞后比较电路的动作。
(i)待机时Vin＜Vth_H时由于差动对QN2、QP2动作，因此比较电路114的输出电流Iout1成为Iout1＝0，输出级电路113不动作。从而，输出级电路113的输出电流Iout1成为Iout＝0，即，Vo＝Hi。
在滞后电压发生电路111中，Vth_H＝Vbe(D1)+I2·I3+I1·(R2+R3)...(1)。在该情况下，待机时消耗电流变成I1。
(ii)信号输入时Vin＞Vth_H时(为了简单，忽略了各晶体管的基极电流)由于差动对的QN1、QP1动作，因此Iout1＝I1在输出级电路113中，R1·I1＞Vbe(QP5)时，QP5导通，Iout2＝Is·exp(R1·I1/Vt)，，从而Iout＝m·Is·exp(R1·I1/Vt)......(2)(Is晶体管的饱和电流Vt＝kT/qk波尔兹曼常数
q电子的基本电荷T绝对温度m电流镜QN5、QN6的电流比)即，Vo＝Lo。
在滞后电压发生电路111中，Vth_L＝Vbe(D1)+I2·R3......(3)。I1·(R2+R3)变成滞后电压。此时，驱动电流由算式(2)决定。
在现有例1中，比较电路114的待机时消耗电流为I1，驱动电流为算式(2)，低消耗电流化和驱动电流为折衷(trade off)的关系。即，低消耗电流化时，驱动电流也减小。
根据算式(2)，通过增大m可以增大驱动电流，但由于一般输出级的晶体管大，因此芯片尺寸增大，引起成本上升。
此外，根据算式(2)，通过增大R1可以增大驱动电流。下面叙述该情况下的课题。
在遥控接收机用IC等接近于光电变换元件配置的IC中，由于信号光引起的衍射光、散射光或荧光灯、白炽灯等噪声光，寄生PD中发生光漏泄电流，多成为电流误动作的原因。图18表示L(lateral、横向型)PNPTr的结构，图19表示LPNPTr的等效电路。BS、EM、CL分别为基极、发射极、集电极。S1是N型外延层的面积。S2是发射极面积。由于在集成电路的结构上，N型外延层和P型衬底层之间存在作为寄生PD的PDa，因此在PNPTr的基极端子-接地间连接寄生PD。该寄生PD中发生光漏泄电流，从而LPNPTr的基极电流增加，对电路特性带来很大的影响。
图20表示NPNTr的结构，图21表示NPNTr的等效电路。同样，由于N型外延层和P型衬底层之间存在寄生PD，因此NPNTr的集电极端子-接地间连接寄生PD。NPNPTr的集电极电流增加，从而对电路特性带来影响。
在现有例1的电路结构中，滞后比较电路内的差动对输入部的NPNTr的集电极扩散和PNPTr的基极扩散的寄生PD中发生的光漏泄电流由QP1放大为hfe(pnp)倍，因此Ileak＝hfe(pnp)·{Ipd(npn)+Ipd(pnp)}......(4)hfe(pnp)PNPTr的晶体管的电流放大率Ipd(npn)NPNTr集电极扩散中发生的光漏泄电流
Ipd(pnp)PNPTr基极扩散中发生的光漏泄电流。。由于Ileak而在R1中发生压降，所以R1·hfe(pnp)·{Ipd(npn)+Ipd(pnp)}＞Vbe(QP5)......(5)时，QP5导通，Vo产生误动作。
从算式(5)可知，增大R1时，光漏泄电流的影响增大。
发明内容
本发明鉴于上述问题点而完成，其目的在于实现一种(1)可以缓和比较电路的低消耗电流化和驱动能力的交替互换，即使使比较电路低消耗电流，也可以有效地抑制驱动能力的降低，(2)可以抑制芯片面积增大以及成本升高，(3)可以抑制光漏泄电流的影响的比较电路以及红外线遥控接收机。
