开关电源装置制造方法

开关电源装置制造方法
【专利摘要】具有狭缝（15)的分隔部将绕线架（10)的卷绕部分割。在第1区段卷绕变压器的1次绕组(np)到高度hl，在第2区段卷绕2次绕组（ns)到高度h2。进而，具备外罩，其具有与狭缝嵌合的凸部，覆盖1次绕组以及2次绕组。使高边驱动绕组(nb2)为2次绕组(ns)侧，在1次绕组(np)上卷绕低边驱动绕组（nbl)以及高边驱动绕组（nb2)到高度h3。由此提供在变压器的各绕组间设置了合适的距离的开关电源装置。另外，提供使低边驱动绕组与1次绕组的耦合、以及高边驱动绕组与2次绕组的耦合分别较强、能确实地进行高边开关元件以及低边开关元件的ZVS动作的开关电源装置。
【专利说明】开关电源装置

【技术领域】
[0001] 本发明涉及开关电源装置，特别是涉及在电力变化动作中利用谐振现象的谐振型 开关电源装置的发明。

【背景技术】
[0002] 专利文献1记载的开关电源装置，基于在设于绝缘变压器的2个辅助绕组产生的 电压，来使高边开关元件和低边开关元件交替通断，从而使绝缘变压器的1次绕组产生谐 振电压，其结果，从绝缘变压器的2次绕组输出恒定的直流电压。专利文献1记载的开关电 源装置构成为在2个辅助绕组与2次绕组间卷绕1次绕组。由此，2个辅助绕组通过增强与 1次绕组的耦合度、削弱与2次绕组的耦合度，使在2个辅助绕组产生的电压与在1次绕组 产生的电压相似，能进行ZVS(零电压开关）动作。
[0003] 先行技术文献
[0004] 专利文献
[0005] 专利文献1 :JP特开2008-228382号公报
[0006] 发明的概要
[0007] 发明要解决的课题
[0008] 在专利文献1记载的开关电源装置中，期望低边开关元件以与在1次绕组的电感 产生的电压波形相同的波形驱动，高边开关元件以与在2次绕组的电感产生的电压波形相 同的波形驱动，高边开关元件和低边开关元件交替通断的动作变得更可靠。换言之，需要低 边驱动绕组增强与1次绕组的耦合，使低边驱动绕组和1次绕组的电压波形相似，高边驱动 绕组增强与2次绕组的耦合，使高边驱动绕组和2次绕组的电压波形相似。
[0009] 但是，在专利文献1记载的开关电源装置中，由于驱动绕组（高边驱动绕组以及低 边驱动绕组）在与2次绕组间存在1次绕组，因此不能提高2次绕组与辅助绕组的耦合度。 另外，在专利文献1中，由于1次绕组与2次绕组的物理距离靠近，通过1次绕组与2次绕 组的耦合产生的漏电感变小，因此不能生成所期望的励磁电感以及漏电感。另外，各绕组由 于需要设置安全标准上的距离，难以进行自由的设计。


【发明内容】

[0010] 为此，本发明的目的在于提供在各绕组间设置合适的距离的开关电源装置。另外， 在于提供使低边驱动绕组与1次绕组的耦合、以及高边驱动绕组与2次绕组的耦合分别增 强、能确实地进行高边开关元件以及低边开关元件的ZVS动作的开关电源装置。
[0011] 用于解决课题的手段
[0012] 本发明所涉及的开关电源装置具备：被输入输入电源电压的电源电压输入部；输 出直流电压的直流电压输出部；具有卷绕在绕线架的卷绕部的1次绕组以及2次绕组、低边 驱动绕组以及高边驱动绕组、和形成封闭磁路的芯的变压器；包含所述1次绕组而形成LC 谐振电路的电容器；与所述电源电压输入部的低边开关元件和高边开关元件的串联电路； 和具有控制所述低边开关元件的低边开关控制部和控制所述高边开关元件的高边开关控 制部的开关控制电路，所述LC谐振电路包含所述变压器的所述1次绕组或所述2次绕组的 漏电感，所述低边开关元件与所述1次绕组串联连接，通过其连通来对所述1次绕组施加所 述电源电压输入部的电压，所述低边开关控制部检测在所述低边驱动绕组产生的绕组电压 的极性翻转来接通所述低边开关元件，在基于检测输出电压的电路的反馈信号的时间切断 所述低边开关元件，所述高边开关控制部检测在所述高边驱动绕组产生的绕组电压的极性 翻转来接通所述高边开关元件，对应于所述低边开关元件的连通时间来切断所述高边开关 元件，所述绕线架具备：具有狭缝的分隔部，所述分隔部沿所述卷绕部的外周而设，将所述 卷绕部分割为卷绕所述1次绕组的第1卷绕区域和卷绕所述2次绕组的第2卷绕区域，所 述1次绕组从所述卷绕部的外周面卷绕到第1高度hi，所述2次绕组从所述卷绕部的外周 面卷绕到第2高度h2,所述低边驱动绕组以及所述高边驱动绕组以所述高边驱动绕组为所 述2次绕组侧沿卷绕轴方向并设，并卷绕在所述1次绕组。
