聚焦控制装置和跟踪控制装置的制作方法

专利名称：：聚焦控制装置和跟踪控制装置的制作方法
技术领域：
：本发明涉及用于使用半导体激光器等的激光在光盘上进行信息的记录和再现的光盘装置的聚焦控制装置和跟踪控制装置。
背景技术：
：一般，用于光盘装置的聚焦控制装置和跟踪控制装置，是在光盘上记录或再现信息的重要装置。这种聚焦控制装置中，为了在即使光盘变动、或光盘装置振动时也能够进行准确的记录再现，必须将光盘的记录面和出射光的焦点之间的偏差控制在例如±0.5微米(um)以内的高精度。因此，需要使聚焦控制装置的环路增益特性始终与期望的特性匹配。并且，在跟踪控制装置中，为了即使在光盘的轨道上存在偏芯等，也可进行准确的记录和再现，必须将光盘上的轨道和光点的偏差控制在例如±0.1微米(um)以内的高精度。因此，通常需要使跟踪控制装置的环路增益特性与希望的特性匹配。但是，因聚焦误差信号和跟踪误差信号的检测灵敏度和聚焦致动器(actuator)与跟踪致动器的灵敏度的偏差，进一步存在因温度变化、时间变化而难以保证期望的环路增益特性的问题。针对这种问题，公开了通过光学式记录再现装置来调整环路增益特性的技术(例如参照日本特开平4-49530号公报)，该光学式记录再现装置具有控制误差信号检测单元，检测出光束的微小光点和控制目标位置之间的偏差；伺服单元，将光束的微小光点移动到控制目标位置进行保持；干扰信号产生单元，将干扰信号赋加到伺服环路；检测出对赋加到伺服环路中的干扰信号响应的信号之复数振幅的单元；运算单元，根据复数振幅检测单元的输出，检测出预先存储的来自赋加到伺服环路中的干扰信号之复数振幅值的伺服环路的相位及增益特性；以及调整单元，根据来自运算单元的输出，使伺服环路的相位及增益特性变化。该技术中，检测出对赋加到伺服环路中的干扰信号响应的信号之复数振幅，并利用该复数振幅和预先存储的赋加到伺服环路中的干扰信号的复数振幅值，使伺服环路的相位及增益特性变化，从而将伺服环路的相位及增益特性调整为期望的特性。若使用该技术，可以通过较少的电路结构来高速高精度地测量伺服环路的增益及相位特性，进一步，由于可以通过调整伺服环路的增益及相位特性而使伺服环路的特性为预定的值，所以可以实现稳定的伺服特性。但是，上述技术中，可以看出依赖于预先存储的预定的复数振幅值的值(这里，所谓值是指预定的复数振幅值的相位和振幅)，聚焦控制装置和跟踪控制装置的伺服环路特性的调整中产生了误差。尤其，在构成了干扰信号产生单元，使其将把周期函数(正弦函数)的一个周期在时间上N等分来保存的干扰值组依次相加的情况下，可以看出分割数N的值越小，调整误差越大。另外，在为了进行光盘的高密度化和高耐振化而需要进行伺服环路特性的宽频带化的情况下，若周期函数的频率升高、干扰信号产生单元的干扰值组的相加频率变为相同，则实质上分割数N变小。进一步，在为了节省电能使运算单元的动作速度变慢的情况下，必须减小该分割数N。其结果，调整误差变大。这样，今后，若促进光盘的高密度化和高耐振动化、设备的省电化，则存在聚焦控制装置和跟踪控制装置的伺服环路特性的调整误差变大的问题。
发明内容本发明的目的是，提供一种聚焦控制装置和跟踪控制装置，可以高精度地调整聚焦伺服系统的增益和跟踪伺服系统的增益，可以高精度地调整为期望的环路增益特性。本发明的聚焦控制装置，包括传感器单元，接收来自光盘的反射光，输出多个传感信号；误差信号复合单元，对多个传感信号进行运算复合，生成聚焦误差信号；运算单元，其具有误差输入部，根据聚焦误差信号生成聚焦误差值组；干扰相加部，在由误差输入部生成的聚焦误差值组上加上具有周期性的第一干扰值组后，进行输出；相位补偿部，对干扰相加部的输出至少进行相位补偿运算和对应于放大运算增益的放大运算，生成驱动值组；驱动输出部，根据驱动值组，生成驱动信号；响应检测部，根据由误差输入部生成的聚焦误差值组、与第一干扰值组具有相同周期性的第二干扰值组、和与第二干扰值组具有相同周期性且与第二干扰值组相位不同的第三干扰值组，来检测出检测复数振幅值；以及增益改变部，改变放大运算增益；驱动单元，输出与驱动信号实质上成正比的驱动电流；聚焦致动器，根据驱动电流来驱动物镜；增益改变部根据检测复数振幅值、预定的复数振幅值、和校正预定的复数振幅值的校正复数值，来改变放大运算增益；校正复数值的相位与干扰相加部的第一干扰值组的相位实质上相同。下面，将该结构的聚焦控制装置称作第一聚焦控制装置。另外，本发明的聚焦控制装置，包括传感器单元，接收来自光盘的反射光，输出多个传感信号；误差信号复合单元，对多个传感信号进行运算复合，生成聚焦误差信号；运算单元，其具有误差输入部，根据聚焦误差信号生成聚焦误差值组；干扰相加部，在由误差输入部生成的聚焦误差值组上加上具有周期性的第一干扰值组后，进行输出；相位补偿部，对干扰相加部的输出至少进行相位补偿运算和对应于放大运算增益的放大运算，生成驱动值组；驱动输出部，根据驱动值组，生成驱动信号；响应检测部，根据由误差输入部生成的所述聚焦误差值组、与第一干扰值组具有相同周期性的第二干扰值组、和与第二干扰值组具有相同周期性且与第二干扰值组相位不同的第三干扰值组，来检测出检测复数振幅值；以及增益改变部，根据检测复数振幅值和预定的复数振幅值，改变放大运算增益；驱动单元，输出与驱动信号大致成正比的驱动电流；聚焦致动器，根据驱动电流来驱动物镜；增益改变部根据检测复数振幅值、预定的复数振幅值、和校正预定的复数振幅值的校正复数值，来改变放大运算增益；校正复数值的相位与干扰相加部的所述第一干扰值组的反相位实质上相同。下面，将该结构的聚焦控制装置称作第二聚焦控制装置。本发明的跟踪控制装置，包括传感器单元，接收来自光盘的反射光，并输出多个传感信号；误差信号复合单元，对多个传感信号进行运算复合，生成跟踪误差信号；运算单元，其具有误差输入部，根据跟踪误差信号，生成跟踪误差值组；干扰相加部，在由误差输入部生成的跟踪误差值组上加上具有周期性的第一干扰值组，然后进行输出；相位补偿部，对干扰相加部的输出至少进行相位补偿运算和对应于放大运算增益的放大运算，生成驱动值组；驱动输出部，根据驱动值组，生成驱动信号；响应检测部，根据由误差输入部生成的跟踪误差值组、与第一干扰值组具有相同周期性的第二干扰值组、和与第二干扰值组具有相同周期性且与第二干扰值组相位不同的第三干扰值组，来检测出检测复数振幅值；以及增益改变部，改变放大运算增益；驱动单元，输出与驱动信号大致成正比的驱动电流；跟踪致动器，根据驱动电流来驱动物镜；增益改变部根据检测复数振幅值、预定的复数振幅值、和校正预定的复数振幅值的校正复数值，来改变放大运算增益；校正复数值的相位与干扰相加部的第一干扰值组的相位实质上相同。下面，将该结构的跟踪控制装置称作第一跟踪控制装置。另外，本发明的跟踪控制装置，包括传感器单元，接收来自光盘的反射光，并输出多个传感信号；误差信号复合单元，对多个传感信号进行运算复合，生成跟踪误差信号；运算单元，其具有误差输入部，根据跟踪误差信号，生成跟踪误差值组；干扰相加部，在由误差输入部生成的跟踪误差值组上加上具有周期性的第一干扰值组，然后进行输出；相位补偿部，对干扰相加部的输出至少进行相位补偿运算和对应于放大运算增益的放大运算，生成驱动值组；驱动输出部，根据驱动值组，生成驱动信号；响应检测部，根据由误差输入部生成的跟踪误差值组、与第一干扰值组具有相同周期性的第二干扰值组、和与第二干扰值组具有相同周期性且与第二干扰值组相位不同的第三干扰值组，来检测出检测复数振幅值；以及增益改变部，改变放大运算增益；驱动单元，输出与驱动信号大致成正比的驱动电流；跟踪致动器，根据驱动电流来驱动物镜；增益改变部根据检测复数振幅值、预定的复数振幅值、和校正预定的复数振幅值的校正复数值，来改变放大运算增益；校正复数值的相位与干扰相加部的第一干扰值组的反相位实质上相同。下面，将该结构的跟踪控制装置称作第二跟踪控制装置。图1是表示本实施方式的聚焦控制装置结构的框图；图2是表示在本实施方式的聚焦控制装置上设置的运算器结构的框图；图3是表示本实施方式的聚焦控制装置的动作的流程图；图4是说明在本实施方式的聚焦控制装置的运算器上设置的增益改变器的动作用的聚焦伺服系统的框线图；图5是说明在本实施方式的聚焦控制装置的运算器上设置的增益改变器的动作用的曲线图；图6是表示本实施方式的跟踪控制装置的结构框图；图7是表示在本实施方式的跟踪控制装置上设置的运算器结构的框图；图8是表示本实施方式的跟踪控制装置的动作的流程图；图9是说明在本实施方式的跟踪控制装置的运算器上设置的增益变换器的动作用的跟踪伺服系统的框线图；图10是说明在本实施方式的跟踪控制装置的运算器上设置的增益变换器的动作用的曲线图。具体实施例本发明的聚焦控制装置如上所述，包括光传感器单元、误差信号复合单元、运算单元、驱动单元和聚焦致动器。运算单元进一步具有误差输入部、干扰运算部、相位补偿部、驱动输出部、响应检测部和增益改变部。另外，对于运算单元的增益改变部之外，也可以是公知的任意结构。误差输入部根据由光传感器单元和误差信号复合单元生成的聚焦误差信号生成聚焦误差值群。聚焦误差值群可以通过对聚焦误差信号以预定的时间间隔进行取样处理来生成。取样处理通常以一定的时间间隔来进行。干扰相加部通过将有周期性的第一干扰值组加到由误差输入部生成的聚焦误差值群后输出。有周期性的第一干扰值组与表示通过对预定的周期函数以预定的时间间隔来进行取样处理生成的等级状的函数值的数值群概念上相同。另外，下面，将上述周期函数简记为干扰生成函数。所谓相加聚焦误差值群和第一干扰值组是指一个接一个地依次相加构成在时间上同步的聚焦误差值群的聚焦误差值和构成第一干扰值组的干扰值而生成干扰相加误差值群。相位补偿部通过对干扰相加部的输出至少进行相位补偿运算和对应于放大运算增益的放大运算来生成驱动值群。详细地，对一个聚焦误差值依次生成一个驱动值。另外，放大运算增益通过响应检测部和增益改变来决定。驱动输出部根据由相位补偿部生成的驱动值群来生成驱动信号，并将驱动信号输出到驱动单元。响应检测部根据由误差输入部生成的聚焦误差值群、与第一干扰值组具有相同的周期的第二干扰值组、与第二干扰值组具有同一周期，与第二干扰值组相位不同的第三干扰值组来检测出检测复数振幅值。与上述第一干扰值组的情况相同地定义具有周期性的第二干扰值组和具有周期性的第三干扰值组。所谓与第一干扰值组具有相同周期性是指与第一干扰值组的周期相同。另外，在第二干扰值组和第三干扰值组与第一干扰值组中，振幅和相位也可不同。这里，说明第一～第三干扰值组的振幅和相位。通过干扰生成函数的振幅和对干扰生成函数进行取样处理和0阶保持处理的传递函数求出第一～第三干扰值组的干扰值组的振幅。通过干扰生成函数的相位和对干扰生成函数进行取样处理和0阶保持处理的传递函数求出第一～第三干扰值组的干扰值组的相位。在本说明书中，第一～第三干扰值组的相位是指以干扰生成函数相对第一干扰值组的相位为基准(相位为零)的相位差，在相位比干扰生成函数超前的情况下，取为正，在相位滞后的情况下，取为负。需要注意干扰值组的振幅和相位分别与干扰生成函数的振幅和相位不同。另外，取样的时间间隔越长(分割数越小)，干扰生成函数和传递函数的振幅差和相位差越大。增益改变部根据检测复数振幅值、预定的复数振幅值和校正复数值，来改变放大运算增益。在第一聚焦控制装置中，使用与第一干扰值组的相位实质上相同的相位的复数值来作为校正复数值，而校正预定的复数振幅值。由此，可以校正干扰生成函数和第一干扰值组的相位差异，可以比现有技术高精度地调整在相位补偿部中参照的放大运算增益。