本发明的比较电路，根据输入电压和阈值的比较结果，取通常模式以及待机模式的其中一个，具有与各模式相应的输出电流值，为了达成上述目的，该电路包括比较单元，将在待机模式时流过比较电路内部的电流称作待机电流，比较上述输入电压和阈值，在其结果为待机模式时，输出上述待机电流；以及放大电路，在通常模式时，放大并输出从上述比较单元输出的上述待机电流。
根据上述结构，在通常模式时，从比较单元输出的待机电流被放大后输出。从而，首先，在待机模式时，通过使待机电流为充分小的值，可以低消耗电流化，另一方面，在通常模式时，该待机电流被放大后输出，所以即使减小待机电流，驱动能力也可以不大降低。而且，由于不增大输出级电路的输出电流的算式(2)的m就可以，所以可以抑制芯片面积增大以及成本上升。此外，由于不增大上述算式(2)的R1就可以，所以可以抑制光漏泄电流的影响。
因此，起到(1)可以缓和比较电路的低消耗电流化和驱动能力的交替互换，即使使比较电路低消耗电流化，也可以有效地抑制驱动能力的降低，(2)可以抑制芯片面积增大以及成本升高，(3)可以抑制光漏泄电流的影响的效果。
此外，本发明的红外线遥控接收机，具有比较电路，该电路根据输入电压和阈值的比较结果，取通常模式以及待机模式的其中一个，具有与各模式相应的输出电流值，为了达成上述目的，该接收机具有上述本发明的比较电路。
根据上述结构，红外线遥控接收机具有上述本发明的比较电路。从而，首先，在待机模式时，通过将待机电流设为充分小的值，可以低消耗电流化，另一方面，在通常模式时，该待机电流被放大后输出，所以即使减小待机电流，驱动能力也可以不太降低。而且，由于不增大输出级电路的输出电流的算式(2)的m就可以，所以可以抑制芯片面积增大以及成本上升。此外，由于不增大上述算式(2)的R1就可以，所以可以抑制光漏泄电流的影响。
因此，起到可以提供一种可降低待机时消耗电流、可增大驱动电流、可降低光漏泄电流的影响的红外线遥控接收机的效果。
本发明的其它的目的、特征以及有点，通过以下所示的记载而十分清楚。此外，本发明的优点通过参照附图的以下的说明变得明白。
图1是表示滞后比较电路的一结构例的方框图。
图2是表示滞后比较电路的一结构例的电路图。
图3是表示滞后比较电路的一结构例的电路图。
图4是表示滞后比较电路的动作波形的图。
图5是表示滞后比较电路的一结构例的电路图。
图6是表示滞后比较电路的一结构例的电路图。
图7是表示滞后比较电路的动作波形的图。
图8是表示滞后比较电路的一结构例的电路图。
图9是表示VPNP晶体管的结构的立体图。
图10是表示VPNP晶体管等效电路的电路图。
图11是表示滞后比较电路的一结构例的电路图。
图12是表示滞后比较电路的一结构例的电路图。
图13是表示滞后比较电路的一结构例的电路图。
图14是现有的红外线遥控接收机整体的结构例的方框图。
图15是表示现有的接收系统信号处理波形的图。
图16是表示现有的滞后比较电路的结构例的电路图。
图17是表示现有的滞后比较电路的结构例的方框图。
图18是表示现有的LPNP晶体管的结构的立体图。
图19是表示现有的LPNP晶体管等效电路的电路图。
图20是表示现有的NPN晶体管的结构的立体图。
图21是表示现有的NPN晶体管等效电路的电路图。
具体实施例方式
这里，叙述将本发明的比较电路应用于红外线遥控接收机的例子。但是，本发明的比较电路也可以应用于红外线遥控接收机以外的各种装置。红外线遥控接收机为如前述的图14所示的结构，其中的滞后比较器104被置换为使用本发明的比较电路的滞后比较电路。
图1表示本方式的比较电路的方框图。比较电路在比较单元11的电流输出级设有电流缓冲电路12(放大电路)，将比较单元11的输出电流Iout1放大(N+1)倍。
