专利名称：电池组的电压检测电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及周以检测作为电动汽车行驶用马达的电源等使用的电池组的电压的电路。
在这样的电池组中，理想的情况是全部蓄电池的充电状态均等。例如，一个蓄电池有70％的充电率，其它的蓄电池是50％的充电率的情况下，可充电的电量是充电率70％的蓄电池达到充满电时，充电量等于30％；假设超过30％进行充电，则充电率70％的蓄电池就会充电率超过100％，导致寿命大幅度缩短，其结果，电池组的寿命也变短。
为此，构成如
图10所示的电压监视系统来监视所构成电池组(10)的各蓄电池的电压。在该系统中，串连多个蓄电池构成电池组件，再串连多个电池组件构成电池组(10)。从电池组(10)的两端及电池组件相互间的连接点引出各自的电压检测线，并把这些电压检测线连接到电压检测电路(7)上。通过电压检测电路(7)检测出的各电池组件的电压被输入到整体控制电路(8)上。另外，通过温度检测电路(81)检测电池温度，同时通过电流检测电路(82)检测流过电池的电流，这些检测结果被输入到整体控制电路(8)上。整体控制电路(8)根据上述的输入数据，在算出电池的剩余量的同时，监视电池是否发生异常，监视结果经由通信线供给外部的控制系统。
这里，在如上述的电压监视系统中，对于电池组(10)整体的电压为200～300V来说，以NiMH系的蓄电池为例，每一个电池是1.2V，仅用整体电压的监视来掌握各蓄电池的状态是困难的。因而，在电压监视系统中，至少需要以组件为单位来监视电压。
图11表示以组件为单位进行电压监视的传统的电压检测电路(7)的结构(参看日本国公开特许公报平11-160367号，平11-160371号)。在图11中，电池组(10)被分割成4个电池部件，每个电池部件又由5个电池组件构成，每个电池部件串连有差分运算电路(71)、模拟-数字变换器(72)以及绝缘接口(73)，每个组件上构成有检测电池电压的电压检测电路。再者，在NiMH系蓄电池的情况下，一个组件的电压为12V左右。
差分运算电路(71)检测各电池组件的两端电压的差值，其检测值供给模拟-数字变换器(72)，变换成数字值后，经过由光电耦合器等构成的绝缘接口(73)供给整体控制电路(8)。通过设置这样的绝缘接口(73)，确保了高电压的电池组(10)与整体控制电路(8)之间的电绝缘。
差分运算电路(71)例如由图12所示的运算放大器及外部的电阻构成，以此可检测各电池组件的输出电压。如图所示，以电池组件(Module 2)的负极作为接地点，电池组件1(组件1)的正极的电位V1为电池组件1和电池组件2的电压之和，但是各电池组件的两端被分别连接至差分运算电路(71)上，各电池组件的电压被检测。而且，由于所检测出的电压被输入到模拟-数字变换器(72)上，就得到了各电池组件的电压检测数据。这样一来，采用将电池组件的任意一个端子作为地电位并进行接地，把从电池一方看到的地电位设为稳定的电位来实现正确的差分运算。再者，在图11所示的各模拟-数字变换器(72)上设置了接地。
在图12中，从各差分运算电路(71)输出的电压为电压差分值(V1-V2)乘上系数A的值。这里，系数A被设定在适当的值上，以为了正常的A/D变换而把输入差分运算电路(71)的电压纳入到需要的范围。例如，在电压的测量范围是0～20V，模拟-数字变换器(72)的输入范围是0～5V的情况下，设计图12所示的各电阻的电阻值以使A＝5V/20V＝0.25。图12中所示的电阻值是满足该条件的电阻值。
另外，模拟-数字变换器(72)的分辩能力由检测一个电池组件的电压所需要的分辩能力来决定，例如，把图12中的各电池组件的计测电压设为最大20V，用数+mv的分辩能力检测它的时候，若采用10位的模拟-数字变换器(72)，分辩能力R可用以下公式算出。(公式1)R＝20V/210＝19.5mV但是，在图10～图12所示的传统的电压检测电路(7)中，由于每个电池组件需要配置一个运算放大器和外部电阻，所以，若组件的数量增加，就存在随之而来的电路规模增大的问题。