尤其，若分割数小，由于干扰生成函数和第一干扰值组的相位差变大，所以其效果更大。另外，可以将第一聚焦控制装置的预定的复数振幅值设为与在现有的聚焦控制装置中所用的值相同。在本说明书中，所谓检测复数振幅值、预定的复数振幅值和校正复数值等的复数值的相位是指复数平面上的正的实轴和连接对应于原点和复数值的点的直线所成的角。将从正的实轴向正的虚轴方向的旋转角度设为正，将从正的实轴向负的虚轴方向的旋转角度设为负。另外，在本说明书中，所谓与第一干扰值组的相位实质上相同是指不使校正复数值有意与第一干扰值组的相位不同，包含因计算误差和制作误差等严格上不一致的情况。另外，第二聚焦控制装置的增益改变部使用与第一干扰值组的相位实质上相反的相位的复数值来作为校正复数值，而校正检测复数振幅值。另外，所谓反相位是指正负相反的相位。即，第一聚焦控制装置的校正复数值和第二聚焦控制装置的校正复数值是共轭复数值。由此，可以校正干扰生成函数和第一干扰值组的相位差异，可以比现有技术高精度地调整在相位补偿部中参照的放大运算增益。另外，第二聚焦控制装置的预定的复数振幅值可以与在现有的聚焦控制装置中使用的值相同。尤其，若分割数小，由于干扰生成函数和第一干扰值组的相位差变大，所以其效果更大。这里，简单说明可以比现有技术高精度地调整聚焦伺服系统的增益和放大运算增益的情况。通常，将放大运算增益的初始设置值决定为如设置那样，配置光盘，且假定干扰生成函数(模拟信号)的相位来作为第一～第三干扰值组的相位的情况下，使其最佳化。聚焦伺服系统的增益相当于该系统的一圈传递函数的增益。另外，根据聚焦伺服系统的一圈传递函数的增益变化，由响应检测部检测出的检测复数振幅值变化。因此，在第一和第二聚焦控制装置中，通过考虑对应于第一干扰值组的干扰生成函数和第一干扰值组的相位差(校正复数的相位)，可以高精度地调整聚焦伺服系统的增益。进一步，通过可以高精度地调整聚焦伺服系统的增益，可以高精度地调整相位补偿部中参照的放大运算增益。另外，在现有的聚焦控制装置中，不考虑对应于第一干扰值组的干扰生成函数和第一干扰值组(传递函数)的相位差。在本发明的第一聚焦控制装置中，在检测复数振幅值为α，预定的复数振幅值为β，校正复数值为γ时，增益改变部最好根据|α/(α+β×γ)|的值来改变放大运算增益。这是因为根据该值，可以准确调整聚焦伺服系统的一圈传递函数的增益。另外，若最终的值与|α/(α+β×γ)|相同，则在相乘了预定的复数振幅值和校正振幅值的范围中，也可以以任何方法来进行运算。在本发明的第一聚焦控制装置中，最好构成第一干扰值组的一个周期的数值群由在时间上实质上均匀分割的N个干扰值构成，校正复数值的相位实质上是-2π/N/2，预定的复数振幅值的相位实质上为0。这是因为对应于第一干扰值组的干扰生成函数和第一干扰值组的相位差是-2π/N/2。所谓构成第一干扰值组的一个周期的数值群由N个干扰值构成与分割数为N意义相同。另外，在本说明书中，所谓实质上是-2π/N/2是指不有意使预定的复数振幅值与-2π/N/2不同，包含因计算误差和制作误差等严格上不一致的情况。下面，在相位实质上是预定的数值的情况下，含义为与上述相同。在本发明的第一聚焦控制装置中，校正复数值的相位实质上是-2π/N/2，在第一干扰值组的频率为fm，从聚焦误差信号生成驱动信号的运算单元中的处理时间为Td时，最好预定的复数振幅值的相位为-2π×fm×Td。这是因为由于基于运算处理单元中的处理时间的相位偏差为-2π×fm×Td，所以可以抑制依赖于运算单元的处理时间的聚焦伺服系统的增益变化。在本发明的第二聚焦控制装置中，在检测复数振幅值为α，预定的复数振幅值为β，校正复数值为γ时，增益改变部最好根据|α×γ/(α×γ+β)|的值来改变放大运算增益。这是因为根据该值，可以准确调整聚焦伺服系统的一圈传递函数的增益。另外，若最终的值与|α×γ/(α×γ+β)|相同，则在相乘了预定的复数振幅值和校正振幅值的范围中，也可以以任何方法来进行运算。在本发明的第二聚焦控制装置中，最好构成第一干扰值组的一个周期的数值群由在时间上实质上均匀分割的N个干扰值构成，校正复数值的相位实质上是2π/N/2，预定的复数振幅值的相位实质上为0。这是因为对应于第一干扰值组的干扰生成函数和第一干扰值组的相位差是-2π/N/2。在本发明的第二聚焦控制装置中，校正复数值的相位实质上是2π/N/2，在第一干扰值组的频率为fm，从聚焦误差信号生成驱动信号的运算单元中的处理时间为Td时，预定的复数振幅值的相位最好实质上为2π×fm×Td。可以抑制依赖于运算单元的处理时间的聚焦伺服系统的增益变化。在本发明的第一和第二聚焦控制装置中，构成第一干扰值组的一个周期的数值群最好由在时间上实质上均匀分割的N个的干扰值构成，进一步具有存储N个干扰值的存储部。干扰值相加部中，由于第一干扰值组具有周期性，所以在每个周期中使用同一值来作为干扰值。因此，若设置存储部来存储N个干扰值，则可以从存储部中抽出任意的干扰值。由此，与通过运算算出各干扰值的情况相比，可以实现高速的处理。在本说明书中，所谓实质上均匀分割是指不有意进行不均匀的分割，包含因计算误差和制作误差等严格上不一致的情况。在本发明的第一和第二聚焦控制装置中，最好第二干扰值组的相位与第一干扰值组的相位实质上相同，第三干扰值组的相位与第二干扰值组的相位实质上相差π/2。这是因为可以准确检测出检测复数振幅值。在本说明书中，所谓实质上相差π/2，是指不有意设置为π/2以外的相位差，包含因计算误差和制作误差等严格上不一致的情况。在本发明的第一和第二聚焦控制装置中，最好响应检测部根据在第一干扰值组的周期的整数倍的时间期间输入的多个聚焦误差值来检测出检测复数振幅值。这是因为可以降低检测复数振幅值的测量误差。尤其，在构成第一干扰值组的一个周期的数值组的个数少的情况下(分割数少的情况下)，其效果变大。在本发明的第一和第二聚焦控制装置中，最好构成第一干扰值组的一个周期的数值组由在时间上实质上均匀分割的4的整数倍的个数的干扰值构成。本发明的跟踪控制装置如上所述，包括光传感器单元、误差信号复合单元、运算单元、驱动单元和跟踪致动器。运算单元进一步具有误差输入部、干扰加法部、相位补偿部、驱动输出部、响应检测部和增益改变部。另外，除运算单元的增益改变部之外，也可以是公知的任何结构。误差输入部根据通过光传感器单元和误差信号复合单元生成的跟踪误差信号来生成跟踪误差值组。跟踪误差值组可以通过例如对跟踪误差信号以预定的时间间隔来进行取样处理，且在取样的时间间隔中0阶保持处理取样处理后的值来生成。取样处理通常以一定的时间间隔来进行。干扰相加部将具有周期性的第一干扰值组加到由误差输入部生成的跟踪误差值组加后输出。所谓相加跟踪误差值组和第一干扰值组是指一个接一个地依次相加构成时间上同步的跟踪误差值组的跟踪误差值和构成第一干扰值组的干扰值后生成干扰相加误差值组。相位补偿部对干扰相加部的输出至少进行相位补偿运算和对应于放大运算增益的放大运算来生成驱动值组。详细地，对一个跟踪误差值依次生成一个驱动值。另外，放大运算增益根据响应检测部和增益改变部来决定。驱动输出部根据由相位补偿部生成的驱动值组来生成驱动信号，并将驱动信号输出到驱动单元。响应检测部根据由误差输入部生成的跟踪误差值组、与第一干扰值组具有相同的周期的第二干扰值组、与第二干扰值组具有同一周期，与第二干扰值组相位不同的第三干扰值组来检测出检测复数振幅值。增益改变部根据检测复数振幅值、预定的复数振幅值和校正复数值，来改变放大运算增益。在第一跟踪控制装置中，使用与第一干扰值组的相位实质上相同的相位的复数值来作为校正复数值，而校正预定的复数振幅值。由此，可以校正干扰生成函数和第一干扰值组的相位差异，可以比现有技术高精度地调整相位补偿部中参照的放大运算增益。尤其，若分割数小，则由于变大了干扰生成函数和第一干扰值组的相位差，所以其效果更大。另外，可以将第一跟踪控制装置的预定的复数振幅值设为与在现有的跟踪控制装置中所用的值相同。另外，第二跟踪控制装置的增益改变部使用与第一干扰值组的相位实质上反相位的复数值来作为校正复数值，而校正检测复数振幅值。另外，所谓反相位是指正负相反的相位。即，第一跟踪控制装置的校正复数值和第二跟踪控制装置的校正复数值是共轭复数值。由此，可以校正干扰生成函数和第一干扰值组的相位差异，可以比现有技术高精度地调整在相位补偿部中参照的放大运算增益。另外，第二跟踪控制装置的预定的复数振幅值可以与现有的跟踪控制装置中使用的值相同。尤其，若分割数小，由于干扰生成函数和第一干扰值组的相位差变大，所以其效果更大。这里，简单说明可以比现有技术高精度地调整跟踪伺服系统的增益和放大运算增益的情况。通常，将放大运算增益的初始设置值决定为如设置那样，配置光盘，且假定干扰生成函数(模拟信号)的相位来作为第一～第三干扰值组的相位的情况下，使其最佳化。跟踪伺服系统的增益根据该系统的一圈传递函数的增益而变化。另外，跟踪伺服系统的一圈传递函数的增益根据由响应检测部检测出的检测复数振幅值及第一干扰生成函数和第一干扰值组的相位差变化。因此，在第一和第二跟踪控制装置中，通过考虑对应于第一干扰值组的干扰生成函数和第一干扰值组的相位差(校正复数的相位)，可以高精度地调整跟踪伺服系统的增益。进一步，通过可以高精度地调整跟踪伺服系统的增益，可以高精度地调整相位补偿部中参照的放大运算增益。另外，在现有的跟踪控制装置中，不考虑对应于第一干扰值组的干扰生成函数和第一干扰值组的相位差。在本发明的第一跟踪控制装置中，在检测复数振幅值为α，预定的复数振幅值为β，校正复数值为γ时，增益改变部最好根据|α/(α+β×γ)|的值来改变放大运算增益。这是因为根据该值，可以准确调整跟踪伺服系统的一圈传递函数的增益。另外，若最终的值与|α/(α+β×γ)|相同，则在相乘了预定的复数振幅值和校正振幅值的范围中，也可以以任何方法来进行运算。在本发明的第一跟踪控制装置中，最好构成第一干扰值组的一个周期的数值组由在时间上实质上均匀分割的N个干扰值构成，校正复数值的相位实质上是-2π/N/2，预定的复数振幅值的相位实质上为0。这是因为对应于第一干扰值组的干扰生成函数和第一干扰值组的相位差是-2π/N/2。所谓构成第一干扰值组的一个周期的数值组由N个干扰值构成与分割数为N意义相同。另外，在本说明书中，所谓实质上是-2π/N/2是指不有意使预定的复数振幅值与-2π/N/2不同，包含因计算误差和制作误差等严格上不一致的情况。下面，相位实质上是预定的数值的情况下，含义为与上述相同。在本发明的第一跟踪控制装置中，校正复数值的相位实质上是-2π/N/2，在第一干扰值组的频率为fm，从跟踪误差信号生成驱动信号的运算单元中的处理时间为Td时，预定的复数振幅值的相位最好为-2π×fm×Td。这是因为由于基于运算处理单元中的处理时间的相位偏差为-2π×fm×Td，所以可以抑制依赖于运算单元的处理时间的跟踪伺服系统的增益变化。在本发明的第二跟踪控制装置中，在检测复数振幅值为α，预定的复数振幅值为β，校正复数值为γ时，增益改变部最好根据|α×γ/(α×γ+β)|的值来改变放大运算增益。这是因为根据该值，可以准确调整跟踪伺服系统的一圈传递函数的增益。另外，若最终的值与|α×γ/(α×γ+β)|相同，则在相乘了预定的复数振幅值和校正振幅值的范围中，也可以以任何方法来进行运算。在本发明的第二跟踪控制装置中，最好构成第一干扰值组的一个周期的数值组由在时间上实质上均匀分割的N个干扰值构成，校正复数值的相位实质上是2π/N/2，预定的复数振幅值的相位实质上为0。这是因为对应于第一干扰值组的干扰生成函数和第一干扰值组的相位差是-2π/N/2。