图2表示本方式的比较电路的具体的电路图。图3表示使用上述比较电路的滞后比较电路。滞后比较电路包括滞后电压发生电路21、电流电压变换用电阻22、输出级电路23、比较电路24。滞后电压发生电路21、电流电压变换用电阻22、输出级电路23与上述现有例1相同。比较电路24除了设有电流缓冲电路(放大电路)以外与上述现有例1相同。图4表示使用本方式的滞后比较电路的动作波形。
Vth_H是电压Vin上升时的比较器的阈值，Vth_L是Vin降低使得比较器的阈值。
在本方式中，在不输入信号时(待机模式)，不放大电路中流过的电流(待机电流)，在输入了信号时(通常模式)，放大待机电流I1。
本方式是输入电压Vin(在上升时)大于等于阈值(Vth_H)时为通常模式的例子。
本方式与前述的现有例同样，待机时(无信号时)是Vin＜Vth_H(Vin上升时)(时刻ta、tc为止)，或Vin＜Vth_L(Vin下降时)(时刻tb、td以后)、即图4中Vin＜Vth的期间，信号输入时表示Vin＞Vth_H(Vin上升时)(时刻ta、tc以后)，或Vin＞Vth_L(Vin下降时)(时刻tb、td为止)、即图4中Vin＞Vth的期间。
本方式的滞后比较电路中，信号输入时的Vth为Vth_L，待机时(无信号时)的Vth为Vth_H。
比较电路24的输入级为具有第一NPNTr(QN1)和第一PNPTr(QP1)的达林顿连接的差动对，通过设置与第一PNPTr(QP1)进行电流镜连接的第三PNPTr(QP3)而作为电流缓冲电路(放大电路)。
说明本方式的滞后比较电路的动作时，(i)待机时Vin＜Vth_H时由于差动对的QN2、QP2动作，因此Iout1＝0，输出级电路23不动作。从而Iout＝0，即Vo＝Hi。
在滞后电压发生电路21中，Vth_H＝Vbe(D1)+I2·I3+I1·(R2+R3)...(6)。
在该情况下，待机时消耗电流为I1。
(ii)信号输入时Vin＞Vth_H时(为了简单，忽略了各晶体管的基极电流)由于差动对的QN1、QP1动作，因此Iout1＝I1。通过QP1和QP3的电流镜，比较电路24的输出电流被放大为N+1倍，比较电路24的输出电流＝(N+1)Iout1＝(N+1)I1(N为QP1、QP3的电流镜电流比)。
在输出级电路23中，R1·(N+1)·I1＞Vbe(QP5)时，QP5导通，Iout2＝Is·exp{R1·(N+1)·I1/Vt}，从而Iout＝m·Is·exp{R1·(N+1)·I1/Vt}......(7)(Is晶体管的饱和电流Vt＝kT/q
k波尔兹曼常数q电子的基本电荷T绝对温度m电流镜QN5、QN6的电流比)，即Vo＝Lo。
在滞后电压发生电路21中，Vth_L＝Vbe(D1)+I2·R3......(8)。I1·(R2+R3)变成滞后电压。
此时，驱动电流由算式(7)决定。
根据算式(7)，通过本方式的结构，可以将驱动电路放大N+1项部分。即，指数部分(exp)内的(N+1)项的部分，驱动电流被放大exp(R1·N·I1/Vt)倍。此外，QP3仅在信号输入时动作，因此待机时消耗电流为I1。从而，使驱动电流一定时，待机时消耗电流可降低为I1/(N+1)。即，将待机电流(恒流I1)从I1变更为I1/(N+1)(换言之，降低待机电流)时，算式(7)变为Iout＝m·ls·exp{R1·(N+1)·I1/(N+1)/Vt}＝m·ls·exp(R1·I1/Vt)，与算式(2)相同，可以供给与现有例相同的驱动电流。从而，可以维持与现有例相同的驱动电流(Iout一定)，同时降低待机时的消耗电流。