另外，在图12所示的电路结构情况下，电压检测线断线时的变化是不清楚的。若一个组件的电压为12V，在不断线的状态下，在模拟-数字变换器(72)的通道CH1上输入正确的电压差分值3V(A＝0.25)，而例如在图中标示×的地方发生断线时，对模拟-数字变换器(72)的通道CH1的输入电压变为5.3V，对通道CH2的输入电压为0.7V。这种情况下，就不能判断是由于电池组1的过充电而输入大的电压差分值或是由于断线而输入了异常的值。在发生断线的情况下继续使用电池组就有可能给电池造成伤害，应作为异常处理。同样，在电池组2的电压判定中，也存在着是由于过放电而输入了小的电压差分值或是由于断线而输入了异常值的问题，对两者的判断也成了微妙的问题。
再有，在传统的电压检测电路中，由于检测精度受到由电阻误差带来的很大的影响，提高检测精度是困难的。也就是说，为了提高图12所示的差分运算电路(71)的运算精度，需要安装高精度的电阻，但由于电阻的精度通常是在0.5～1％左右，即使采用0.5％精度的电阻，差分运算电路(71)的运算误差也是由合成电阻的误差来决定，会达到1％左右。因此，在12V的输入值情况下，会产生120mV的误差，这样的精度对于监视每个电池1.2V的电压是不够的。
另一方面，为了改善检测精度，已知有用软件进行修正运算的方法。图12的差分运算电路(71)中采用该方式时，计算修正差分值(A×V1-B×V2)而不计算电压差分值(V1-V2)。这里，系数A、B是表示电阻值误差大小的系数，电阻值误差越小该值越接近于1。但是，例如电池组件1的电压差分值会受到电池组件2的电压变化的影响，因此要用软件来修正各电池组件的电压差分值，从而需要非常复杂的处理。
本发明的目的是提供可以减少元件数量，且容易提高电压检测精度并能可靠检测断线发生的电压检测电路。
在上述的本发明的电压检测电路中，在从电池部件的多个电压检测点引出的电压检测线上，应该产生各电池组件的正极或负极电位，但是由于一根电压检测线(接地电压检测线)被接地，在各非接地电压检测线上产生以接地电压检测线的电位(地电位)为基准的电位。而且，各非接地电压检测线的电位由设在该非接地电压检测线和与该非接地电压检测线连接的电压分支线上的一对分压电阻分压，对应于这些分压电阻之比的电压被从非接地电压检测线输入至模拟-数字变换装置，变换成数字的电压检测数据。各电压检测数据进而被供给运算装置。
由于供给运算装置的电压检测数据具有以接地电压检测线的电位为地的非接地电压线的电位，也就是说，具有正比于各电池组件的正极或负极电位的值，所以，在算出某一个电池组件的输出电压时，可以算出从该电池组件的两极引出的两根电压检测线的电位差，并在该电位差上乘上根据前述分压电阻的比值规定的系数。据此，就可以得到各电池组件的输出电压。
这样，在有关本发明的电压检测电路中，不用传统的模拟电路进行差分运算，而是根据从模拟-数字变换装置得到的数字电压检测数据来执行差分运算，算出各电池组件的电压。
就具体结构而言，运算装置中设有根据预先设定的修正方式修正经由各非接地电压检测线输入的电压检测数据的数据修正装置。在采用该具体的结构进行的修正计算中，由于经由一根非接地电压检测线得到的电压检测值不会受到其它非接地电压检测线的电压变化带来的影响，对于经由各非接地电压检测线输入的电压检测数据可以个别地实施修正处理，修正处理极为简单。
在另一具体结构中，运算装置设有根据从各非接地电压检测线输入的电压检测数据探测各非接地电压检测线的断线的断线探测装置。例如，某一根非接地电压检测线发生断线时，该非接地电压检测线的电位实质上变成零，经由该非接地电压检测线得到的电压检测数据比起经由其它非接地电压检测线得到的电压检测数据来也变得更小，由此，就可以判断在该非接地电压检测线上发生了断线。
在其它的具体结构中，在接地电压检测线与其它的电压检测线之间设置了为了判断接地电压检测线断线的断线判断电路，该断线判断电路根据是否形成含有两根电压检测线及一个以上的电池组件的闭环电路来判断断线。在没有发生接地电压检测线断线的时候，通过接地电压检测线和前述的其它电压检测线以及夹在两根电压检测线之间的一个以上的电池组件可以向断线判断电路供给电流，而当接地电压检测线发生断线的时候就不能向断线判断电路供给电流，所以，根据探测这个电流供给的可否就可以判断有无断线。