在本发明的第二跟踪控制装置中，校正复数值的相位实质上是2π/N/2，在第一干扰值组的频率为fm，从跟踪误差信号生成驱动信号的运算单元中的处理时间为Td时，预定的复数振幅值的相位最好实质上为2π×fm×Td。可以抑制依赖于运算单元的处理时间的跟踪伺服系统的增益变化。在本发明的第一和第二跟踪控制装置中，最好构成第一干扰值组的一个周期的数值组由在时间上实质上均匀分割的N个的干扰值构成，进一步具有存储N个干扰值的存储部。干扰值相加部中，由于第一干扰值组具有周期性，所以在每一周期中将同一值用作干扰值。因此，若设置存储部来存储N个干扰值，则可以从存储部中抽出任意的干扰值。由此，与通过运算算出各干扰值的情况相比，可以实现高速的处理。在本说明书中，所谓实质上均匀分割是指不有意进行不均匀的分割，包含因计算误差和制作误差等严格上不一致的情况。在本发明的第一和第二跟踪控制装置中，最好第二干扰值组的相位与第一干扰值组的相位实质上相同，第三干扰值组的相位与第二干扰值组的相位实质上相差π/2。这是因为可以准确检测出检测复数振幅值。在本说明书中，所谓实质上相差π/2，是指不有意设置为π/2以外的相位差，包含因计算误差和制作误差等严格上不一致的情况。在本发明的第一和第二跟踪控制装置中，最好响应检测部根据在第一干扰值组的周期的整数倍的时间期间输入的多个跟踪误差值来检测出检测复数振幅值。这是因为可以降低检测复数振幅值的测量误差。尤其，在构成第一干扰值组的一个周期的数值组的个数少的情况下(分割数少的情况下)，其效果变大。在本发明的第一和第二跟踪控制装置中，最好构成第一干扰值组的一个周期的数值组由在时间上实质上均匀分割的4的整数倍的个数的干扰值构成。下面，参照附图来说明本发明的实施方式。(实施方式1)图1是表示实施方式1的聚焦控制装置100结构的框图。聚焦控制装置100具有传感器(传感器单元)101。传感器101接收来自光盘111的反射光，并将多个传感器信号SE输出到误差信号复合器(误差信号复合单元)102。误差信号复合器102将运算复合了多个传感器信号SE的聚焦误差信号FE供给运算装置(运算单元)103。运算装置103具有误差输入部104、运算器105、驱动输出部106和存储器107。在存储器107中设有ROM107a和RAM107b。误差输入部104根据由误差信号复合器102复合的聚焦误差信号FE来依次生成聚焦误差值后供给运算器105。依次生成的多个聚焦误差值是聚焦误差值组。图2是表示运算器105结构的框图。运算部105具有干扰相加器(干扰相加部)1。干扰相加器1将干扰值加到由误差输入部104生成的聚焦误差值上，然后输出。在运算器105中设置有相位补偿器(相位补偿部)2。相位补偿器2对干扰相加器1的输出值至少进行相位补偿运算和放大运算，输出驱动值。运算器105具有响应检测器(响应检测部)3。响应检测器3根据由误差输入部104生成的聚焦误差值，检测出对干扰值响应的检测复数振幅值。在运算器105中设置有增益改变器(增益改变部)4。增益改变器4根据由响应检测器3检测出的检测复数振幅值、预定的复数振幅值与修正预定复数振幅值的修正复数值，来改变相位补偿器2的放大运算增益。驱动输出部106根据从相位补偿器2输出的驱动值，将驱动信号输出到驱动电路(驱动单元)108。驱动电路108将与驱动信号大致成正比的驱动电流输出到聚焦致动器109。聚焦致动器109根据驱动电流来驱动物镜110。说明这样构成的聚焦控制装置100的动作。若传感器101将来自光盘111的反射光转换为电信号后输出多个传感信号SE，则误差信号复合器102根据多个传感信号SE的输入来输出聚焦误差信号FE。在误差信号复合器102中，例如若多个传感信号SE分别为传感信号A、传感信号B、传感信号C和传感信号D，则使用传感信号A、B、C和D，将进行了(A+B)-KE×(C+D)的运算的信号作为聚焦误差信号FE输出。这里，KE是预定的实数值。运算装置103输入来自误差信号复合器102的聚焦误差信号FE，由在存储器107中内置后述的程序来进行计算处理，从而输出驱动信号FOD。将运算装置103输出的驱动信号FOD输入到驱动电路108。并且，在驱动电路(驱动单元)108中，进行功率放大，并将功率供给聚焦致动器109，来驱动物镜110。这样，由传感器101、误差信号复合器102、运算装置103、聚焦致动器109和驱动电路108构成聚焦控制装置。将图1所示的运算装置103中设置的存储器107分为存储了预定的程序和常数的ROM区域107a(ROM只读存储器)和存储随时需要的变量值的RAM区域107b(RAM随机访问存储器)。运算器105根据ROM区域107a内的程序来进行预定的动作和运算。图3表示该程序的具体一例。下面详细说明其动作。首先，在处理201中，进行后述的处理中所需的变量值的初始设置。具体地说，首先，初始化参照值表指针SC(SC←0)。这里，参照值表指针SC的值为正整数，取从0到N-1的值。N是一个周期的干扰值组中含有的干扰值的个数，即，一个周期的干扰值组的分割数。另外，在本实施方式1中，分割数N是4的倍数且为正整数(作为一实施例，N为20)。接着，初始化聚焦增益调整完成标志GC(GC←0)。这里，聚焦增益调整完成标志GC取0或1的值，0时是指聚焦增益调整没有完成，1时是指聚焦增益调整完成。因此，通过初始化聚焦增益调整完成标志GC，设定为聚焦增益调整没有完成。然后，初始化对正弦波的波数量进行计数的波数计数器KC(KC←0)。这里，波数计数器KC的值是正整数，取0到K的值。K是测量波数，是3以上的正整数(作为一实施例，设K为50)。进一步，初始化在后述的响应检测处理205中检测出的检测复数振幅值(α)的实数部SUMR和检测复数振幅值的虚数部SUMI(SUMR←0，SUMI←0)。再者，在处理201中，作为后述的相位补偿处理214的动作的初始设置，将变量FE_I的值初始化为零(FE_I←0)。之后，进行处理202的动作。在处理202中，进行聚焦误差值FED的输入动作。即，对输入到运算装置103的误差输入部104并来自误差信号复合器102的聚焦误差信号FE进行AD转换，修改为聚焦误差值FED。之后，进行处理203的动作。在处理203中，根据聚焦增益调整完成标志GC的值，选择接着进行的处理。具体地，在聚焦增益调整完成标志GC的值为1的情况下，进入到处理217的动作，在聚焦增益调整完成标志GC的值不是1的情况下，进入到处理204的动作。若通过该处理203聚焦增益调整完成，则进入到处理217的动作，仅在最初一次进行后述的增益改变部212的动作。在处理部204中，将用4除分割数N后的值相加到参照值表指针SC中，并计算将该相加值的分割数N作为模的值，而设为余弦波表指针CC的值。即，进行CC←(SC+N/4)MODN的运算。这里，AMODB表示A的B为模的值。例如，在A＝24，B＝20的情况下，AMODB为4。即，表示值A除以值B时的余数。通过进行这种运算，余弦波表指针CC的值为0到N-1范围的数值。之后，进行处理205的动作。在处理205中，根据参照值表指针SC来参照在存储器107的ROM区域107a中存储的参照值表，而得到参照值Q[SC](构成第二干扰值组的干扰值)。将聚焦误差值FED乘以该参照值Q[SC]，并将把该相乘值和检测复数振幅值的实数部SUMR相加的值设作新的检测复数振幅值的实数部SUMR(SUMR←SUMR+FED×Q[SC])。这里，将参照值表指针SC时的Q[SC]表示为数学式1。数学式1Q[SC]=P×sin(2πN×SC)]]>数学式1中，P表示参照值振幅，N表示分割数，π表示圆周率。参照值振幅P是正的实数(在一实施例中，为100)。进一步，在处理205中，根据余弦波表指针CC来参照在存储器107的ROM区域107a中存储的参照值表，而得到参照值Q[CC](构成第三干扰值组的干扰值)。将聚焦误差值FED乘到该参照值Q[CC]上，并将把该相乘值和检测复数振幅值的虚数部SUMI相加的值设作新的检测复数振幅值的虚数部SUMI(SUMI←SUMI+FED×Q[CC])。这里，通过处理204的动作，将参照值表指针SC和余弦波表指针CC之间的差设为N/4(这里，N是分割数)。由此，将参照值Q[SC]和参照值Q[CC]的值的相位差设为2π/4。因此，在实施方式1中，通过使分割数N为4的倍数，而使第二干扰值组的相位和第三干扰值组的相位的相位差准确成为2π/4。另外，参照值Q[SC]和参照值Q[CC]使用共同的参照值表，来削减sin函数和cos函数的计算所需的运算量。在处理205后，进行处理206的动作。这里，处理205对应于图2所示的响应检测器3。在处理206中，根据参照值表指针SC来参照在存储器107的ROM区域107a中存储的正弦波的函数表，而变为干扰值FADD(构成第一干扰值组的干扰值)(FADD←table[SC])。将table[SC]用数学式2表示。数学式2table[SC]=Ad×sin(2πN×SC)]]>在数学式2中，Ad表示干扰值振幅，N表示分割数，π表示圆周率。干扰值振幅Ad为正的实数(在一实施例中，为100)。在一实施例的情况下，如下面的数学式3所示，由于可以使用兼用了正弦波的函数表和参照值表的数值表，所以可以削减存储器区域。因此，从存储器容量的观点来看，最好干扰值振幅Ad和参照值振幅P为相同的值。数学式3table[SC]=Ad×sin(2πN×SC)=P×sin(2πN×SC)=Q[SC]]]>在处理206的动作后，进行处理207的动作。在处理207中，将干扰值FADD加到聚焦误差值FED上而得的值设作误差信号FOE(FOE←FED+FADD)。之后，进行处理208的动作。这里，处理207相当于在图2所示的干扰相加器(干扰相加器)1中进行的处理。在处理208中，将1加到参照值表指针SC的值上，并将该值设作新的参照值表指针SC的值(SC←SC+1)。通过这种处理，参照值表指针SC成为每次加1的值。之后，进行处理209的动作。在处理209中，根据参照值表指针SC和分割数N的值来选择下面进行的处理。即，在参照值表指针SC和N-1的值相同的情况下，进入到处理210的动作。在参照值表指针SC和N-1的值不相同的情况下，进入到处理211的动作。这里，通过处理208和处理209的动作，每次加1的参照值表指针SC与N-1相等，这相当于是依次参照了在处理205和处理206中使用的整个参照值表(构成第一干扰值组、第二干扰值组和第三干扰值组的一个周期的各N个的干扰值)。这意味着，在处理206中得到了一个周期的第一干扰值组，在处理207中，将依次参照的N个(一个周期)干扰值FADD加到依次输入的N个聚焦误差值上。在处理210中，将参照值表指针SC的值设为0(SC←0)。即，初始化参照值表指针SC。进一步，在处理210中，将把1加到波数计数器KC的值上而得的值设作新的波数计数器KC的值(KC←KC+1)。通过这种处理，波数计数值KC成为每次加1的值。之后，进行处理211的动作。通过处理210的动作，在每次将N个干扰值FADD加到N个聚焦误差值上时，波数计数器KC仅增加1。在处理211中，根据波数计数器KC和测量波数K的值，来选择下面进行的处理。即，在波数计数器KC和测量波数K的值相同的情况下，进入到处理212的动作。在波数计数器KC和测量波数K的值不同的情况下，进入到处理214的动作。在处理212中，进行图2所示的增益改变器4(增益改变部)的动作。即，通过进行增益改变运算，来进行聚焦增益调整。下面，说明增益改变器4的具体动作。