[0013] 在该构成中，由于低边（low side)驱动绕组以及高边（high side)驱动绕组卷绕 在1次绕组的外侧，因此低边驱动绕组以及高边驱动绕组与1次绕组的耦合较强。由此，由 于在低边驱动绕组产生的电压的波形与在1次绕组产生的电压的波形相似，因此，低边开 关控制部通过检测在低边驱动绕组产生的电压极性的翻转来合适地检测谐振的定时，通过 接通低边开关元件来确实地进行低边开关元件的ZVS动作。另外，由于能合适地检测谐振 的定时，因此能防止失去谐振条件的状态（"失谐"），由此能提升装置的可靠性。
[0014] 另外，由于高边驱动绕组和2次绕组的卷绕轴大致相同，且在高度hi到h2间至少 一部分在相同的高度卷绕，因此高边驱动绕组与2次绕组的耦合较强。由此，在高边驱动绕 组产生的电压的波形与在2次绕组产生的电压的波形相似，高边开关控制部在在2次绕组 产生电压的定时接通高边开关元件，从而能进行高边开关元件的ZVS动作。
[0015] 所述开关电源装置有效构成为具备：具有与所述绕线架的狭缝嵌合的凸部、覆盖 所述1次绕组、所述2次绕组、所述低边驱动绕组以及所述高边驱动绕组的外罩。
[0016] 在该构成中，由于通过凸部嵌合在绕线架的狭缝，能使1次绕组与2次绕组的空间 距离大到与沿面距离同程度，因此，能在保持安全标准上的距离的同时使1次绕组和2次绕 组靠近来增强相互的耦合。
[0017] 也可以与安装所述变压器的基板对置一侧的所述分隔部的高度高于所述第2高 度h2。
[0018] 在绕线架上部（不与基板对置一侧），由于通过覆盖绕组的外罩的凸部与绕线架 的狭缝嵌合来使空间距离大到与沿面距离同程度，从而确保安全标准上的距离，与此相对， 在绕线架下部（与基板对置一侧），不能使外罩的凸部与绕线架的狭缝嵌合，因此在该构成 中，不会使变压器整体的尺寸较大，通过使与安装所述变压器的基板对置一侧的所述分隔 部的高度高于所述第2高度h2,能确保1次绕组与2次绕组间的空间绝缘距离。
[0019] 也可以让所述分隔部设置在从沿所述卷绕轴的所述卷绕部长度的中央偏出的位 置。
[0020] 在该构成中，由于通过使变压器的芯的间隙位置为卷绕部的大致中央，能由绕组 吸收（屏蔽）来自间隙的漏磁通。因此能防止磁通带给周边电路的影响。
[0021] 也可以让所述2次绕组具有：从中央抽头取出、双线卷绕的第1绕组和第2绕组。
[0022] 在该构成中，通过使2次绕组的第1绕组以及第2绕组分别与1次绕组的耦合相 同，能使1次绕组与2次绕组的第1绕组以及第2绕组的耦合均匀，能防止中央抽头整流时 的不均衡的动作。
[0023] 也可以构成为卷绕轴的正交方向上的所述芯的截面是所述变压器的安装高度尺 寸方向成为最短长度的扁平形状。
[0024] 这种情况下，能实现变压器的低高度化。
[0025] 也可以构成为所述电容器连接在所述高边开关元件与所述低边开关元件间。
[0026] 这种情况下，在谐振电容器并联连接电流检测用电容器来使流向谐振电容器的电 流稍微分流到电流检测用电容器，从而能等效地检测流向谐振电容器的谐振电流，能通过 限制该电流来构成过电流保护电路，能减少在检测电阻的损耗。
[0027] 发明的效果
[0028] 根据本发明，能提供在各绕组间设置合适的距离的开关电源装置。

【专利附图】

【附图说明】
[0029] 图1是实施方式1所涉及的变压器的绕线架的截面图。
[0030] 图2是实施方式1所涉及的变压器的三视图。
[0031] 图3是图2的III-III线的截面图。
[0032] 图4是变压器的外罩的三视图。
[0033] 图5是图4的V-V线的截面图。
[0034] 图6是变压器的磁芯的上表面图以及主视图。
[0035] 图7是放大将外罩罩在绕线架的情况下的狭缝以及凸部的部分的截面图。
[0036] 图8是第1实施方式所涉及的开关电源装置101的电路图。
[0037] 图9是表示有负载变动时的高边驱动绕组的电压以及晶体管的基极发射极间电 压的变化的波形图。
[0038] 图10是表示低边开关元件的栅极源极间电压、高边开关元件的栅极源极间电压、 低边开关元件的漏极源极间电压、晶体管的基极发射极间电压、开关控制用1C的IS端子的 电压Vis以及ZT端子的电压Vzt的关系的波形图。