在又一具体结构中，在多个电压点之中，从位于最中央的电压检测点引出的电压检测线作为接地电压检测线被连接在地。依凭该具体的结构，在形成从各电池组件经由非接地电压检测线及电压分支线到地的电流路径时，流经各电池组件的电流，与接地电压检测线被引出的电池组件越接近的那些电池组件其电流路径的重复得越多，于是，在接地电压检测线被引出的电池组件中形成了最大电流；但是，通过把接地电压检测线设置在电池部件的中央位置，可以尽可能地抑制流过引出电压检测线的电池组件的电流增大。
在再一个具体的结构中，位于从电池部件各端部引出的非接地电压检测线和与该非接地电压检测线连接的电压分支线上的一对分压电阻，跟位于其他非接地电压检测线和与该非接地电压检测线连接的电压分支线上的一对分压电阻相比，被设置在更小的电阻值上。这样，就可以更有效地抑制在电池组件相互之间流过电池组件的电流的偏差。
在再又一个具体结构中，对位于各电压分支线上的分压电阻并联电容。若采用该结构，则由于分压电阻和电容形成了低通滤波器，通过该低通滤波器可以降低供给模拟-数字变换装置的电压信号的噪声成分。
如上所述，在本发明的电池组的电压检测电路中，通过向各电压检测线连接电压分支线，并在各电压检测线及各电压分支线上设置分压电阻，构成用以检测各电压检测线电位的简易电路；根据对应于各电压检测线电位的电压检测数据算出各电池组件的电压，因此，没有必要装备传统的复杂结构的差分电路，比起传统技术来可以更加减少元件的数量。另外，由于对经由各非接地电压检测线输入的电压检测数据可以个别地实施修正处理，修正处理极为简易。这样一来，就可以提高电压检测精度。再者，通过监视经由非接地电压检测线得到的电压检测数据的变化，能可靠地检测非接地电压检测线的断线。
图2是电压检测电路的设计例的示图。
图3是说明电压检测值的修正方法的曲线图。
图4是说明断线检测方法的电路图。
图5是表示断线判断电路结构的示图。
图6是说明流经各电池组件的电流大小的示图。
图7是表示电压检测电路的其它设计例的示图。
图8是表示构成了低通滤波器的电压检测电路的示图。
图9是表示电压检测电路进行AD变换处理和电压判断处理的流程的流程图。
图10是表示传统的电池监视系统的结构的框图。
图11是表示传统的电压检测电路的结构的示图。
图12是传统的差分运算电路的结构的示图。
在电压检测电路(2)中，在5个电池组件(组件1～组件5)中，从位于一端的电池组件(组件1)的正极点(V1)、电池组件之间的连接点(V2～V5)，以及位于另一端的电池组件(组件5)的负极点(V6)分别引出电压检测线(21)(22)(23)(24)(25)(26)，从大致在中央位置的第3连接点(V3)引出的电压检测线(23)被连接至地。
另外，非接地电压检测线(21)(22)(24)(25)(26)分别经由电压分支线(31)(32)(33)(34)(35)连接到接地电压检测线(23)，在各非接地电压检测线(21)(22)(24)(25)(26)及各电压分支线(31)(32)(33)(34)(35)上分别设置分压电阻(R1a～R6a、R1b～R6b)。5根非接地电压检测线(21)(22)(24)(25)(26)被连接至5个通道(CH1～CH5)的模拟-数字变换器(4)的5个输入端子上，该模拟-数字变换器(4)的5个输出端子被连接至由微型计算机构成的运算电路(5)上。再者，模拟-数字变换器(4)的接地端子GND被接地。