首先，预先计算用校正复数值(γ)来校正增益变换器4中的预定的复数振幅值(β)后的校正复数振幅值RU，其用下面所示的数学式4表示。数学式4RU=Re(RU)+j·Im(RU)=K·N·P2·Ad·cos(d1)+j·{-K·N·P2·Ad·sin(d1)}]]>=K·N·P2·Ad·{cos(-d1)+j·sin(-d1)}]]>在数学式4中，Re(RU)表示校正复数振幅值RU的实数部，Im(RU)表示校正复数振幅值RU的虚数部。K是测量波数，N是一个周期的干扰值组的分割数(干扰值)，P是参照值振幅，Ad是干扰值的振幅。另外，j表示虚数，其由下面所示的数学式5定义。数学式5j=-1]]>校正复数振幅值RU的相位-d1为下面所示的数学式6。这里，K×N×P×Ad/2(相位为零的正的实数)为预定的复数振幅值，cos(-d1)+jsin(-d1)是校正复数值(相位-d1)。在数学式6中，π表示圆周率。由于所有的常数在响应检测器3的动作前就已知，所以可以预先计算校正复数振幅值U1。数学式6-d1=-2π2·N]]>接着，在增益改变器4中，使用校正复数振幅值RU和由响应检测器3检测出的复数振幅值(SUMR+j·SUMI)，来校正后述的相位校正器2的放大运算增益kg值的大小。具体地说，使用下面所示的数学式7，将校正了放大运算增益kg值的校正放大运算增益kg’新改变为增益改变增益kg的值。数学式7kg′=kg|H|=kg|SUMR+j·SUMI(SUMR+j·SUMI)+{Re(RU)+j·Im(RU)}|]]>=kg|SUMR+j·SUMI(SUMR+j·SUMI)+K·N·P2·Ad·{cos+(-d1)+j·sin(-d1)}|]]>在数学式7中，|H|是测量频率fm中的聚焦系统的一次传递函数的增益，用下面所示的数学式8表示。数学式8|H|=|SUMR+j·SUMI(SUMR+j·SUMI)+{Re(RU)+j·Im(RU)}|]]>数学式8中的测量频率fm用下面所示的数学式9表示。数学式9fm＝fs/N在数学式9中，fs表示取样频率，N表示分割数。(在一实施例中，设取样频率fs为100kHz。这时，由于分割数N为20，所以测量频率fm为5kHz)。即，通过求出测量频率fm的聚焦伺服系统的增益|H|，并将其倒数乘以放大运算增益kg的值，来校正放大运算增益kg的值(改变为校正放大运算增益kg’的值)。由此，可以在测量频率fm下将聚焦伺服系统的增益准确调整为0dB(1倍)。即，进行了聚焦增益调整。在处理212的动作后，进行处理213的动作。在处理213中，将聚焦增益调整完成标志GC的值设为1(GC←1)。这里，所谓将聚焦增益调整完成标志GC的值设为1是指，增益改变器4的动作完成，聚焦增益调整完成。之后，进行处理214的动作。在处理214中，对误差信号FOE进行相位补偿运算和放大运算。具体地说，首先，把将误差信号FOE放大使K1倍(这里，K1是正的实数)的值和变量FE_I相加后而得值设为新的变量FE_I的值(FE_I←FE_I+FOE×k1)。另外，从把将变量FE_I的值放大K2(这里，K2是正实数)倍的值和把误差信号FOE放大K3倍(这里，K3是正实数)的值相加而得的值中，减去把后述的变量FE1的值放大K4倍(这里，K4是比K3小的正的实数)的值后，再乘以放大运算增益kg，将这样得到的值作为变量FD的值[FD←(FE_I×k2+FOE×k3-FE1×k4)×kg]。进一步，将误差信号FED的值作为变量FE1的新值(FE1←FED)。之后，进行处理215的动作。通过进行该运算，进行了误差信号FOE的相位补偿和增益，并将其结果作为变量FD的值。这里，处理214相当于相位补偿器2的处理。在处理215中，将变量FD的内容输出到运算装置103的驱动输出部106，并转换为与变量FD的值成正比的驱动信号FOD。之后，进行处理216的动作。在处理216中，进行预定时间的延迟处理。即，进行延迟动作，使得以预先决定的取样频率fs来进行误差输入部104和驱动输出部106的动作。之后，回到处理202的动作。在处理217中，将聚焦误差值FED的值设作误差信号FOE(FOE←FED)。之后，进行处理214的动作。即，在处理213中，将聚焦增益调整完成标志GC的值设置为1后，通过处理203的动作，每次误差输入部104动作时进行处理217的动作。即，在增益改变器4的动作终止后的下面的取样定时后，不进行处理204到处理213的动作，而进行处理217的处理。以上，通过传感器101、误差信号复合器102、运算装置103、聚焦致动器109和驱动电路108构成了聚焦控制装置，运算装置103包括误差输入部104、干扰相加器1、相位补偿器2、驱动输出部106、响应检测器3和增益改变器4构成。根据这样构成的聚焦控制装置，可以不依赖于分割数N的值，来准确调整聚焦伺服系统的增益。具体地说，通过增益改变处理212的动作，在相位补偿处理214中调整放大运算增益kg，使得在测量频率fm下聚焦伺服系统的增益为0dB(1倍)。下面，对其进行详细说明。在实施方式1中，通过增益改变处理212(增益改变器4的动作)，而将聚焦伺服系统的增益调整为希望的值。下面，以增益改变处理212为中心，来详细说明将聚焦伺服系统的增益调整为希望的值的情况。在增益改变处理212中，如上所述，使用具有数学式6所示的相位的校正复数振幅值RU和检测复数振幅值(SUMR+jSUM1)，使放大运算增益kg变化。由此，进行聚焦增益调整。这里，所谓聚焦增益调整是指聚焦伺服系统的增益在测量频率fm下为0dB(0dB是指1倍)。在增益改变处理212中，使用前述的数学式7，来更新改变运算增益kg。这里，详细说明|H|为测量频率fm的聚焦伺服系统的一圈传递函数的增益的情况。首先，在参照值表指针SC是SC时，由前述的数学式2来表示在干扰相加处理207中相加的干扰值FADD。另外，对于由数学式2所示的干扰值FADD的聚焦伺服系统的响应Y[SC]在聚焦伺服系统的线性形成成立的范围中，可以表现为下面所示的数学式10。数学式10Y[SC]=R·sin(2πN×SC+θ)]]>在数学式10中，R表示聚焦系统系统的响应Y[SC]的振幅，θ表示聚焦伺服系统的响应Y和第一干扰值组的相位差。因此，若使用数学式1和数学式10，来计算响应检测处理206的检测复数振幅值(SUMR+jSUMI)，则检测复数振幅值的实数部SUMR为下面所示的数学式11。另外，同样地，检测复数振幅值的虚数部SUMRI表示为下面所示的数学式12。数学式11SUMR=ΣKC=0KΣSC=0N-1YKC[SC]Q[SC]≅KΣSC=0N-1Y[SC]Q[SC]]]>=KΣSC=0N-1P·R·sin(2πN×SC+θ)·sin(2πN×SC)]]>=K·R·P2ΣSC=0N-1[cos(θ)-cos(22πN×SC+θ)]]>=K·N·R·P2cos(θ)=K·N·P2Re(Y)]]>数学式12SUMI=K·N·P2Im(Y)]]>在数学式11和数学式12中，Y是聚焦伺服系统的响应Y[SC]的复数振幅，Re(Y)表示响应Y的实数部，Im(Y)表示响应Y的虚数部。另外，Ykc[SC]表示每个波数计数器KC值(每个周期)的聚焦伺服系统的响应。在实施方式1中，在响应检测处理205中运算检测复数振幅值时，将第一干扰值组的周期的K倍(K是测量波数)时间进行积分相加。由此，检测复数振幅值SUMR和SUMI分别为更准确地对应于复数振幅Y的实数部和虚数部的值。即，可以准确检测出聚焦伺服系统的响应Y的复数振幅的振幅和相位。若将数学式11、数学式12和数学式4代入数学式8，则增益|H|为下面所示的数学式13。数学式13|H|=|SUMR+j·SUMI(SUMR+j·SUMI)+{Re(RU)+j·Im(RU)}|]]>=|KNP2YKNP2Y+KNP2{cos(-d1)+j·sin(-d1)}·Ad|]]>=|YY+{cos(-d1)+j·sin(-d1)}·Ad|]]>另一方面，图4表示聚焦伺服系统的框线图。从图4看出，从聚焦伺服系统的干扰值FADD到聚焦伺服系统的响应Y[SC]的聚焦伺服系统的闭环特性为下面所示的数学式14。数学式14YFA=D·-H1+H]]>在数学式14中，FA表示参照值表指针SC为SC时的干扰值FADD的干扰复数振幅值，Y表示对干扰值FADD[SC]的聚焦伺服系统的响应Y[SC]的响应复数振幅值，H表示聚焦伺服系统的一圈传递函数，D表示对干扰值FADD的聚焦伺服系统的实质上的干扰相加部的传递函数。利用前述的数学式4，干扰复数振幅值FA成为下面所示的数学式15。数学式15FA＝Re(FA)+j·Im(FA)＝Ad进一步，通过数学式14和数学式15，得到下面所示的数学式16。数学式16H=-YY+D·Ad]]>若比较数学式13和数学式16，可以看出|H|是测量频率fm中的聚焦伺服系统的一圈传递函数的增益。最后，说明相加部的传递函数D。图5表示干扰值FADD的输出值的情况。纵轴表示干扰值FADD的值，横轴表示参照值表指针SC的值。如图5所示，干扰值FADD在每个取样定时(每次参照值表指针SC的值变化时)成为干扰值FADD的值变化的阶梯状的输出值。图5中，是依次输出波形FADD的干扰值FADD的波形(第一干扰值组的波形)。即，在每一个取样定时取样正弦波值(图5中，正弦波值由波形W1(干扰生成函数)表示)，而变为0阶保持的波形。进行这种取样和0阶保持的处理的传递函数为下面所示的数学式17。数学式171-exp(-j·2π·fmfs)j·2π·fmfs=1-exp(-j·2π·1N)j·2π·fmfs=exp(-j2π2N)sin(2π2N)2π2N]]>在数学式17中，fm表示测量频率，fs表示取样频率，N表示分割数。如上所述，对于第一干扰值组的聚焦伺服系统的实质上的相加部的传递函数D，由前述的数学式17表示。即，成为数学式18。数学式18D=exp(-j2π2N)sin(2π2N)2π2N≅exp(-j2π2N)=cos(-d1)+j·sin(-d1)]]>这里，在实施方式1中并列记载的一实施例中，由于第一干扰值组的分割数N为20，所以下面所示的数学式19成立。数学式19sin(2π2N)2π2N=0.996]]>图5所示的波形W2与波形W1相比，表示相位延迟了2π/N/2的波形。另外，从图5中可以看出波形FADD(第一干扰值组)也具有大致2π/N/2的相位延迟。从上可以看出干扰相加器1的传递函数成为相加部的传递函数D。由此，可以看出测量频率fm中的聚焦伺服系统的增益|H|成为前述的数学式8。进一步，可以看出通过数学式7将放大运算增益kg校正为期望的值，可以将聚焦伺服系统的增益在测量频率fm下准确调整为0dB(1倍)。这样，聚焦伺服系统的增益可以在测量频率fm下准确调整为0dB(1倍)的过程，依赖于如数学式6那样来设置增益改变处理212的校正复数振幅值RU的相位。另外，从上面的说明中还可以看出，数学式6对应于由干扰值FADD构成的第一干扰值组对聚焦伺服系统的实质相位。另外，在实施方式1中，由于根据干扰值FADD对聚焦伺服系统的实质相位，来使增益改变处理212的校正复数振幅值RU的相位变化，所以即使分割数N小，也可在测量频率fm下高精度地将聚焦伺服系统的增益准确调整为0dB(1倍)。进一步，由于通过改变分割述N，测量频率fm可以改变，所以可以将聚焦伺服系统的增益调整为希望的值。(实施方式2)在实施方式2中，说明本发明的聚焦控制装置的另一实施方式。在实施方式2中，由于除增益改变处理(增益改变部)的动作的结构以外，与上述的实施方式1相同，所以省略说明。