[0039] 图11A是失谐防止状态下的变压器T的1次绕组的电压以及低边开关元件的漏极 电流的波形图。
[0040] 图11B是产生"失谐"的状态下的变压器T的1次绕组np的电压以及低边开关元 件的漏极电流的波形图。
[0041] 图12是实施方式2所涉及的开关电源装置的电路图。
[0042] 图13是实施方式3所涉及的开关电源装置的电路图。
[0043] 图14是实施方式4所涉及的开关电源装置的电路图。
[0044] 图15是实施方式5所涉及的开关电源装置的电路图。
[0045] 图16是实施方式6所涉及的开关电源装置的电路图。

【具体实施方式】
[0046] 《实施方式1》
[0047] 图1是实施方式1所涉及的变压器的绕线架的截面图。图2是实施方式1所涉及 的变压器的三视图。图3是图2的III-III线的截面图。图4是变压器的外罩的三视图。 图5是图4的V-V线的截面图。图6是变压器的磁芯的上表面图以及右侧面图。
[0048] 实施方式1所涉及的变压器T具备：绕线架10、外罩20以及磁芯30、31。在绕线 架10卷绕1次绕组np、2次绕组ns以及驱动绕组nbl、nb2。外罩20罩在卷绕了 1次绕组 np的绕线架10。磁芯30、31是所谓E型芯，嵌入到罩了外罩20的绕线架10,形成1次绕组 np以及2次绕组ns的磁场的封闭磁路。
[0049] 如图1所示那样，绕线架10具备由绝缘性树脂构成的筒形状部（本发明的卷绕 部）11。筒形状部11沿轴向（图1的纸面左右方向）形成，具有两端开口的内部空间11A。 后述的磁芯30、31的中央腿30A、31A(参考图6)从两端的开口部插入该内部空间11A。该 中央腿30A、31A的前端部在筒形状部11的轴向大致中央隔着空隙（间隙）对置。另外，在 筒形状部11的轴向两端设置端子台16A、16B。在端子台16A、16B的下侧（图1的纸面下 侦?设置有多个钉（PIN)以给定间距并排的绕线架端子17、17B。变压器T通过将该绕线架 端子17、17B焊接在安装基板而被安装。
[0050] 在筒形状部11的两端部的周面，与周面大致垂直地设置端部板12A、12B。另外，在 筒形状部11的轴向的从大致中央偏出的位置的周面，与周面大致垂直地设置分隔板（本发 明的分隔部）13、14。具体地，在将分隔板13与端部板12A的距离用L1表征、将分隔板14 与端部板12B的距离用L2表征时，成为LI > L2的关系。另外，在分隔板13、14间形成狭 缝15。狭缝15是为了使卷绕在筒形状部11的1次绕组np与2次绕组ns间满足安全标准 上的距离的构成。在以下的说明中，将端部板12A与分隔板13间称作第1区段（本发明的 第1卷绕区域），将端部板12B与分隔板14间称作第2区段（本发明的第2卷绕区域）。
[0051] 形成第1区段以及第2区段的端部板12A、12B以及分隔板13、14沿筒形状部11 的周向而设，根据周向的位置不同而具有不同的高度。在此，在将变压器T安装在基板的情 况下，将与基板对置一侧、即设置绕线架端子17、17B的一侧设为变压器T的下侧。这种情 况下，变压器T的下侧的端部板12A、12B以及分隔板13、14的高度h4高于变压器T的上侧 的端部板12A、12B以及分隔板13、14的高度（本实施方式中为高度h2)。
[0052] 在第1区段，将筒形状部11的轴向作为卷绕轴来将1次绕组np卷绕在筒形状部 11。1次绕组np从筒形状部11的周面卷绕到高度hi。在第2区段，将筒形状部11的轴向 作为卷绕轴来将2次绕组ns卷绕在筒形状部11。2次绕组ns从筒形状部11的周面卷绕 到高度h2 (> hi)。2次绕组ns具有中央抽头，使由中央抽头而分成两部分的2个绕组双 线卷绕。在后面详述，在1次绕组np与2次绕组ns间设置分隔板13、14以及狭缝15。由 此，能够不会使1次绕组np与2次绕组ns的直线距离较长地能得到1次绕组np与2次绕 组ns间的沿面距离。由此，能不削弱1次绕组np与2次绕组ns的磁场耦合地确保安全标 准上的距离。
[0053] 另外，磁芯30、31的间隙位于筒形状部11的轴向大致中央。因此，根据LI > L2 的关系，所述间隙位于1次绕组np的卷绕范围内。由此，从形成封闭磁路的磁芯30、31的 间隙产生的漏磁通被1次绕组np吸收（屏蔽），能减轻带给周边电路的影响。