在上述电压检测电路(2)中，在电池部件的6个电压检测点(V1～V6)内，除了已接地的第3号电压检测点(V3)之外，其余5个电压检测点(V1、V2、V4、V5、V6)的电位由位于从该电压检测点引出的非接地电压检测线和与该非接地电压检测线连接的电压分支线上的一对分压电阻来分压，这样，在两个分压电阻的连接点上产生的电位被输入到模拟-数字变换器(4)的各输入端子上。例如，第1号电压检测点(V1)的电位由位于从该电压检测点引出的电压检测线(21)与它的电压分支线(31)上的一对分压电阻(R1a、R1b)分压；于是，在两个分压电阻的连接点上产生的电位被输入到模拟-数字变换器(4)的第1通道CH1的输入端子上。模拟-数字变换器(4)是可以输入正负两种值的变换器，它把各输入端子上输入的模拟信号变换成数字数据并从各输出端子输出。
图2表示涉及本发明的电压检测电路(2)的具体的设计例，在这里，把各电池组件的输出电压取值为最大20V，把模拟-数字变换器(4)的输入范围取值在±5V以内。最大电压产生的位置是3个电池组件(组件3～5)串连构成的电压检测点V6，该点的电压为60V。这时，一对分压电阻的分压比设为0.083(＝5V/60V)，以使对模拟-数字变换器(4)输入的电压在±5V以内。
运算电路(5)根据下述公式2，在从模拟-数字变换器(4)的5个输入端子得到的5个通道部分的电压检测数据V(ch1)～V(ch5)上，用软件进行差分运算，算出各电池组件的输出电压V(组件-n)。(公式2)V(组件1)＝[V(ch1)-V(ch2)]/0.083V(组件2)＝V(ch2)/0.083V(组件1)＝-V(ch3)/0.083V(组件1)＝[V(ch4)-V(ch5)]/0.083V(组件1)＝[V(ch5)-V(ch6)]/0.083另外，作为模拟-数字变换器(4)的分辩能力R，在确保例如与图12所示的传统的电压检测电路同样的19.5mV的场合，模拟-数字变换器(4)需要的位数B由下述公式3算出。(公式3)B＝log2(60V/19.5mV)＝12位因而，为了确保与图12的场合相同程度的分辩能力19.5mV，需要12位的模拟-数字变换器(4)；实际上，有必要选用比图12的模拟-数字变换器(72)高2位的高分辩能力的模拟-数字变换器；但是，由于近年来半导体技术的进步，具有高分辩能力的模拟-数字变换器产品已可低成本地制造，所以这并不存在问题。
在本发明的电压检测电路(2)中，为了提高电压检测精度，如以下所述那样，可用软件进行修正运算。图3表示由模拟-数字变换器(4)产生的AD变换结果与实际电压的关系，AD变换结果为X1时，通过在该值上乘以12(＝I/0.083)可得到电压V1的值Y1；但是，实际上会因电阻值的误差而产生一些误差。图3中，如果理想状态下的X2的值由于电阻误差变换成了X1，要预先在运算电路(5)上登记一个系数(X2/X1)的值，根据下述公式4，从AD变换结果X可以求出正确的电压值Y。(公式4)Y＝(X2/X1)×12×X再者，系数(X2/X1)的值作为对于各电压检测点V1～V6而言的个别值，可预先存储在EEPROM等非易失性存储器中。
通过执行这个修正运算，可以正确地测量各电压检测点V1～V6的电位，其结果，可以用运算电路(5)高精度地进行差分运算。在需要更高精度的修正时，采用有两个系数A、B的下述公式5的修正式会更有效。(公式5)Y＝A×X+B对于非接地电压检测线上发生断线的检测，可按下述的方式进行。例如，在图4中用×示出的从第1电压检测点V1引出的非接地电压检测线上发生断线时，输入到模拟-数字变换器(4)的通道CH1的输出端子上的电压检测值大致为零V，构成比通道CH2更低的值。由于在实际的电池使用范围内，电池组件的电压不可能有负值，据此，可以探测断线的发生。对于非接地电压检测线来说，通过监视对模拟-数字变换器(4)的输入值或模拟-数字变换器(4)的输出值，就可以探测断线的发生。
为了探测接地电压检测线(23)的断线，如图5所示，设置了使限流电阻R，第1光电耦合器(6)和第2光电耦合器(61)夹于接地电压检测线(23)与任意的非接地电压检测线(21)之间的断线探测电路。在该断线探测电路上，把驱动信号供给到第1光电耦合器(6)的发光二极管上，使光电晶体管导通。这样一来，把夹在非接地电压检测线(21)与接地电压检测线(23)之间的一个以上的电池组件作为电源，就形成了从非接地电压检测线(21)开始，经过电阻R，第1光电耦合器(6)的光电晶体管及第2光电耦合器(61)的发光二极管至接地电压检测线(23)的电流通路，电流就流向第2光电耦合器(61)的发光二极管。结果，第2光电耦合器(61)的光电晶体管导通。