在实施方式2的增益改变处理中，设预定的复数振幅值RU2为下面所示的数学式20。数学式20RU2=Re(RU2)+j·Im(RU2)=K·N·P2·Ad]]>在数学式20中，Re(RU2)表示预定的复数振幅值RU2的实数部，Im(RU2)表示期望的复数振幅值RU2的虚数部。进一步，K是测量波数，N是分割数，P是参照值振幅，Ad是第一干扰值组的振幅。进一步，校正复数值CU为下面所示的数学式21。数学式21CU＝cos(d2)+jsin(d2)这里，预定的复数振幅值RU2的相位为0，与校正复数值CU的相位为d2。该相位d2是与前述的数学式6所示的实施方式1的相位-d1相反的相位(2π/N/2)，成为由干扰值FADD构成的第一干扰值组对聚焦系统的实质上的反相位。在增益改变处理中，由下面所示的数学式22来校正放大运算部增益kg。数学式22kg′=kg|H|=kg|(SUMR+j·SUMI)·{cos(d2)+jsin(d2)}(SUMR+j·SUMI)+{cos(d2)+jsin(d2)}+K·N·P2·Ad|]]>即，通过求出测量频率fm的聚焦伺服系统的增益|H|，并将其倒数乘到放大运算增益kg上，来校正放大运算增益kg(改变为校正放大运算增益kg’的值)。由此，可以在测量频率fm下将聚焦伺服系统的增益准确调整为0dB(1倍)。若从数学式22中抽出聚焦伺服系统的增益|H|，则变为下面所示的数学式23。数学式23|H|=|(SUMR+j·SUMI)·{cos(d2)+jsin(d2)}(SUMR+j·SUMI)·{cos(d2)+jsin(d2)}+K·N·P2·Ad|]]>从以上可以看出数学式23与前述的数学式8等效。因此，在实施方式2中，通过由校正复数值CUx来校正检测复数振幅值，即使分割数N变小，也可高精度地在测量频率fm下将聚焦伺服系统的增益准确调整为0dB(1倍)。进一步，实施方式2的结构是，除了前述的实施方式1的效果之外，还将增益改变处理(增益改变部的动作)中所用的预定的复数振幅值设作实数值(相位为0)。由此，可以减小预先存储的电容量。(实施方式3)在实施方式3中，说明本发明的聚焦控制装置的又一实施方式。在实施方式3中，由于除了增益改变处理(增益改变部的动作)以外的结构与前述的实施方式1相同，所以省略说明。下面，将实施方式3的增益改变处理(增益改变部的动作)作为增益改变处理412。在前述的实施方式1和实施方式2中，由于不考虑运算装置103(参照图1)中的依赖于运算时间的相位偏差，所以在实施方式3中，考虑依赖于运算时间的相位的偏差，可以更高精度地调整聚焦伺服系统的增益。即，代替上述的数学式20中的相位d2，使用下面的数学式24所示的相位d3。由于其他的增益改变处理的结构和动作与前述的实施方式1和实施方式2的增益改变处理相同，所以省略说明。数学式24d3=2π2·N+2π·fm·Td]]>在数学式24中，fm表示测量频率，Td表示从误差输入部104的输入动作到驱动输出部106的输出动作的运算时间(运算单元的运算时间)Td。即，数学式24的相位d3为将2π/N/2和2π×fm×Td相加的值。运算时间Td表示驱动输出部106的输出动作比误差输入部104的输入动作延迟了多少时间执行的。另外，这时，预定的复数振幅值(β)相当于K·N·P·Ad/2·[cos(-2π×fm×Td)+jsin(-2π×fm×Td)]、校正复数值(γ)相当于[cos(2π/N/2)+jsin(2π/N/2)]的情况。通过这种结构，即使由运算时间Td引起的相位偏差(-2π×fm×Td)与前述的数学式6的相位d1相比变大到不能忽略的程度，也可将聚焦伺服系统的增益在测量频率fm下由0dB(1倍)来进行准确调整。下面，详细说明这种情况。首先，在由运算时间Td引起的相位偏差与由前述数学式6所示的相位相比，小到可以忽略的程度的情况下，作为前述的实施方式1和实施方式2中所用的第一干扰值组的相位的数学式6的值和数学式24的值大致相等，所以可以看出可以将聚焦伺服系统的增益在测量频率fm下调整为0dB(1倍)。接着，说明运算时间Td与前述的数学式6所示的相位值相比，大到不能忽略的程度的情况。这时，在由前述的数学式6所示的相位上加上依赖于运算时间Td的相位的偏差。由运算时间Td引起的相位的偏差Tp，相对于聚焦伺服系统的增益在测量频率fm下成为下面所示的数学式25。数学式25TP＝2π·fm·Td从以上看出，可以通过相加数学式25和数学式6来得到数学式24。实施方式3中，通过增益改变处理的动作，在运算时间Td与数学式6所示的相位值相比，在大到不能忽略的程度的情况下，如数学式24所示那样，考虑其影响，来进行放大运算增益kg的运算，所以聚焦伺服系统的增益在测量频率fm下可以通过0dB(1倍)准确进行调整。另外，在本实施方式3中，为了算出聚焦伺服系统的增益|H|，使用了预先运算了预定的复数振幅值(β)的相位部分和校正复数值的值(将与预定的复数振幅值共轭的复数值乘以复数增益H的分母和分子)，但是也可通过其他运算方法来进行运算，本发明并不限于实施方式3的运算方法。另外，并不限于图2所示的相位补偿器2中的处理214，也可以是对聚焦伺服系统的相位进行补偿的动作的处理。即使设置与图2所示的相位补偿器2结构不同的相位补偿器，也包含于本发明中。另外，在上述的实施方式1～3中，每次取样时输出干扰值，但是也可构成为每多次取样时输出这些，即使这样改变也包含于本发明中。进一步，考虑由模拟电路构成由上述的实施方式1～3的数字电路构成的部分，由数字电路构成由模拟电路构成的部分等各种改变。当然即使进行这种改变，也包含于本发明中。如上所述，根据实施方式1～3，通过增益改变器4的动作，可以高精度地调整聚焦控制装置的环路增益特性。尤其，即使在分割数N小的情况下，也可高精度地调整聚焦控制装置的环路增益特性。即，在增益改变处理中，将增益改变处理的校正复数值的相位设为对应于干扰相加器的第一干扰值的相位的值，并通过校正复数值来校正检测复数振幅值或预定的复数振幅值，从而高精度地调整环路增益特性。由此，因聚焦伺服系统的宽频带化和运算装置的节约功率化为目的的动作时钟的降低，有分割数N逐渐变小的倾向。在这种情况下，通过使用本实施方式的聚焦控制装置，可以高精度地调整环路增益特性。(实施方式4)图6是表示实施方式4的跟踪控制装置100A的结构框图。跟踪控制装置100A具有传感器(传感器单元)101A。传感器101A接收来自光盘111的反射光，并将多个传感信号SE1输出到误差信号复合器(误差信号复合单元)102A。误差信号复合单元102A将运算复合了多个传感信号SE1后的跟踪误差信号TE供给运算装置(运算单元)103A。运算装置103A具有误差输入部104A、运算器105A、驱动输出部106A和存储器107。在存储器107中设有ROM107a和RAM107b。误差输入部104A根据由误差信号复合器102A复合的跟踪误差信号TE依次生成跟踪误差值，并供给运算器105A。依次生成的多个跟踪误差值为跟踪误差值组。图7是表示运算器105A的结构框图。运算器105A具有干扰运算器(干扰运算部)1A。干扰运算器1A将干扰值加到由误差输入部104A生成的跟踪误差值上，然后输出。在运算器105A上设置有相位补偿器(相位补偿部)2A。相位补偿器2A对干扰相加器1A的输出值至少进行相位补偿运算和放大运算后，输出驱动值。运算器105A具有响应检测器(响应检测部3A)。响应检测器3A根据由误差输入部104A生成的跟踪误差值来检测出响应于干扰值的检测复数振幅值。在运算器105A上设置有增益改变器(增益改变部)4A。增益改变器4A根据由响应检测器3A检测出的检测复数振幅值、和预定的复数振幅值、以及校正预定的复数振幅值的校正复数值，来改变相位补偿器2A的放大运算增益。驱动输出部106A根据从相位补偿器2A输出的驱动值，将驱动信号输出到驱动电路(驱动单元)108A。驱动电路108A将与驱动信号大致成正比的驱动电流输出到跟踪致动器109A。跟踪致动器109A根据驱动电流来驱动物镜110。说明这样构成的跟踪控制装置100A的动作。若传感器101A将来自光盘111的反射光转换为电信号后输出多个传感信号SE1，则误差信号复合器102A根据多个传感信号SE1的输入，输出跟踪误差信号TE。在误差信号复合器102A中，例如，若将多个传感信号SE1分别设作传感信号A1、传感信号B1、传感信号C1和传感信号D1，则使用传感信号A1、B1、C1和D1，将进行了(A1+B1)-KE1×(C1+D1)运算的信号作为跟踪误差信号TE输出。这里，KE1是预定的实数值。运算装置103A输入来自误差信号复合器102A的跟踪误差信号TE，并由在存储器107A中内置的后述的程序来进行计算处理，从而输出驱动信号TOD。将运算装置103A输出的驱动信号TOD输入到驱动电路108A。然后，在驱动电路108A中，进行功率放大，将功率供给跟踪致动器109A，来驱动物镜110。这样，通过传感器101A、误差信号复合器102A、运算装置103A、跟踪致动器109A和驱动电路108A，构成了跟踪控制装置。将图6所示的运算装置103A中设置的存储器107区分为存储了预定的程序和常数的ROM区域区域107a(ROM只读存储器)和存储随时需要的变量值的RAM区域107b(RAM随机存取存储器)。运算器105根据在ROM区域107a内的程序来进行预定的动作和运算。图8表示该程序的具体的一例。下面，详细说明其动作。首先，在处理401中，进行后述的处理所需的变量值的初始设置。具体地说，首先初始化参照值表指针SCx(SCx←0)。这里，参照值表指针SCx的值为正的整数，取0至Nx-1的值。Nx是一个周期的干扰值组中含有的干扰值个数，即，是一个周期的干扰值组的分割数。另外，在本实施方式4中，分割数Nx是4的倍数、且为正整数(作为一实施例，Nx为20)。接着，初始化跟踪增益调整完成标志GCx(GCx←0)。这里，跟踪增益调整完成标志GCx取0、或1的值，在为0时，意味着指跟踪增益调整没有完成，在为1时，意味着指跟踪增益调整完成。因此，通过初始化跟踪增益调整完成标志GCx，进行跟踪增益调整没有完成的设置。然后，初始化对正弦波个数进行计数的波数计数器KCx(KCx←0)。这里，波数计数器KCx的值为正整数，取0到Kx的值。Kx是测量波数，是3以上的正整数(作为一实施例，设Kx为50)。进一步，初始化在后述的响应检测处理405中检测出的检测复数振幅值(α)的实数部SUMR和检测复数振幅值的虚数部SUMIx(SUMRx←0、SUMIx←0)。进一步，在处理401中，作为后述的相位补偿处理414的动作的初始设置，将变量TE_I的值初始化为零(TE_I←0)。之后，进行处理402的动作。在处理402中，进行跟踪误差值TED的输入动作。即，对输入到运算装置103的误差输入部104、且来自误差信号复合器102的跟踪误差信号FE进行AD转换，修改为跟踪误差值FED。之后，进行处理203的动作。在处理403中，根据跟踪增益调整完成标志GCx的值，来选择下面进行的处理。具体地说，在跟踪增益调整完成标志GCx的值为1的情况下，进入到处理417的动作，在跟踪增益调整完成标志GCx的值不是1的情况下，进入到处理404的动作。通过该处理403，若完成跟踪增益调整，则进入到处理417的动作，后述的增益改变处理412的动作仅进行最初的一次。在处理404中，将用4除分割数Nx而得到的值加到参照值表指针SCx上，计算以该相加值的分割数Nx为模的值，来作为余弦波表指针CCx的值。