[0054] 在卷绕在第1区段的1次绕组np卷绕驱动绕组nbl、nb2。驱动绕组nbl、nb2沿 筒形状部11的轴向空开给定间隔并排地卷绕，使驱动绕组nb2成为2次绕组ns侧。另外， 驱动绕组nbl、nb2从1次绕组np卷绕到高度h3。在此满足h3 = h2-hl的关系。因此，驱 动绕组nbl、nb2的最外周的位置与2次绕组ns的最外周的位置相同。驱动绕组nbl、nb2 由于卷绕在第1区段，因此与1次绕组np的耦合较强。另外，驱动绕组nb2由于与2次绕 组ns在轴向上接近、且高度基本相同，因此驱动绕组nb2的线圈截面积与2次绕组的线圈 截面积基本相同，在驱动绕组nb2感应的电压波形与在2次绕组ns产生的电压波形相似。
[0055] 在此，就算在驱动绕组nb2卷绕得超过高度h3的情况下，也由于驱动绕组nb2和2 次绕组ns在高度hi到h2之间在相同的高度卷绕，因此在驱动绕组nb2感应的电压波形和 在2次绕组ns产生的电压波形基本相似。另外，在驱动绕组nb2卷绕得不足高度h3的情 况下，也由于驱动绕组nb2是在2次绕组ns的高度的区域内卷绕，因此在驱动绕组nb2感 应的电压波形和在2次绕组ns产生的电压波形基本相似。
[0056] 如上述那样，变压器T的下侧的端部板12A、12B以及分隔板13、14的高度高于变 压器T的上侧的端部板12A、12B以及分隔板13、14的高度。在本实施方式中，变压器T的 上侧的端部板12A、12B以及分隔板13、14的高度为2次绕组ns的高度h2。因此，能在低高 度化的同时确保1次绕组np、2次绕组ns以及驱动绕组nbl、nb2、与安装变压器T的基板 间的空间绝缘距离。
[0057] 另外，轴向的正交方向上的筒形状部11的截面是变压器T的上下方向（本发明的 安装高度尺寸方向）短的扁平形状。由此实现了变压器T的低高度化。
[0058] 外罩20由绝缘性树脂构成，覆盖上述的构成的绕线架10。外罩20如图4所示那 样，具备覆盖绕线架10的第1区段以及第2区段部分的中央外罩21。中央外罩21具有侧 面以及上表面，从三个方向包围绕线架10的第1区段以及第2区段部分。中央外罩21具 有开口 21A、21A，在将外罩20罩在绕线架10时，开口 21A、21A与筒形状部11的内部空间 11A的开口重合。磁芯30、31的中央腿30A、31A介由开口 21A、21A插入筒形状部11的内部 空间11A。
[0059] 在中央外罩21的上表面，在与绕线架10的第1区段对置的位置形成开口 21B，在 与绕线架10的第2区段对置的位置形成开口 21C。在中央外罩21的轴向的两端部设置覆 盖端子台16A、16B的两端部22、23。
[0060] 另外，如图5所示那样，在外罩20的上表面以及侧面的内侧，设置在罩到绕线架10 时嵌合到绕线架10的狭缝15的凸部24。图7是放大将外罩20罩在绕线架10的情况下的 狭缝15以及凸部24的部分的截面图。在图7中省略了驱动绕组nbl。
[0061] 在1次绕组np与2次绕组ns间，在安全标准上需要设置一定距离。但是，若仅将 1次绕组np和2次绕组ns分离，磁场耦合就会变弱。为此，通过在绕线架10设置狭缝15， 1次绕组np与2次绕组ns的沿面距离成为图7的虚线那样，能得到狭缝15的深度份的距 离。另外，通过外罩20的凸部24嵌合在狭缝15,1次绕组np与2次绕组ns间的空间成为 狭缝15与凸部24间的空间。因此，1次绕组np与2次绕组ns的空间距离与沿面距离相 同。如此，通过设置狭缝15和外罩20的凸部24,能不削弱磁场耦合地充分确保1次绕组 np与2次绕组ns的沿面距离以及空间距离。
[0062] 接下来说明磁芯30、31，但由于磁芯30、31是相同的形状，因此以下以下说明磁芯 30,将对应的磁芯31的标号标注括号来说明。磁芯30(31)是具有中央腿30A(31A)、两端 腿30B、30B(31B、31B)以及连接部30C(31C)的E型芯。中央腿30A(31A)以及两端腿30B、 30B(31B、31B)平行，并且中央腿30A(31A)位于两端腿30B、30B(31B、31B)间，如此设置在连 接部30C(31C)。另外，中央腿30A(31A)与筒形状部11的内部空间11A相同地具有扁平形 的截面（参考图4)。中央腿30A、31A介由外罩20的开口 21A、21A插入筒形状部11的内 部空间11A。并且，成为中央腿30A和中央腿31A的前端彼此设置间隙而对置，两端腿30B、 30B和两端腿3 IB、31B的前端彼此抵接的状态。由此，磁芯30、31形成具有空气间隙的封闭 磁路。