此时，光漏泄电流在QN1集电极、QP1、QP3基极发生，变成Ileak＝hfe(pnp)·{Ipd(npn)+(N+1)·Ipd(pnp)}......(9)hfe(pnp)PNPTr的晶体管的电流放大率Ipd(npn)NPNTr集电极扩散中发生的光漏泄电流Ipd(pnp)PNPTr基极扩散中发生的光漏泄电流。由于Ileak，在R1中发生压降R1·Ileak。即，R1·Ileak＝R1·hfe(pnp)·{Ipd(npn)+(N+1)·Ipd(pnp)}。
该电压降超过Vbe(QP5)，即R1·Ileak＞Vbe(QP5)，换言之，变成R1·hfe(pnp)·{Ipd(npn)+(N+1)·Ipd(pnp)}＞Vbe(QP5)......(10)时，QP5导通，Vo产生误动作。
从而，恒流I1原样为I1，电阻R1的值设定为R1/(N+1)(即降低电阻值)时，算式(7)变成Iout＝m·Is·exp{R1/(N+1)·(N+1)·I1/Vt}＝m·Is·exp(R1·I1/Vt)，可以将驱动电流值设定为与现有例的驱动电流值(算式(2))相同的值。
将电阻R1降低为R1/(N+1)时，通过将由前述的表示R1·Ileak的算式将R1置换为R1/(N+1)，由于光漏泄电流而在电阻中发生的电压降为R1/(N+1)·Ileak＝R1·hfe(pnp)·{Ipd(npn)/(N+1)+Ipd(pnp)}，在现有例中与通过光漏泄电流而在电阻中发生压降的算式(5)(将漏泄电流设为Ileak0)比较时，变成R1·Ileak0-R1/(N+1)·Ileak＝R1·hfe(pnp)·Ipd(npn)·N/(N+1)，可知电压降仅降低了这部分。从而，由于某一照度的干扰光而发生了光漏泄电流Ipd(npn)、Ipd(pnp)的情况下，与现有例相比，难以达到QP5导通而开始误动作的电压，因此可以降低光漏泄电流的影响。
在实际的电路设计中，考虑待机时消耗电流、驱动电流、光漏泄电流的影响，将I1、Iout、R1设定为任意的值。
叙述另一个的结构例。图5表示本方式的比较电路的具体的电路图。图6表示使用了上述比较电路的滞后比较电路。滞后比较电路具有滞后电压比较电路31、电流电压变换用电阻32、输出级电路33、比较电路34。图7表示使用了本方式的滞后比较电路的动作波形。
本方式是输入电压Vin(在上升时)大于等于阈值(Vth_H)时为通常模式的例子。
本方式与图2的结构相反，待机时(无信号时)是Vin＞Vth_L(Vin下降时)(时刻te、tg为止)，或Vin＞Vth_H(Vin上升时)(时刻tf、th以后)、即图7中Vin＞Vth的期间，
信号输入时表示Vin＜Vth_L(Vin下降时)(时刻te、tg以后)，或Vin＜Vth_H(Vin上升时)(时刻tf、th为止)、即图7中Vin＜Vth的期间。
本方式的滞后比较电路中，信号输入时的Vth为Vth_H，待机时(无信号时)的Vth为Vth_L。
比较电路34的输入级为具有PNPTr和NPNTr的达林顿连接的差动对，通过设置与第一PNPTr电流镜连接的第三NPNTr而作为电流缓冲电路(放大电路)。
图6的结构为图2的上下对称的结构。
说明本方式的滞后比较电路的动作时，(i)待机时Vin＞Vth_H时由于差动对的QP12、QN12动作，因此Iout1＝0，输出级电路33不动作。从而Iout＝0，即Vo＝Lo。
在滞后电压发生电路31中，成为Vth_L＝Vcc-{Vbe(D1)+I2·I3+I1·(R2+R3)}...(11)。
在该情况下，待机时消耗电流变成I1。