即，进行CCx←(SCx+Nx/4)MODNx的运算。这里，AMODB表示A的以B为模的值。例如，在A＝24，B＝20的情况下，AMODB为4。即，表示A值除以B值时的余数。通过进行这种运算，余弦波表指针CCx的值成为0到Nx-1范围的数值。之后，进行处理405的动作。在处理405中，根据参照值表指针SCx来参照在存储器107的ROM区域107a中存储的参照值表，而得到参照值Qx[SCx](构成第二干扰值组的干扰值)。通过将跟踪误差值TED乘以该参照值Qx[SCx]，而将相加了该相乘值和检测复数振幅值的实数部SUMRx的值作为新的检测复数振幅值的实数部SUMRx(SUMRx←SUMRx+TED×Qx[SCx])。这里，将参照值表指针SCx时的Qx[SCx]用数学式26表示。数学式26Qx[SCx]=Px×sin(2πNx×SCx)]]>在数学式26中，Px表示参照值振幅，Nx表示分割数，π表示圆周率。参照值振幅Px是正实数(在一实施例中，为100)。进一步，在处理405中，根据余弦波表指针CCx来参照在存储器107的ROM区域107a存储的参照值表，而得到参照值Qx[CCx](构成第三干扰值组的干扰值)。将跟踪误差值FED乘以该参照值Qx[CCx]，而将相加了该相乘值和检测复数振幅值的虚数部SUMIx的值设作新的检测复数振幅值的虚数部SUMIx(SUMIx←SUMIx+TED×Qx[CCx])。这里，通过处理404的动作，将参照值表指针SCx和余弦波表指针CCx之间的差设作Nx/4(这里，Nx是分割数)。由此，将参照值Qx[SCx]和参照值Qx[CCx]的值的相位差成为2π/4。因此，在实施方式4中，通过将分割数Nx设作4的倍数，而将第二干扰值组的相位和第三干扰值组的相位的相位差准确设为2π/4。另外，通过参照值Qx[Scx]和参照值Qx[CCx]中使用共同的参照值表，来削减sin函数和cos函数的计算所需的运算量。在处理405之后，进行处理406的动作。这里，处理405对应于图7所示的响应检测器3A。在处理406中，根据参照值表指针SCx来参照在存储器107的ROM区域107a中存储的正弦波的函数表，设作干扰值TADD(构成第一干扰值组的干扰值)(TADD←tablex[SCx])。用数学式27表示tablex[SCx]。数学式27tablex[SCx]=Adx×sin(2πNx×SCx)]]>在数学式27中，Adx表示干扰值振幅，Nx表示分割数，π表示圆周率。干扰值振幅Adx为正的实数(在一实施例中，设作100)。在一实施例的情况下，如下面的数学式28所示，由于可以使用兼用了正弦波的函数表和参照值表的数值表，所以可以削减存储区域。因此，从存储器容量的观点来看，最好干扰值振幅Adx和参照值振幅Px相同。数学式28tablex[SCx]=Adx×sin(2πNx×SCx)=Px×sin(2πNx×SCx)=Qx[SCx]]]>在处理406的动作后，进行处理407的动作。在处理407中，将把干扰值TADD加到跟踪误差值TED而得的值，设作误差信号TOE(TOE←TED+TADD)。之后，进行处理408的动作。这里，处理407相当于图7所示的干扰相加器(干扰相加器)1A中进行的处理。在处理408中，将1加到参照值标志指针SCx的值上，并将该值设作新的参照值表指针SCx的值(SCx←SCx+1)。通过这种处理，参照值表指针SCx变为每次加1的值。之后，进行处理409的动作。在处理409中，根据参照值表指针SCx和分割数Nx的值，来选择下面进行的处理。即，在参照值表指针SCx和Nx-1的值相同的情况下，进入到处理410的动作。在参照值表指针SCx和Nx-1的值不相同的情况下，进入到处理411的动作。这里，通过处理408和处理409的动作，每次加1的参照值表指针SCx与Nx-1相等，这相当于依次参照了在处理405和处理406中所用的整个参照值表(分别构成第一干扰值组、第二干扰值组和第三干扰值组的一个周期的Nx个的干扰值)。这意味着，在处理406中得到了一个周期的第一干扰值组，在处理407中，将依次参照的Nx个(一个周期)的干扰值TADD加到依次输入的N个跟踪误差值上。在处理410中，将参照值表指针SCx的值设作0(SCx←0)。即，初始化参照值表指针SCx。进一步，在处理410中，将1加到波数计数器KCx的值上而得的值设作新的波数计数器KCx的值(kCx←kCx+1)。通过这种处理，波数计数器KCx成为每次加1的值。之后，进行处理411的动作。通过处理410的动作，每次将Nx个的干扰值TADD加到Nx个的跟踪误差值上时，将波数计数器KCx加1。在处理411中，根据波数计数器KCx和测量波数Kx的值来选择下面进行的处理。即，在波数计数器KCx与测量波数Kx的值相同的情况下，进入到动作412的处理。在波数计数器KCx和测量波数Kx的值不同的情况下，进入到处理414的动作。在处理412中，进行图7所示的增益改变器(增益改变部)4A的动作。即，通过进行增益改变运算，来进行跟踪增益调整。下面，说明增益改变器4A的具体动作。首先，预先计算用校正复数值(γ)校正了增益改变器4A中的预定的复数振幅值(β)后的校正复数振幅值Rux，其用下面所示的数学式29表示。数学式29RUx＝Re(RUx)+j·Im(RUx)=Kx·Nx·Px2·Adx·cos(d1x)+j·{-Kx·Nx·Px2·Adx·sin(d1x)}]]>=Kx·Nx·Px2·Adx·{cos(-d1x)+j·sin(-d1x)}]]>在数学式29中，Re(Rux)表示校正复数振幅值Rux的实数部，Im(Rux)表示校正复数振幅值Rux的虚数部。Kx是测量波数，Nx是一个周期的干扰值组的分割数，Px是参照值振幅，Adx是干扰值的振幅，另外，j表示虚数，用下面所示的数学式30来定义。数学式30j=-1]]>校正复数振幅值Rux的相位-d1x用下面所示的数学式31表示。这里，Kx×Nx×Px×Adx/2(相位为零的正的实数)是预定的复数振幅值，cos(-d1x)+jsin(-d1x)是预定复数值(相位是-d1x)。数学式31-d1x=-2π2·Nx]]>在数学式31中，π表示圆周率。由于所有的常数在响应监测器3A的动作前已知，所以可以预先计算校正复数振幅值RUx。接着，在增益改变器4A中，使用校正复数振幅值RUx和通过响应检测器3A检测出的检测复数振幅值(SUMRx+j·SUMIx)，来校正后述的相位校正器2A的放大运算增益kgx的值。具体地说，使用下面所示的数学式32，将校正了放大运算增益kgx的值后的校正放大运算增益kgx’改变为新的放大运算增益kgx的值。数学式32kgx′=kgx|Hx|=kgx|SUMRx+j·SUMIx(SUMRx+j·SUMIx)+{Re(RUx)+j·Im(RUx)}|]]>=kgx|SUMRx+j·SUMIx(SUMRx+j·SUMIx)+Kx·Nx·Px2·Adx·{cos(-d1x)+j·sin(-d1x)}|]]>在数学式32中，|Hx|是测量频率fmx中的跟踪伺服系统的一圈传递函数的增益，用为下面所示的数学式33表示。数学式33|Hx|=|SUMRx+j·SUMIx(SUMRx+j·SUMIx)+{Re(RUx)+j·Im(RUx)}|]]>数学式33中的测量频率fmx为下面所示的数学式34表示。数学式34fmx＝fsx/Nx在数学式34中，fsx表示取样频率，Nx表示分割数(在一实施例中，将取样频率fsx设作100kHz。这时，由于分割数Nx是20，所以测量频率fmx是5kHz)。即，求出测量频率fmx时的跟踪伺服系统的增益|Hx|，并通过在放大运算增益kg的值上乘以其倒数，来校正放大运算增益kgx的值(改变为校正放大运算增益kgx’的值)。由此，可以在测量频率fmx下将跟踪伺服系统的增益准确调整为0dB(1倍)。即，进行跟踪增益调整。在处理412的动作后，进行处理413的动作。在处理413中，将跟踪增益调整完成标志GCx的值设为1(GCx←1)。这里，所谓将跟踪增益调整完成标志GCx的值设为1，是指完成了增益改变器4A的动作，并完成了跟踪增益调整。之后，进行处理414的动作。乘以从在处理414中，对误差信号TOE来进行相位补偿运算和放大运算。具体地说，首先，将把误差信号TOE放大K1x(这里，K1x是正的实数)倍的值和变量TE_I相加的值，设作新的变量TE_I的值(TE_I←TE_I+TOE×k1x)。另外，把将倍变量TE_I的值放大k2x倍(这里，k2x是正实数)的值和将误差信号TOE放大k3x倍(这里，k3x是正实数)的值相加后，从这样得到的值中减去将后述的TE1放大k4x倍(这里，k4x是比k3x小的正实数)的的值，然后在该值上乘以放大运算增益kgx的值，并将得到的值作为变量TD的值[TD←(TE_I×k2x+TOE×k3x-TE1×k4x)×kgx]。进一步，将误差信号TED的值作为变量TE1的新值(TE1←TED)。之后，进行处理415的动作。通过进行该运算，进行了误差信号TOE的相位补偿和放大，结果作为变量TD的值。这里，处理414相当于相位补偿器2A的处理。在处理415中，将变量TD的内容输出到运算装置103A的驱动输出部106A，并转换为与变量TD的值成正比的驱动信号TOD。之后，进行处理416的动作。在处理416中，进行预定时间的延迟处理。即，进行延迟动作，使得在预定的取样频率fsx下进行误差输入部104A和驱动输出部106A的动作。之后，返回到处理402的动作。在处理417中，将跟踪误差值TED的值设作误差信号TOE(TOE←TED)。之后，进行处理414的动作。即。在处理413中，在将跟踪增益调整完成标志GCx的值设为1后，通过处理403的动作，每次误差输入部104A动作时进行处理417的动作。即，在增益改变器4A的动作终止后的下一取样定时之后，不进行处理404到处理413的动作，而进行处理417的处理。以上，由传感器101A、误差信号复合器102A、运算装置103A、跟踪致动器109A和驱动电路108A构成跟踪控制装置，由误差输入部104A、干扰相加器1A、相位补偿器2A、驱动输出部106A和响应检测器3A和增益改变器4A来构成运算装置103A。根据这样构成的跟踪控制装置，可以不依赖于分割数Nx的值，而准确调整跟踪伺服系统的增益。具体地说，通过增益改变处理412的动作，在相位补偿处理414中调整放大运算增益kgx，使得在测量频率fmx下跟踪伺服系统的增益为0dB(1倍)。下面，详细说明该情况。在实施方式4中，通过增益改变处理412(增益改变器4A的动作)，将跟踪伺服系统的增益调整为希望的值。下面，以增益改变处理412为中心，来详细说明将跟踪伺服系统的增益调整为希望的值的情况。在增益改变处理412中，如前所述，使用具有数学式31所示的相位的校正复数振幅值Rux和检测复数振幅值(SUMRx+j·SUMIx)，来使放大运算增益kgx变化。由此，进行跟踪增益调整。这里，所谓跟踪增益调整是指，跟踪伺服系统的增益在测量频率fmx下变为0dB(0dB是指1倍)。在增益改变处理412中，使用前述的数学式32来更新放大运算增益kgx。这里，详细说明|Hx|是测量频率fmx中的跟踪伺服系统的一圈传递函数的增益。首先，在参照值表指针SCx为Scx时，由前面所述的数学式27来表示在干扰相加处理407中相加的干扰值TADD。另外，跟踪伺服系统对由数学式27所示的干扰值TADD的响应Yx[SCx]，可在跟踪伺服系统的线性成立的范围内用下面所示的数学式35表示。