[0063] 以下说明具备有上述的构成的变压器T的实施方式1所涉及的开关电源。
[0064] 图8是实施方式1的开关电源装置的电路图。在开关电源装置101的输入端子 PI⑴-PI(-)间输入输入电源Vi的电压。然后，将给定的直流电压Vo输出给连接在开关电 源装置101的输出端子Ρ0(+)-Ρ0(-)间的负载（未图示）。
[0065] 在输入端子PI (+)_PI (-)间构成：串联连接谐振电容器Cr、谐振电感器Lr、变压器 T的1次绕组np以及低边开关元件Q1的第1串联电路（本发明的LC谐振电路）。谐振电 感器Lr是变压器T的漏电感。另外，谐振电感器Lr也可以是不同于变压器T的漏电感的 与变压器T的1次绕组np连接的电感器。低边开关元件Q1由η型M0S-FET构成，漏极端 子与变压器Τ的1次绕组np连接。
[0066] 在变压器T的1次绕组np的两端构成串联连接高边开关元件Q2和谐振电容器Cr 以及谐振电感器Lr的第2串联电路。
[0067] 变压器T的2次绕组ns具有中央抽头，是串联连接2次绕组nsl、ns2的构成。2 次绕组nsl、ns2被双线卷绕，形成图1所示的2次绕组ns。在2次绕组nsl、ns2构成由二 极管Ds、Df以及电容器Co构成的整流平滑电路。该整流平滑电路对从2次绕组nsl、ns2 输出的交流电压进行全波整流来使其平滑，并输出给输出端子P〇 (+) -P〇 (-)。
[0068] 在变压器T的驱动绕组（以下称作低边驱动绕组）nbl连接低边开关控制部（本 发明的开关控制电路）81。该低边开关控制部81包括基于二极管Db以及电容器Cb的整流 平滑电路。将通过该整流平滑电路而得到的直流电压作为电源电压提供给开关控制用IC84 的VCC端子。所述开关控制用IC84是电流模式下动作的泛用的开关控制用1C。
[0069] 在输出端子P0⑴、PO(-)与开关控制用IC84间设置反馈电路。在图8中，仅简易 地用一根线（Feedback)表征反馈的路径。在反馈的路径设置绝缘单元71，例如能使用光电 耦合器或脉冲变压器等。具体地，通过输出端子P〇(+)-P〇(_)间的直流电压Vo的分压值与 基准电压的比较而产生反馈信号，在绝缘状态下将反馈电压输入给开关控制用IC84的FB 端子。直流电压Vo越低，则输入给该FB端子的反馈电压越高。
[0070] 另外，开关控制用IC84具备OUT端子以及ZT端子。开关控制用IC84的OUT端子 介由电阻R12与低边开关元件Q1的栅极端子连接。对开关控制用IC84的ZT端子输入从 低边驱动绕组nbl产生的电压。开关控制用IC84具备检测ZT端子的输入电压发生翻转的 电压极性翻转检测电路以及切断延迟电路。电压极性翻转检测电路具备比较在内部产生的 基准电压和ZT端子的电压的比较器。在该比较器的输出电压成为低电平时，在基于切断延 迟电路的延迟时间tdl后使OUT端子成为低电平。由此，低边开关元件Q1切断。另外，在 所述比较器的输出成为高电平时，在经过后面所示的延迟时间tdO后使OUT端子翻转到高 电平。由此,低边开关元件Q1接通。
[0071] 由于使卷绕轴相同地将低边驱动绕组nbl卷绕在1次绕组np，因此，低边驱动绕组 nbl和1次绕组np的耦合较强。由此，在低边驱动绕组nbl产生的电压波形与在1次绕组 np产生的电压波形相似。换言之，在低边驱动绕组nbl产生的电压波形，与将在1次绕组np 的励磁电感产生的电压波形和在谐振电感器Lr产生的电压波形相加得到的波形相似。因 此，开关控制用IC84通过检测在低边驱动绕组nbl产生的电压极性的翻转来合适地检测谐 振的定时，接通低边开关元件Q1，由此能确实地进行低边开关元件Q1的ZVS动作。另外，通 过合适地检测谐振的定时，能合适地检测谐振状态，能防止"失谐"。