(ii)信号输入时Vin＜Vth_H时(为了简单，忽略了各晶体管的基极电流)由于差动对的QP11、QN11、QN13动作，因此Iout1＝I1。通过QP1和QP3的电流镜，比较电路的输出电流被放大为N+1倍，比较电路24的输出电流＝(N+1)Iout1＝(N+1)I1(N为QN11、QN13的电流镜电流比)。
在输出级电路33中，R1·(N+1)·I1＞Vbe(QN15)时，QN15导通，Iout2＝Is·exp{R1·(N+1)·I1/Vt}，从而Iout＝m·Is·exp{R1·(N+1)·I1/Vt}......(12)(Is晶体管的饱和电流Vt＝kT/qk波尔兹曼常数q电子的基本电荷T绝对温度m电流镜QN5、QN6的电流比)，即Vo＝Hi。
在滞后电压发生电路31中，变成Vth_H＝Vcc-{Vbe(D1)+I2·R3......(13)。I1·(R2+R3)变成滞后电压。
此时，驱动电流由算式(12)决定。
根据算式(12)，通过本方式的结构，可以将驱动电路放大N+1项部分。即，指数部分(exp)内的(N+1)项的部分，驱动电流被放大exp(R1·N·I1/Vt)倍。此外，QN13仅在信号输入时动作，因此待机时消耗电流为I1。从而，使驱动电流一定时，待机时消耗电流可降低为I1/(N+1)。即，将待机电流(恒流I1)从I1变更为I1/(N+1)(换言之，降低待机电流)时，算式(12)变成Iout＝m·Is·exp{R1·(N+1)·I1/(N+1)/Vt}＝m·Is·exp(R1·I1/Vt)，与算式(2)相同，可以供给与现有例相同的驱动电流。从而，可以维持与现有例相同的驱动电流(Iout一定)，同时降低待机时的消耗电流。
此时，光漏泄电流在QP11集电极发生，成为hfe(npn)·hfe(pnp)倍。QN11、QN13集电极中发生的部分不影响R1。即Ileak＝hfe(npn)·hfe(pnp)·Ipd(pnp)......(14)
hfe(npn)NPNTr的晶体管的电流放大率hfe(pnp)PNPTr的晶体管的电流放大率Ipd(pnp)PNPTr基极扩散中发生的光漏泄电流。由于Ileak，在R1中发生电压降R1·Ileak。即R1·Ileak＝R1·hfe(npn)·hfe(pnp)·Ipd(pnp)。
该压降超过Vbe(QP5)，即R1·Ileak＞Vbe(QP5)，换言之，变成R1·hfe(pnp)·hfe(pnp)·Ipd(pnp)＞Vbe(QP5)......(15)时，QP5导通，Vo产生误动作。
从而，恒流I1原样为I1，电阻R1的值设定为R1/(N+1)(即降低电阻值)时，算式(12)变成Iout＝m·Is·exp{R1/(N+1)·(N+1)·I1/Vt}＝m·Is·exp(R1·I1/Vt)，可以将驱动电流值设定为与现有例的驱动电流值(算式(2))相同的值。
将电阻R1降低为R1/(N+1)时，通过由前述的表示R1·Ileak的算式将R1置换为R1/(N+1)，光漏泄电流而在电阻中发生的电压降变成R1/(N+1)·Ileak＝R1·hfe(npn)·hfe(pnp)·Ipd(pnp)/(N+1)，在现有例中与通过光漏泄电流而在电阻中发生压降比较时，变成R1·Ileak-R1/(N+1)·Ileak＝R1·Ileak·N/(N+1)＝R1·hfe(pnp)·Ipd(npn)·N/(N+1)，可知电压降仅降低了这部分。从而，由于某一照度的干扰光而发生了光漏泄电流Ipd(npn)、Ipd(pnp)的情况下，与现有例相比，难以达到QP5导通而开始误动作的电压，因此可以降低光漏泄电流的影响。