数学式35Yx[SCx]=Rx·sin(2πNx×SCx+θx)]]>在数学式35中，Rx表示跟踪伺服系统的响应Yx[Scx]，θx表示跟踪伺服系统的响应Yx和第一干扰值组的相位差。因此，若使用数学式26和数学式35来计算响应检测处理406的检测复数振幅值(SUMRx+j·SUMIx)，则检测复数振幅值的实数部SUMRx变为下面所示的数学式36。同样，检测复数振幅值的虚数部SUMRIx变为下面所示的数学式37。数学式36SUMRx=ΣKCxKxΣSCx=0N-1YxKCx[SCx]Qx[SCx]≅ΣKCxKxΣSCx=0N-1YxKCx[SCx]Qx[SCx]]]>=KΣSCx=0N-1Px·Rx·sin(2πNx×SCx+θx)·sin(2πNx×SCx)]]>=Kx·Rx·Px2ΣSCx=0N-1[cos(θx)-cos(22πNxSCx+θx)]]>=Kx·Nx·Rx·Px2cos(θx)=Kx·Nx·Px2Re(Yx)]]>数学式37SUMIx=Kx·Nx·Px2Im(Yx)]]>在数学式36和数学式37中，Yx是跟踪伺服系统的响应Yx[SCx]的复数振幅，Re(Yx)表示响应Yx的实数部，Im(Yx)表示响应Yx的虚数部。Yxkc[SCx]表示每个波数计数器KCx的值(每一个周期)的跟踪伺服系统的响应。在实施方式4中，在响应检测处理405中运算检测复数振幅值时，对第一干扰值组的周期的Kx倍(kx是测量波数)的时间进行积分相加。由此，检测复数振幅值SUMRx和SUMIx分别为更准确地对应于复数振幅Yx的实数部和虚数部的值。即，可以准确检测出跟踪伺服系统的响应Yx的复数振幅的振幅和相位。若将数学式36和数学式37和数学式29代入数学式33，则增益|Hx|变为下面所示的数学式38。数学式38|Hx|=|SUMRx+j·SUMIx(SUMRx+j·SUMIx)+{Re(RUx)+j·Im(RUX)}|]]>=|KxNxPx2YxKxNxPx2Yx+KxNxPx2{cos(-d1x)+j·sin(-d1x)}·Adx|]]>=|YxYx+{cos(-d1x)+j·sin(-d1x)}·Adx|]]>另一方面，图9表示跟踪伺服系统的框图。从图9可以看出，从跟踪伺服系统的干扰值TADD到跟踪伺服系统的响应Yx[SCx]的跟踪伺服系统的闭环特性用下面所示的数学式39表示。数学式39YxTA=Dx·-Hx1+Hx]]>在数学式39中，TA表示参照值表指针SCx为SCx时的干扰值TADD的干扰复数振幅值，Yx表示对干扰值TADD[SCx]的跟踪伺服系统的响应Yx[SCx]的响应复数振幅值，Hx表示跟踪伺服系统的一圈传递函数，Dx表示干扰值TADD对跟踪伺服系统的实质上的干扰相加器的传递函数。干扰复数振幅值TA从前述的数学式29成为下面所示的数学式40。数学式40TA＝Re(TA)+j·Im(TA)＝Adx进一步，通过数学式39和数学式40，得到了下面所示的数学式41。数学式41Hx=-YxYx+Dx·Adx]]>若比较数学式38和数学式41，可以看出|Hx|是测量频率fmx中的跟踪伺服系统的一圈传递函数的增益。最后，说明相加部的传递函数Dx。图10表示干扰值TADD的输出值的情况。纵轴表示干扰值TADD的值，横轴表示参照值表指针SCx的值。如图10所示，干扰值TADD在每个取样定时(每次参照值表指针SCx的值变化时)成为干扰值TADD的值变化的阶梯状的输出值。图10中，是依次输出了波形TADD的干扰值TADD的波形(第一干扰值组的波形)。即，在每个取样定时取样正弦波值(图10中，正弦波值由波形W3(干扰生成函数)表示)，而变为0阶保持的波形。进行这种取样和0阶保持的处理的传递函数用下面所示的数学式42表示。数学式421-exp(-j·2π·fmxfsx)j·2π·fmxfsx=1-exp(-j·2π·1Nx)j·2π·fmxfsx=exp(-j2π2Nx)sin(2π2Nx)2π2Nx]]>在数学式42中，fmx表示测量频率，fsx表示取样频率，Nx表示分割数。从上可以看出，第一干扰值组对跟踪伺服系统的实质上的相加部的传递函数Dx，由前述的数学式42表示。即，变为数学式43。数学式43Dx=exp(-j2π2Nx)sin(2π2Nx)2π2Nx≅exp(-j2π2Nx)=cos(-d1x)+j·sin(-d1x)]]>这里，在实施方式4中并列记载的一实施例中，由于第一干扰值组的分割数Nx是20，所以下面所示的数学式44成立。数学式44sin(2π2Nx)2π2Nx=0.996]]>图10所示的波形W4与波形W3相比，表示相位延迟了2π/N/2的波形。另外，从图5中看出波形TADD(第一干扰值组)具有大致2π/N/2的相位延迟。从上可以看出，干扰相加部1A的传递函数为相加部的传递函数Dx。由此，可以看出测量频率fmx时的跟踪伺服系统的增益|Hx|为前述的数学式33。进一步，可以看出通过数学式32可以将放大运算增益kgx校正为希望的值，跟踪伺服系统的增益在测量频率fmx下可以准确调整为0dB(1倍)。这样，跟踪伺服系统的增益在测量频率fmx下准确调整为0dB(1倍)，这依赖于将增益改变处理412的校正复数振幅值RUx的相位如数学式31那样设定。另外，通过前面所述的说明可以看出，数学式31对应于由干扰值TADD构成的第一干扰值组对跟踪伺服系统的实质上的相位。另外，在实施方式4中，由于根据干扰值TADD对跟踪伺服系统的实质上的相位，来使增益改变处理412的校正复数振幅值Rux的相位变化，所以即使分割数Nx变小，也可高精度地在测量频率fmx下将跟踪伺服系统的增益准确调整为0dB(1倍)。进一步，通过改变分割数Nx，可以改变测量频率fmx，所以可以将跟踪伺服系统的增益调整为希望的值。(实施方式5)在实施方式5中，说明本发明的跟踪控制装置的另一实施方式。在实施方式5中，由于除了增益改变处理(增益改变部)的动作之外的结构与前述的实施方式1相同，所以省略说明。在实施方式5的增益改变处理中，将预定的复数振幅值RU2x设作下面所示的数学式45。数学式45RU2x=Re(RU2x)+j·Im(RU2x)=Kx·Nx·Px2·Adx]]>在数学式45中，Re(RU2x)表示预定的复数振幅值RU2x的实数部，Im(Ru2x)表示预定的复数振幅值RU2x的虚数部。进一步，Kx是测量波数，Nx是分割数，Px是参照值振幅，Adx是第一干扰值组的振幅。进一步，校正复数值Cux用下面所示的数学式46表示。数学式46CUx＝cos(d2x)+jsin(d2x)这里，预定的复数振幅值RU2的相位为0，校正复数值CU的相位为d2。该相位d2x是与前述的数学式31所示的实施方式4的相位-d1x反相位的2π/2/N，成为由干扰值TADD构成的第一干扰值组对跟踪伺服系统的实质上的反相位。在增益改变处理中，利用下面所示的数学式47校正放大运算增益kgx。数学式47kgx′=kgx|Hx|=kgx|(SUMRx+j·SUMIx)·{cos(d2x)+jsin(d2x)}(SUMRx+j·SUMIx)+{cos(d2x)+jsin(d2x)}+Kx·Nx·Px2·Adx|]]>即，求出测量频率fm下的跟踪伺服系统的增益|Hx|，并通过将其倒数乘到放大运算增益kgx上，来校正放大运算增益kgx(改变为校正放大运算增益kgx’)。由此，可以将跟踪伺服系统的增益在测量频率fmx下准确调整为0dB(1倍)。若从数学式47中抽出跟踪伺服系统的增益|Hx|，则变为下面所示的数学式48。数学式48|Hx|=|(SUMRx+j·SUMIx)·{cos(d2x)+jsin(d2x)}(SUMRx+j·SUMIx)·{cos(d2x)+jsin(d2x)}+Kx·Nx·Px2·Adx|]]>从以上看出，数学式48与前述的数学式33等效。因此，在实施方式5中，通过校正复数值Cux来校正检测复数振幅值，即使减小分割数Nx，也可高精度地将跟踪伺服系统的增益在测量频率fmx下准确调整为0dB(1倍)。进一步，实施方式5的结构中，除了前述的实施方式4的效果之外，还将增益改变处理(增益改变部的动作)中所用的预定的复数振幅值设作实数值(相位为0)。由此，减小了预先存储的容量。(实施方式6)在实施方式6中，说明本发明的跟踪控制装置的又一实施方式。在实施方式6中，由于除了增益改变处理(增益改变部的动作)的结构之外与前述的实施方式4相同，所以省略说明。在前述的实施方式4和实施方式5中，不考虑依赖于运算装置103A(参照图6)中的运算时间的相位偏差，但是在实施方式6中，考虑依赖于运算时间的相位偏差，并进一步高精度地调整跟踪伺服系统的增益。即，代替上述的数学式48中的相位d2x，而使用下述的数学式49所示的相位d3x。由于其他增益改变处理的结构和动作与前述的实施方式4和实施方式5的增益改变处理相同，所以省略说明。数学式49d3x=2π2·Nx+2π·fmx·Tdx]]>在数学式49中，fmx表示测量频率，Tdx表示从误差输入部104A的输入动作到驱动输出部106A的输出动作的运算时间(运算单元的运算时间)Tdx。即，数学式49的相位d3x为将2π/Nx/2和2π×fmx×Tdx相加的值。运算时间Tdx表示驱动输出部106A的输出动作比误差输入部104A的输入动作延迟多少时间来执行的。另外，这时，相当于预定的复数振幅值(β)是Kx·Nx·Px·Adx/2·[cos(-2π×fmx×Tdx)+jsin(-2π×fmx×Tdx)]、校正复数值(γ)是[cos(2π×Nx/2)+jsin(2π/Nx/2)]的情况。通过这种结构，即使由运算时间Tdx引起的相位偏差(-2π×fmx×Tdx)与前述的数学式31的相位d1x相比为不能忽略的程度，也可在测量频率fmx下根据0dB(1倍)来准确调整跟踪伺服系统的增益。下面，详细说明该情况。首先，在运算时间Tdx造成的相位偏差与由前述的数学式31所示的相位相比，小到可以忽略的程度的情况下，由于在前述的实施方式4和实施方式5中所用的第一干扰值组的相位的数学式31的值和数学式49的值大致相等，所以可以看出可以将跟踪伺服系统的增益在测量频率fmx下调整为0dB(1倍)。接着，说明运算时间Tdx与由前述的数学式31所示的相位值相比，大到不能忽略的程度的情况。这时，将依赖于运算时间Tdx的相位的偏差加到由前述的数学式31所示的相位上。相对于跟踪伺服系统的增益为测量频率fmx，由运算时间Tdx造成的相位的偏差Tpx用下面所示的数学式50表示。数学式50TPx＝2·fmx·Tdx如上所述，通过相加数学式50和数学式31，得到了数学式49。在实施方式6中，通过增益改变处理的动作，即使在运算时间Td与由数学式31所示的相位相比大到不能忽略的程度的情况下，也可如数学式49那样，考虑其影响来进行放大运算增益kgx的运算，所以跟踪伺服系统的增益在测量频率fmx下可以通过0dB(1倍)来准确调整。另外，在实施方式6中，为了算出跟踪伺服系统的增益|Hx|，使用了预定的复数振幅值(β)的相位部分和预先运算出校正复数值的值(将与预定的复数振幅值共轭的复数值乘以复数增益Hx的分母和分子后的值)，但是也可通过其他运算方法来进行运算，本发明并不限于实施方式6的运算方法。另外，相位补偿处理并不限于图7所示的相位补偿器2A的处理414，也可进行补偿跟踪伺服系统的相位的动作。即使设置与图7所示的相位补偿器2A不同结构的相位补偿器，其也包含于本发明中。另外，在上述的实施方式4～6中，虽然在每个取样时输出干扰值，但是也可构成为在每多个取样来输出干扰值，即使这样改变，也包含于本发明中。