这里，当图中用×示出的接地电压检测线(23)上发生断线的时候，即使把第1光电耦合器(6)的光电晶体管导通，前述的电流通路也处在断开状态，电流就不能流过第2光电耦合器(61)的发光二极管。因而，第2光电耦合器(61)的发光二极管仍处于断开状态。另外，与用以限制流向第1光电耦合器(6)的电流的电阻R(数百Ω)相比，构成电压检测电路(2)的分压电阻(数百kΩ)的阻值非常大，所以经过分压电阻流入的电流不能使第1光电耦合器(6)的光电晶体管导通。
于是，如果使用图5所示的断线探测电路，把第2光电耦合器(61)的光电晶体管的接通/断开作为断线判定信号，就可以探测发生在接地电压检测线上的断线。
接着，用图6来说明有关由流过分压电阻的电流产生的负荷平衡。如图中箭头示出的那样，电流I1是通过电池组件1和电池组件2流动的电流，电流I2仅流过电池组件2，所以，流过电池组件1与电池组件2的电流就产生了差别，在电池组件2上流过的电流中就比电池组1多了电流I1的份额。同样，在电流I3、I4、I5上也产生了差别，在电池组件3上流过比电池组4的电流I4和I5部分之和更多的电流。其结果，各电池组件的电荷的减少速度就产生了差别，就发生了电池组件之间剩余量偏差。如果产生这样的剩余量偏差，就是前述的过充电的原因，产生电池组寿命缩短的问题。
为了把流过各电池组件的电流均等化，把电流I2设定至相对于I1小到可以忽略的程度，同时，把电流I3及I4设定至相对于电流I5小到可以忽略的程度是有效的。图7示出施行了这样对策后的电压检测电路(2)的电路常数。如图所示，设置在从最外侧的电压检测点V1、V6引出的非接地电压检测线(21)(26)与连接在该非接地电压检测线上的电压分支线(31)(35)中的一对分压电阻比起设置在其它的非接地电压检测线和连接在该非接地电压检测线上的电压分支线中的一对分压电阻来，被设定在更小的电阻值上，于是，流过各电池组件1～5的电流就变得大致均等。
下表1示出流过各电池组件的电流的值与它们的平均值的偏差的计算结果。
从表1可知，流过各电池组件的电流偏差全部在几个百分点以下，这样程度的偏差是可以忽略的。另外，随着构成一个电池部件的电池组件数的增大，流过各电池组件的电流的偏差也增大，通过把应接地的电压检测线尽可能地从中央的电压检测点引出，可以尽可能地抑制流过各电池组件的电流的偏差。
再者，在图8所示的电压检测电路(2)中，对设置在各电压分支线中的分压电阻Rb并连电容Cb，由分压电阻Rb和电容Cb构成了低通滤波器。于是，可以降低输入到模拟-数字变换器(4)上的电压信号中含有的噪声成分，得到高精度的AD变换值。这样，在本实施例中，由于利用分压电阻构成低通滤波器，元件数量稍有增加。另外，在本发明的电压检测电路(2)中，由于要把全部的检测电压作AD变换后进行差分运算，在全部的AD变换处理结束之前，需要维持使检测电压不变化，为此，采用以下的对策是有效的。
1)使各滤波器的时间常数(Rb×Cb)一致。
2)将各滤波器的时间常数设定得比全部通道的AD变换时间足够长。
若采用1)的对策，可以使检测电压变化后达到稳定状态的时间一致。另外，若采用2)的对策，可以抑制全部通道的AD变换处理在结束之前的检测电压的变化。
图9示出用涉及本发明的电压检测电路(2)的AD变换处理与电压判定处理的流程。首先，在步骤S1进行接地电压检测线(GND线)的断线检测，并在步骤S2判断有无断线。在这里，检测到断线时，由于AD变换的结果不确定，就作为“异常(结束)结束程序。在接地电压检测线没有发生断线时，转移到S3步，并用模拟-数字变换器(4)执行全部通道的AD变换。
然后，在步骤S4判断AD变换结果内，是否有哪一根电压检测线的电位大致为零。这里，判断为“是”时，是该电压检测线断线，由于不能进行正常的差分运算，故作为“异常(结束)结束程序。在步骤S4中判断为“否”时，由于没有任何电压检测线断线，就根据预先设定的修正值对电压检测数据实施修正运算。再者，在不需要特别高的精度检测时，可以省略这个修正运算。最后，在步骤S6执行前述的差分运算，算出各电池组件的电压，作为“正常(结束)结束程序。