下面叙述另一个结构例。图8表示本方式的比较电路。这是在图2的结构中，将QP1、QP2、QP3设为纵向型(vertical)PNP结构(以下VPNP)的结构。关于电路动作，与图2的情况同样。
这里，叙述光漏泄电流的影响。
图9表示VPNPTr的结构，图10表示VPNPTr的等效电路。BS、EM、CL分别是基极、发射极、集电极。以下同样。S1是N型外延层的面积。S2是发射极面积。N型外延层和P型衬底层之间存在作为寄生PD的PDa，但在VPNPTr结构的情况下，N型外延层仅提供电位(一般为Vcc)，光漏泄电流不影响Tr动作。基极扩散(N)和发射极扩散(P)之间也存在寄生PD，但由于基极扩散面积小，因此与LPNPTr相比，非常小。从而，本结构的光漏泄电流为Ileak＝hfe(pnp)·Ipd(npn)......(16)hfe(pnp)PNPTr的晶体管的电流放大率Ipd(npn)NPNTr集电极扩散中发生的光漏泄电流，可以降低光漏泄电流的发生，并可以降低误动作。
下面叙述另一个结构例。图11表示本结构的比较电路。这是在图5的结构中，将QP11、QP12设为VPNP结构的结构。关于电路动作，与图2的情况同样。
QP11由于是VPNP结构而不发生光漏泄电流。QN11、QN13集电极中发生的部分不影响R1。从而，本结构的光漏泄电流为Ileak＝0......(17)，可以降低光漏泄电流的发生，并可以降低误动作。
下面叙述另一个结构例。图12表示本结构的比较电路。这是在图2的结构中，设有与作为差动对的反侧的第二PNPTr的QP2进行电流镜连接的第四PNPTr——QP4，使各个电流镜电流比相等。
在图2的情况下，仅差动对的一侧，PNPTr被放大N+1倍，因此，差动对QN1、QN2中发生偏移电压Vos。即Vbe＝Vt·ln(Ic/Is)(Vbe晶体管的基极-发射极电压Vt＝kT/qk波尔兹曼常数q电子的基本电荷T绝对温度Is晶体管的饱和电流
Ic晶体管的集电极电流)，各晶体管的Is、hfe(pnp)相等时，偏移电压Vos为Vos＝Vbe(QN1)-Vbe(QN2)＝Vt·ln{(N+1)·I1/(hfe(pnp)·Is)}-Vt·ln{I1/(hfe(pnp)·Is)}＝Vt·ln(N+1)......(18)，发生偏移电压。
另一方面，在图12的情况下，为Vos＝Vbe(QN1)-Vbe(QN2)＝Vt·ln{(N+1)·I1/(hfe(pnp)·Is)}-Vt·ln{(N+1)·I1/(hfe(pnp)·Is)}＝Vt·ln1＝0......(19)，在没有元件的不匹配的情况下，在理想上不发生偏移电压(offset voltage)。
下面叙述另一个结构例。图13表示本结构的比较电路。这是在图5的结构中，设有与作为差动对的反侧的第二NPNTr的QN12进行电流镜连接的第四PNPTr——QN14，使各个电流镜电流比相等。
偏移电压Vos成为Vos＝Vbe(QP11)-Vbe(QP12)＝Vt·ln{(N+1)·I1/(hfe(npn)·Is)}-Vt·ln{(N+1)·I1/(hfe(npn)·Is)}＝Vt·ln1＝0.......(20)，在没有元件的不匹配的情况下，在理想上不发生偏移电压。
此外，本实施方式的比较电路在输入电压上升时被输入小于等于上升用的阈值Vth_H的输入电压时，以及在输入电压下降时被输入小于等于下降用的阈值Vth_L的输入电压时为待机模式，在上述输入电压上升时被输入大于上升用的阈值Vth_H的输入电压时，以及在上述输入电压下降时被输入大于下降用的阈值Vth_L的输入电压时为通常模式。