[0072] 另外，在开关控制用IC84的OUT端子，连接恒电流电路CC1以及电容器Cbl的串 联电路，使得电容器Cbl的充电电压输入到IS端子地进行连接。恒电流电路CC1，用开关 控制用IC84的OUT端子的电压对电容器Cbl以恒电流进行充电。开关控制用IC84内的比 较器比较电容器Cbl的电压和FB端子的电压，在IS端子的电压超过FB端子的电压时，使 OUT端子的电压从高电平成为低电平。因此，FB端子的电压变得越低，电容器Cbl的充电时 间就越短。即，低边开关元件Q1的连通时间变短，从而直流电压Vo恒电压化。
[0073] 另外，二极管D9构成电容器Cbl的电荷的放电路径。S卩，在开关控制用IC84的输 出电压成为低电平时（Q1切断时），电容器Cbl的电荷介由二极管D9放电。
[0074] 如此，基于电流模式下动作的1C即开关控制用IC84、恒电流电路CC1以及电容器 Cbl的电路，作为电压-时间变换电路发挥作用。然后，检测直流电压Vo,用所述电压-时 间变换电路将通过与基准电压比较而产生的反馈信号的电压变换成时间，将低边开关元件 Q1连通该时间。
[0075] 在变压器T的驱动绕组（以下称作高边驱动绕组）nb2与高边开关元件Q2间设置 高边开关控制部（本发明的开关控制电路）61。具体地，变压器T的高边驱动绕组nb2的 第1端连接在低边开关元件Q1与高边开关元件Q2的连接点（高边开关元件Q2的源极端 子），高边开关控制部61连接在高边驱动绕组nb2的第2端与高边开关元件Q2的栅极端子 间。
[0076] 所述高边开关控制部61是以由4个二极管D1、D2、D3、D4构成的二极管桥整流电 路、和连接在二极管D1、D3的连接点与二极管D2、D4的连接点间即该二极管桥整流电路的 输出端间的恒电流电路CC2构成的双方向恒电流电路。
[0077] 在高边开关控制部61，由电阻R5以及高边开关元件Q2的输入电容（栅极源极间 电容），构成使接通延迟后述的延迟时间td2的接通延迟电路。该接通延迟电路，从高边驱 动绕组nb2所产生的电压的极性翻转起经过延迟时间td2后，使高边开关元件Q2接通。
[0078] 如图1说明的那样，由于高边驱动绕组nb2接近2次绕组ns卷绕，因此高边驱动 绕组nb2和2次绕组ns的耦合较强。在高边驱动绕组nb2产生的电压波形与在2次绕组 ns产生的电压波形、即在2次绕组ns的励磁电感产生的电压波形相似。由此，高边开关控 制部61能在在2次绕组ns产生电压的定时接通高边开关元件Q2来进行ZVS动作。
[0079] 高边开关控制部61在高边开关元件Q2接通后，在经过与低边开关元件Q1的连通 时间相同的时间时强制使高边开关元件Q2切断。如此，与谐振条件无关地在由时间常数电 路决定的定时切断1?边开关兀件Q2。
[0080] 图9是表示有负载变动时的高边驱动绕组nb2的电压Vnb2以及晶体管Q3的基极 发射极间电压Vbe的变化的波形图。
[0081] 由于电容器Cb2以相同电流值的恒电流充放电，因此晶体管Q3的基极发射极间电 压Vbe的倾斜度相等。为此，高边开关元件Q2的连通时间与低边开关元件Q1的连通时间 相等。在图9中，TQ10N(1)和TQ20N(1)因上述的动作而相等。在低边开关元件Q1的连通 时间变长，成为TQ10N(2)时，TQ10N(2)和TQ20N(2)也因上述的动作而相等。
[0082] 如此，若低边开关元件Q1的连通时间发生变化，则高边开关元件Q2的连通时间追 随于此发生变化。
[0083] 如以上所示那样，该开关电源装置101以在低边驱动绕组nbl产生的电压的极性 翻转的定时为触发，来接通低边开关元件Q1。另外，该开关电源装置101作为电流谐振形 半桥转换器动作，即夹着低边开关元件Q1和高边开关元件Q2都成为断开的死时间（dead time)以时间比率D = 0. 5使低边开关元件Q1和高边开关元件Q2通断。
[0084] 图10是表示低边开关元件Q1的栅极源极间电压Vgsl、高边开关元件Q2的栅极源 极间电压Vgs2、低边开关元件Q1的漏极源极间电压Vdsl、晶体管Q3的基极发射极间电压 (电容器Cb2的电压）Vbe、开关控制用IC84的IS端子的电压（电容器Cbl的电压）Vis以 及ZT端子的电压Vzt的关系的波形图。基于该图10来示出开关电源装置101的动作。开 关电源装置101的1循环份的动作如下述那样。