在有关本发明的电池组的电压检测电路中，采用使分压电阻设置在各电压检测线及各电压分支线上的简易电路结构来检测各电压检测线的电位，由于采用在经由各电压检测线得到的电压检测数据上实施差分运算并算出各电池组件电压的方式，因而就不需要装备传统技术那样的复杂结构的差分运算电路，比起传统技术来，可以更加减少元件的数量。另外，由于可以对经由各非接地电压检测线输入的电压检测数据实施个别修正，修正处理是极为简易的，由此可提高电压检测精度。再者，能可靠地检测非接地电压检测线及接地电压检测线的断线。
另外，本发明的各部分的结构不限于上述的实施方式，在本发明权利要求的范围内，可以有种种变形。例如，在上述实施例中是检测各电池组件的电压，但也可以检测各蓄电池的电压。
权利要求
1.一种电池组的电压检测电路，该电路在由相互串连的多个电池组件组成的一个或一个以上的电池部件构成的电池组中，检测构成电池部件的各电池组件的电压，其特征在于分别从电池部件的多个电压检测点引出电压检测线，其中的一根电压检测线接地，非接地电压检测线经由各自的电压分支线与接地电压检测线连接，各非接地电压检测线与各电压分支线上设有分压电阻，各非接地电压检测线经由模拟-数字变换装置连接到运算装置，运算装置根据从各非接地电压检测线输入的电压检测数据算出各电池组件的电压。
2.如权利要求1所述的电压检测电路，其特征在于运算装置中设有根据预先设定的修正方式来修正经由各非接地电压检测线输入的电压检测数据的数据修正装置。
3.如权利要求1或2所述的电压检测电路，其特征在于运算装置中设有根据从各非接地电压检测线输入的电压检测数据数据来探测各非接地电压检测线的断线的断线探测装置。
4.如权利要求1至3中任一项所述的电压检测电路，其特征在于在接地电压检测线和其它电压检测线之间，设置接地电压检测线断线判定用的断线判定电路，该断线判定电路根据是否形成包含两根电压检测线及一个或一个以上的电池组件的闭环电路来判定断线。
5.如权利要求1至4中任一项所述的电压检测电路，其特征在于从多个电压检测点中位于最中央的电压检测点引出的电压检测线被接地，作为接地电压检测线。
6.如权利要求5所述的电压检测电路，其特征在于位于从电池部件的各端部引出的非接地电压检测线和与该非接地电压检测线连接的电压分支线上的一对分压电阻，跟位于其它非接地电压检测线和与该非接地电压检测线连接的电压分支线上的一对分压电阻相比，被设定在较小的阻值上。
7.如权利要求1至6中任一项所述的电压检测电路，其特征在于位于各电压分支线上的分压电阻上并联着电容。
8.如权利要求7所述的电压检测电路，其特征在于通过分压电阻与电容相互并联构成低通滤波器，在多根电压分支线上形成的多个低通滤波器的时间常数被调整到相同或大致相同的值。
9.如权利要求7所述的电压检测电路，其特征在于通过分压电阻与电容的相互并联构成低通滤波器，在多根电压分支线上形成的多个低通滤波器的时间常数分别设定得足够地长于模拟-数字变换装置对于全部检测电压的变换处理时间。
全文摘要
在由相互串连的多个电池组件组成的一个以上的电池部件构成的电池组电压检测电路(2)中，从电池组(1)的多个电压检测点(V1～V6)引出各自的电压检测线(21～26)，其中的一根电压检测线(23)被接地，非接地电压检测线分别通过电压分支线(31～35)连接到接地电压检测线(23)上。分别在各非接地电压检测线和各电压分支线上设置分压电阻，各非接地电压检测线经由模拟－数字变换器(4)连接到运算电路(5)上。运算电路(5)根据从各非接地电压检测线输入的电压检测数据，算出各电池组件的电压。这样就可以减少元件的数量，提高电压检测精度，并实现可靠的断线检测。
文档编号H01M10/48GK1473371SQ02802904
公开日2004年2月4日 申请日期2002年3月13日 优先权日2001年5月17日
发明者古川公彦 申请人:三洋电机株式会社