根据上述，除了本实施方式的比较电流起到的效果之外，还可以以简单的结构，降低待机时消耗电流、增大驱动电流、降低光漏泄电流的影响。
此外，本实施方式的比较电路也可以在输入电压上升时被输入大于等于上升用的阈值Vth_H的输入电压时，以及在输入电压下降时被输入大于等于下降用的阈值Vth_L的输入电压时为待机模式，在上述输入电压上升时被输入小于上升用的阈值Vth_H的输入电压时，以及在上述输入电压下降时被输入小于下降用的阈值Vth_L的输入电压时为通常模式。
根据上述，除了本实施方式的比较电流起到的效果之外，还可以以简单的结构，降低待机时消耗电流、增大驱动电流、降低光漏泄电流的影响。
此外，本实施方式的比较电路也可以构成为，上述放大电路具有与上述第二差动对的第二PNP晶体管电流镜连接的第四PNP晶体管，使上述第一、第二差动对的电流镜电流比相等。
根据上述，除了本实施方式的比较电流起到的效果之外，还可以降低差动对的偏移电压。
此外，本实施方式的比较电路中，放大电路也可以包括第一差动对，输入输入电流，具有与第一PNP晶体管和第一NPN晶体管的达林顿连接；第二差动对，输入比较电路的阈值，具有与第二PNP晶体管和第二NPN晶体管的达林顿连接；以及第三NPN晶体管，与上述第一NPN晶体管电流镜连接。
根据上述，除了本实施方式的比较电流起到的效果之外，还可以以简单的结构，降低待机时消耗电流、增大驱动电流、降低光漏泄电流的影响。
此外，本实施方式的比较电路也可以构成为，上述放大电路具有与上述第二差动对的第二NPN晶体管进行电流镜连接的第四NPN晶体管，使上述第一、第二差动对的电流镜电流比相等。
根据上述，除了本实施方式的比较电流起到的效果之外，还可以降低差动对的偏移电压。
此外，本实施方式的比较电路中，上述PNP晶体管也可以为纵向型PNP结构。
根据上述，上述PNP晶体管为纵向型PNP结构。从而，除了本实施方式的比较电流起到的效果之外，还可以降低光漏泄电流的影响。
以上，本实施方式的比较电路也可以构成为在本身的电流输出级设置(连接)电流缓冲电路。由此，可以降低待机时消耗电流、增大驱动电流、降低光漏泄电流的影响。
此外，本实施方式的比较电路也可以构成为，将本身的输入级设为具有与NPNTr和PNPTr的达林顿连接的差动对，并设置与第一PNPTr进行电流镜连接的第三PNPTr，从而设为电流缓冲电路。由此，可以以简单的结构，降低待机时消耗电流、增大驱动电流、降低光漏泄电流的影响。
此外，也可以构成为设置与上述差动对的反侧的第二PNPTr电流镜电解的第四PNPTr，使各个电流镜电流比相等。由此，可以降低差动对的偏移电压。
此外，本实施方式的比较电路也可以构成为，将本身的输入级设为具有与PNPTr和NPNTr的达林顿连接的差动对，并设置与第一NPNTr进行电流镜连接的第三NPNTr，从而形成电流缓冲电路。由此，可以以简单的结构，降低待机时消耗电流、增大驱动电流、降低光漏泄电流的影响。
此外，也可以构成为设置与上述差动对的反侧的第二NPNTr进行电流镜连接的第四NPNTr，使各个电流镜电流比相等。由此，可以降低差动对的偏移电压。
此外，本实施方式的比较电路也可以构成为将上述电流镜的电流比设为1∶N。由此，可以使上述效果为N+1倍。
此外，本实施方式的比较电路也可以构成为使上述PNPTr形成为VPNPTr结构。由此，可以降低光漏泄电流的影响。
此外，也可以由本实施方式的比较电路、电流电压变换用电阻R、输出级电路、滞后电压发生电路构成滞后比较电路。由此，可以提供一种降低待机时消耗电流、增大驱动电流、降低光漏泄电流的影响的滞后比较电路。