[0085] 开关控制用IC84,基于ZT端子的输入电压来检测在变压器T的低边驱动绕组nbl 产生的绕组电压的极性翻转，从检测到该极性翻转的时刻起延迟延迟时间tdl后切断低边 开关元件Q1。
[0086] 同时，电容器Cb2介由恒电流电路CC2进行放电。
[0087] 在根据基于用于控制直流电压Vo的反馈信号（Feedback)的信号电压生成的时 亥IJ，切断低边开关元件Q1。
[0088] 通过切断低边开关元件Q1，在用在高边驱动绕组nb2产生的绕组电压对高边开关 元件Q2的输入电容（栅极源极间电容）充电后，高边开关元件Q2接通。因此，高边开关元 件Q2在延迟所述充电引起的延迟时间td2后接通。
[0089] 同时，电容器Cb2介由恒电流电路CC2进行充电。
[0090] 通过电容器Cb2的充电电压Vbe到达晶体管Q3的阈值电压而晶体管Q3接通，高 边开关元件Q2的输入电容急速放电，从而高边开关元件Q2切断。
[0091] 由此，在变压器T的低边驱动绕组nbl产生的绕组电压的极性翻转。开关控制用 IC84基于ZT端子的输入电压来探测该翻转。在该电压极性的翻转起经过延迟时间tdO后， 接通低边开关元件Q1。
[0092] 图11A是没有"失谐"的通常状态下的变压器T的1次绕组np的电压以及低边开 关元件Q1的漏极电流的波形图。另外，图11B是产生"失谐"的状态下的变压器T的1次 绕组np的电压以及低边开关元件Q1的漏极电流的波形图。在此，漏极电流的波形的t0? tl的区间，是基于电感值比较小的谐振电感器（包含1次绕组np的漏电感）Lr和谐振电容 器Cr的串联谐振的电流波形，tl?t2的区间是基于谐振电感器Lr、变压器T的励磁电感 以及谐振电容器Cr的串联谐振的电流波形。
[0093] 在将开关频率用fs表征、将第1串联电路的谐振频率用fm表征时，在通常的动作 下保持fm < fs的关系。并且，在轻负载时，开关频率fs上升而输出电力变小，在重负载时， 开关频率fs降低而输出电力变大。若是上述频率的大小关系，则在变压器T的1次绕组np 流动的电流以滞后于加在1次绕组np的电压的相位的"电流滞后相位"动作。
[0094] 但是，随着负载变重而开关频率fs降低，在成为fs < fm时，成为失去谐振条件的 状态（"失谐"）。即，开关频率fs低于谐振频率fm的关系，是从变压器T的1次侧可将变 压器T看成容性的阻抗的状态，电流波形的相位变得比加在变压器T的1次绕组np的电压 波形的相位超前。这种情况下，出现低边开关元件Q1和高边开关元件Q2同时连通的（成 为所谓的臂短路状态的）期间，从而在该2个开关元件Q1、Q2流过过大的电流，产生大的损 耗。
[0095] 具体地，在是电流波形的相位比电压波形的相位超前的状态时，高边开关元件Q2 在低边开关元件Q1切断后夹着死时间接通，但在流过低边开关元件Q1的电流的朝向已经 翻转的（流过低边开关元件Q1的体二极管的）状态下，若高边开关元件Q2接通，则由于体 二极管的反向恢复特性引起的阻断的延迟，在低边开关元件Q1的体二极管导通的状态下 高边开关元件Q2导通，出现所述臂短路。另外，在电流波形的相位比电压波形的相位超前 的状态下，不进行ZVS动作，开关损耗增大。
[0096] 在图11B所示的开关频率fs低于谐振频率fm而出现"失谐"的状況下，由于如已 经叙述的那样电流相位超前，因此在低边开关元件Q1的漏极电流成为负后（电流流向低边 开关元件Q1的体二极管的状态下）高边开关元件Q2接通，由此出现前述的臂短路的问题。
[0097] 根据本发明的实施方式，如图8以及图10所示那样，在开关控制用IC84的OUT端 子电压为"高"的状态下，在ZT端子的电压降低到0V附近时，开关控制用IC84强制切断低 边开关元件Q1。该强制切断动作比高边开关元件Q2接通要更早动作。即，确定tdl、td2， 使得以检测到在低边驱动绕组nbl产生的绕组电压的极性翻转的定时为起点直到切断低 边开关元件Q1为止的延迟时间tdl，小于对高边开关元件Q2的输入电容进行充电直到接通 高边开关元件Q2为止的延迟时间td2的条件（tdl < td2)得到满足。