进一步，上述的实施方式4～6的由数字电路构成的部分可以考虑由模拟电路构成，由模拟电路构成的部分可以考虑由数字电路构成等各种改变。当然即使进行这种改变也包含于本发明中。如上所述，根据实施方式4～6，通过增益改变器4的动作，可以高精度地调整跟踪控制装置的环路增益特性。尤其，即使在分割数N小的情况下，也可高精度地调整跟踪控制装置的环路增益特性。即，在增益改变处理中，通过将增益改变处理的校正复数值的相位设作对应于第一干扰值的相位的值，并通过校正复数值来校正检测复数振幅值或预定的复数振幅值，可以高精度地调整环路增益特性。由此，因跟踪伺服系统的宽频带化和运算装置的省功率化为目的动作时钟的降低，分割数Nx有逐渐变小的倾向。在这种情况下，通过使用本实施方式的跟踪控制装置，可以高精度地调整环路增益特性。产业上的实用性本发明的聚焦控制装置和跟踪控制装置作为用于使用半导体激光器等的激光在光盘上进行信息的记录和再现的光盘装置的聚焦控制装置和跟踪控制装置是有用的。权利要求1.一种聚焦控制装置，其特征在于，包括传感器单元，接收来自光盘的反射光，输出多个传感信号；误差信号复合单元，对所述多个传感信号进行运算复合，生成聚焦误差信号；运算单元，其具有误差输入部，根据所述聚焦误差信号生成聚焦误差值组；干扰相加部，在由所述误差输入部生成的所述聚焦误差值组上加上具有周期性的第一干扰值组后，进行输出；相位补偿部，对所述干扰相加部的输出至少进行相位补偿运算和对应于放大运算增益的放大运算，生成驱动值组；驱动输出部，根据所述驱动值组，生成驱动信号；响应检测部，根据由所述误差输入部生成的所述聚焦误差值组、与所述第一干扰值组具有相同周期性的第二干扰值组、和与所述第二干扰值组具有相同周期性且与所述第二干扰值组相位不同的第三干扰值组，来检测出检测复数振幅值；以及增益改变部，改变所述放大运算增益；驱动单元，输出与所述驱动信号实质上成正比的驱动电流；聚焦致动器，根据所述驱动电流来驱动物镜；所述增益改变部根据所述检测复数振幅值、预定的复数振幅值、和校正所述预定的复数振幅值的校正复数值，来改变所述放大运算增益；所述校正复数值的相位与所述干扰相加部的所述第一干扰值组的相位实质上相同。2.根据权利要求1所述的聚焦控制装置，其特征在于，在设所述检测复数振幅值为α、所述预定的复数振幅值为β、所述校正复数值为γ时，所述增益改变部根据|α/(α+β×γ)|的值来改变所述放大运算增益。3.根据权利要求2所述的聚焦控制装置，其特征在于，构成所述第一干扰值组的一个周期的数值组，由在时间上实质上均等分割的N个干扰值构成；所述校正复数值的相位实质上为-2π/N/2；所述预定的复数振幅值的相位实质上为0。4.根据权利要求2所述的聚焦控制装置，其特征在于，所述校正复数值的相位实质上是-2π/N/2；在设所述第一干扰值组的频率为fm、从所述聚焦误差信号生成所述驱动信号的所述运算单元的处理时间为Td时，所述预定的复数振幅值的相位为-2π×fm×Td。5.一种聚焦控制装置，其特征在于，包括传感器单元，接收来自光盘的反射光，输出多个传感信号；误差信号复合单元，对所述多个传感信号进行运算复合，生成聚焦误差信号；运算单元，其具有误差输入部，根据所述聚焦误差信号生成聚焦误差值组；干扰相加部，在由所述误差输入部生成的所述聚焦误差值组上加上具有周期性的第一干扰值组后，进行输出；相位补偿部，对所述干扰相加部的输出至少进行相位补偿运算和对应于放大运算增益的放大运算，生成驱动值组；驱动输出部，根据所述驱动值组，生成驱动信号；响应检测部，根据由所述误差输入部生成的所述聚焦误差值组、与所述第一干扰值组具有相同周期性的第二干扰值组、和与所述第二干扰值组具有相同周期性且与所述第二干扰值组相位不同的第三干扰值组，来检测出检测复数振幅值；以及增益改变部，改变所述放大运算增益；驱动单元，输出与所述驱动信号大致成正比的驱动电流；聚焦致动器，根据所述驱动电流来驱动物镜；所述增益改变部根据所述检测复数振幅值、预定的复数振幅值、和校正所述预定的复数振幅值的校正复数值，来改变所述放大运算增益；所述校正复数值的相位与所述干扰相加部的所述第一干扰值组的反相位实质上相同。6.根据权利要求5所述的聚焦控制装置，其特征在于，在设所述检测复数振幅值为α、所述预定的复数振幅值为β、所述校正复数值为γ时，所述增益改变部根据|α×γ/(α×γ+β)|的值来改变所述放大运算增益。7.根据权利要求6所述的聚焦控制装置，其特征在于，构成所述第一干扰值组的一个周期的数值组，由在时间上实质上均等分割的N个干扰值构成；所述校正复数值的相位实质上为2π/N/2；所述预定的复数振幅值实质上为0。8.根据权利要求6所述的聚焦控制装置，其特征在于，所述校正复数值的相位实质上是2π/N/2；在设所述第一干扰值组的频率为fm、从所述聚焦误差信号生成所述驱动信号的所述运算单元的处理时间为Td时，所述预定的复数振幅值的相位实质上是-2π×fm×Td。9.根据权利要求1或5所述的聚焦控制装置，其特征在于，构成所述第一干扰值组的一个周期的数值组，由在时间上实质上均等分割的N个干扰值构成；还具有存储部，存储所述N个干扰值。10.根据权利要求1或5所述的聚焦控制装置，其特征在于，所述第二干扰值组的相位与所述第一干扰值组的相位实质上相同；所述第三干扰值组的相位与所述第二干扰值组的相位实质上相差π/2。11.根据权利要求1或5所述的聚焦控制装置，其特征在于，所述响应检测部参照在所述第一干扰值组的周期的整数倍的时间期间输入的多个聚焦误差值，来检测出所述检测复数振幅值。12.根据权利要求1或5所述的聚焦控制装置，其特征在于，构成所述第一干扰值组的一个周期的数值组，由在时间上实质上均等分割的4的整数倍个数的干扰值构成。13.一种跟踪控制装置，其特征在于，包括传感器单元，接收来自光盘的反射光，并输出多个传感信号；误差信号复合单元，对所述多个传感信号进行运算复合，生成跟踪误差信号；运算单元，其具有误差输入部，根据所述跟踪误差信号，生成跟踪误差值组；干扰相加部，在由所述误差输入部生成的所述跟踪误差值组上加上具有周期性的第一干扰值组，然后进行输出；相位补偿部，对所述干扰相加部的输出至少进行相位补偿运算和对应于放大运算增益的放大运算，生成驱动值组；驱动输出部，根据所述驱动值组，生成驱动信号；响应检测部，根据由所述误差输入部生成的所述跟踪误差值组、与所述第一干扰值组具有相同周期性的第二干扰值组、和与所述第二干扰值组具有相同周期性且与所述第二干扰值组相位不同的第三干扰值组，来检测出检测复数振幅值；以及增益改变部，改变所述放大运算增益；驱动单元，输出与所述驱动信号实质上成正比的驱动电流；跟踪致动器，根据所述驱动电流来驱动物镜；所述增益改变部根据所述检测复数振幅值、预定的复数振幅值、和校正所述预定的复数振幅值的校正复数值，来改变所述放大运算增益；所述校正复数值的相位与所述干扰相加部的所述第一干扰值组的相位实质上相同。14.根据权利要求13所述的跟踪控制装置，其特征在于，在设所述检测复数振幅值为α、所述预定的复数振幅值为β、所述校正复数值为γ时，所述增益改变部根据|α/(α+β×γ)|的值来改变所述放大运算增益。15.据权利要求14所述的跟踪控制装置，其特征在于，构成所述第一干扰值组的一个周期的数值组，由在时间上实质上均等分割的N个干扰值构成；所述校正复数值的相位实质上为-2π/N/2；所述预定的复数振幅值的相位实质上为0。16.根据权利要求14所述的跟踪控制装置，其特征在于，所述校正复数值的相位实质上是-2π/N/2；在设所述第一干扰值组的频率为fm、从所述跟踪误差信号生成所述驱动信号的所述运算单元的处理时间为Td时，所述预定的复数振幅值的相位为-2π×fm×Td。17.一种跟踪控制装置，其特征在于，包括传感器单元，接收来自光盘的反射光，并输出多个传感信号；误差信号复合单元，对所述多个传感信号进行运算复合，生成跟踪误差信号；运算单元，其具有误差输入部，根据所述跟踪误差信号，生成跟踪误差值组；干扰相加部，在由所述误差输入部生成的所述跟踪误差值组上加上具有周期性的第一干扰值组，然后进行输出；相位补偿部，对所述干扰相加部的输出至少进行相位补偿运算和对应于放大运算增益的放大运算，生成驱动值组；驱动输出部，根据所述驱动值组，生成驱动信号；响应检测部，根据由所述误差输入部生成的所述跟踪误差值组、与所述第一干扰值组具有相同周期性的第二干扰值组、和与所述第二干扰值组具有相同周期性且与所述第二干扰值组相位不同的第三干扰值组，来检测出检测复数振幅值；以及增益改变部，改变所述放大运算增益；驱动单元，输出与所述驱动信号大致成正比的驱动电流；跟踪致动器，根据所述驱动电流来驱动物镜；所述增益改变部根据所述检测复数振幅值、预定的复数振幅值、和校正所述预定的复数振幅值的校正复数值，来改变所述放大运算增益；所述校正复数值的相位与所述干扰相加部的所述第一干扰值组的反相位实质上相同。18.根据权利要求17所述的跟踪控制装置，其特征在于，在设所述检测复数振幅值为α、所述预定的复数振幅值为β、所述校正复数值为γ时，所述增益改变部根据|α×γ/(α×γ+β)|的值来改变所述放大运算增益。19.根据权利要求18所述的跟踪控制装置，其特征在于，构成所述第一干扰值组的一个周期的数值组，由在时间上实质上均等分割的N个干扰值构成；所述校正复数值的相位实质上为2π/N/2；所述预定的复数振幅值实质上为0。20.根据权利要求18所述的跟踪控制装置，其特征在于，所述校正复数值的相位实质上是2π/N/2；在设所述第一干扰值组的频率为fm、从所述跟踪误差信号生成所述驱动信号的所述运算单元的处理时间为Td时，所述预定的复数振幅值的相位为-2π×fm×Td。21.根据权利要求13或17所述的跟踪控制装置，其特征在于，构成所述第一干扰值组的一个周期的数值组，由在时间上实质上均等分割的N个干扰值构成；还具有存储部，存储所述N个干扰值。22.根据权利要求13或17所述的跟踪控制装置，其特征在于，所述第二干扰值组的相位与所述第一干扰值组的相位实质上相同；所述第三干扰值组的相位与所述第二干扰值组的相位实质上相差π/2。23.根据权利要求13或17所述的跟踪控制装置，其特征在于，所述响应检测部参照在所述第一干扰值组的周期的整数倍的时间期间输入的多个跟踪误差值，来检测出所述检测复数振幅值。24.根据权利要求13或17所述的跟踪控制装置，其特征在于，构成所述第一干扰值组的一个周期的数值组，由在时间上实质上均等分割的4的整数倍个数的干扰值构成。全文摘要提供一种聚焦控制装置，其包括传感器单元(101)；误差信号复合单元(102)；运算单元(103)，其具有误差输入部(104)；干扰相加部，在由误差输入部生成的聚焦误差值组上加上第一干扰值组，然后进行输出；相位补偿部，对干扰相加部的输出至少进行相位补偿运算和对应于放大运算增益的放大运算，生成驱动值组；驱动输出部(106)，根据驱动值组来生成驱动信号；响应检测部，根据聚焦误差值组、第二干扰值组和第三干扰值组，来检测出检测复数振幅值；以及增益改变部，改变放大运算增益；驱动单元(108)；和聚焦致动器(109)；并且，根据检测复数振幅值、预定的复数振幅值和校正复数值，改变增益改变部的放大运算增益，并使校正复数值的相位与第一干扰值组的相位实质上相同。文档编号G11B7/09GK1813292SQ20048001786公开日2006年8月2日申请日期2004年6月24日优先权日2003年6月25日发明者上田英司申请人:松下电器产业株式会社