发明的详细的说明项中进行的具体的实施方式或实施例毕竟用于使本发明的技术内容明确，不应仅限定于这样的具体例来狭义地解释，但在本发明的精神和记载的发明权利要求的范围内，可以各种变更来实施。
权利要求
1.一种比较电路，根据输入电压和阈值的比较结果，取通常模式以及待机模式的其中一个，具有与各模式对应的输出电流值，其特征在于，该电路包括比较单元，在将待机模式时流过比较电路内部的电流称作待机电流时，比较上述输入电压和阈值，在其结果为待机模式时，输出上述待机电流；以及放大电路，在通常模式时，放大并输出从上述比较单元输出的上述待机电流。
2.如权利要求1所述的比较电路，其特征在于，在上述输入电压上升时被输入小于等于上升用的阈值Vth_H的输入电压时，以及在上述输入电压下降时被输入小于等于下降用的阈值Vth_L的输入电压时为待机模式，在上述输入电压上升时被输入比上升用的阈值Vth_H大的输入电压时，以及在上述输入电压下降时被输入比下降用的阈值Vth_L大的输入电压时为通常模式。
3.如权利要求1所述的比较电路，其特征在于，在上述输入电压上升时被输入大于等于上升用的阈值Vth_H的输入电压时，以及在上述输入电压下降时被输入大于等于下降用的阈值Vth_L的输入电压时为待机模式，在上述输入电压上升时输入比上升用的阈值Vth_H小的输入电压时，以及在上述输入电压下降时输入比下降用的阈值Vth_L小的输入电压时为通常模式。
4.如权利要求1所述的比较电路，其特征在于，上述放大电路包括第一差动对，被输入上述输入电压，具有与第一NPN晶体管和第一PNP晶体管的达林顿连接；第二差动对，被输入比较电路的阈值，具有与第二NPN晶体管和第二PNP晶体管的达林顿连接；以及第三PNP晶体管，与上述第一PNP晶体管进行电流镜连接。
5.如权利要求4所述的比较电路，其特征在于，上述放大电路构成为包括与上述第二差动对的第二PNP晶体管进行电流镜连接的第四PNP晶体管，使上述第一、第二差动对的电流镜电流比相等。
6.如权利要求1所述的比较电路，其特征在于，上述放大电路包括第一差动对，被输入了输入电压，具有与第一PNP晶体管和第一NPN晶体管的达林顿连接；第二差动对，被输入比较电路的阈值，具有与第二PNP晶体管和第二NPN晶体管的达林顿连接；以及第三NPN晶体管，与上述第一NPN晶体管进行电流镜连接。
7.如权利要求6所述的比较电路，其特征在于，上述放大电路构成为包括与上述第二差动对的第二NPN晶体管进行电流镜连接的第四NPN晶体管，使上述第一、第二差动对的电流镜电流比相等。
8.如权利要求4所述的比较电路，其特征在于，上述PNP晶体管为纵向型PNP结构。
9.如权利要求5所述的比较电路，其特征在于，上述PNP晶体管为纵向型PNP结构。
10.如权利要求6所述的比较电路，其特征在于，上述PNP晶体管为纵向型PNP结构。
11.如权利要求7所述的比较电路，其特征在于，上述PNP晶体管为纵向型PNP结构。
12.一种红外线遥控接收机，具有比较电路，该电路根据输入电压和阈值的比较结果，取通常模式以及待机模式的其中一个，具有与各模式对应的输出电流值，其特征在于，该接收机具有权利要求1～11的任何一项所述的比较电路。
全文摘要
本发明的比较电路包括比较单元以及电流缓冲电路，通常模式时，从上述比较单元输出的待机电流由上述电流缓冲电路放大规定倍，在待机模式时，不放大从上述比较单元输出的上述待机电流。
文档编号G08C23/04GK1848680SQ20061007364
公开日2006年10月18日 申请日期2006年4月13日 优先权日2005年4月14日
发明者竹内升, 井上高广 申请人:夏普株式会社