[0098] 如此，在失谐防止状态下，如图10表征的那样，直到IS端子的电压Vis到达给FB 端子的反馈电压Vfb为止，Q1都切断。因此，虽然输出的直流电压Vo低于规定值，但在例 如因停电等而输入电源Vi的电压低于给定的电压的状态，也不会出现臂短路而让转换器 继续动作，从而能维持输出电力的供给。作为结果，即使输入电源Vi的电压的供给被阻断， 也能不出现臂短路地安全停止转换器。另外，对于瞬时停电等，也能使直流电压Vo的输出 保持时间较长。
[0099] 如此，不会发生开关频率fs低于谐振频率fm而失去谐振条件，另外，在起动、停止 或输出短路等的过渡性的动作状态下，也是即使在低边开关元件Q1接通后1次绕组np的 绕组电压翻转，高边开关元件Q2也不会在Q1基于反馈信号切断前接通。即，不会出现臂短 路，能防止开关电源装置101的损坏引起损耗的增大。
[0100] 图8所示的开关控制用IC84具备设定消隐时间的电路。具体地，构成为在从发生 驱动低边开关元件Q1的脉冲起的给定期间（所设定的消隐时间）内不检测输入到所述ZT 端子的信号。即，掩蔽所述ZT端子的输入。如此，通过设定给定期间不检测绕组电压的极 性的消隐时间，在消隐时间内，即使成为使低边开关元件Q1接通的信号的开关噪声输入到 ZT端子，也能防止通过噪声信号使低边开关元件Q1接通这样的误动作的发生。
[0101] 另外，通过用与高边开关元件Q2的控制端子串联连接的电阻R5 (阻抗电路）和存 在于高边开关元件Q2的栅极端子的输入电容（栅极源极间电容）构成生成延迟时间td2 的延迟电路，能削减部件数量，谋求开关电源装置的小型化。
[0102] 《实施方式2》
[0103] 图12是实施方式2所涉及的开关电源装置的电路图。该开关电源装置102除了 开关控制部62以外，其它都与第1实施方式中图8所示的电路相同。
[0104] 在高边开关控制部62,在高边驱动绕组nb2的输出与高边开关元件Q2间连接由电 容器Cgl、二极管D6,电阻R5、R6、电感器Lg构成的阻抗电路。电感器Lg是贴片电感器或 磁珠电感器等。另外，在高边开关元件Q2的栅极源极间连接齐纳二极管ZD1、ZD2的串联电 路以及电容器Cg2。高边开关控制部62内的其它构成与图8所示的高边开关控制部61相 同。
[0105] 由连接在高边驱动绕组nb2的输出与高边开关元件Q2的控制端子间的所述阻抗 电路、和电容器Cg2构成高边开关元件Q2的接通延迟电路。
[0106] 由在高边驱动绕组nb2产生的绕组电压对电容器Cg2进行充电，在高边开关元件 Q2的栅极源极间电压超过阈值时Q2接通。
[0107] 由于二极管D6以及电阻R6的串联电路与电阻R5并联连接，因此以R5和R6的并 联阻抗设定高边开关元件Q2的栅极电压的上升沿，以仅R5的阻抗支配性地设定下降沿。
[0108] 电容器Cgl通过与电容器Cg2的电容分压控制高边开关元件Q2的栅极源极间的 电压值。另外，齐纳二极管ZD1、ZD2限制高边开关元件Q2的栅极源极间的电压值的最大变 化幅度。
[0109] 根据本实施方式，由于Q2的接通延迟电路的一部分的阻抗电路对应于电流的方 向而其阻抗发生变化，因此能个别地调整开关元件Q2的接通速度和切断速度。
[0110] 另外，所述阻抗电路由于由电容器Cgl和电阻R5、R6的串联电路构成，能通过调整 电容器Cgl的电容值来调整与存在于高边开关元件Q2的栅极端子的输入电容的分压比，施 加适于使高边开关元件Q2接通以及切断的栅极电压。
[0111] 另外，由于在所述阻抗电路设置电感器Lg，因此抑制了高频的浪涌电流，从而能防 止对高边开关元件Q2的栅极端子施加过大的电压。
[0112] 另外，由于在高边开关元件Q2的栅极源极间并联双向连接齐纳二极管，因此能防 止对高边开关元件Q2的栅极端子施加过大的电压。另外，并联连接在高边开关元件Q2的 栅极源极间的齐纳二极管仅任意的单向地连接。
[0113] 《实施方式3》
[0114] 图13是实施方式3所涉及的开关电源装置的电路图。与实施方式1中图8所示 的开关电源装置不同处在于变压器T的二次侧的构成。
[0115] 在实施方式3中，在变压器T的2次绕组ns连接基于二极管D21、D22，D23、D24的 二极管桥电路以及电容器Co。如此，可以用二极管桥电路进行全波整流。
[0116] 《实施方式4》
[0117] 图14是实施方式4所涉及的开关电源装置的电路图。实施方式4所涉及的开关 电源装置104与实施方式1中图8所示的开关电源装置的不同之处在于变压器T的二次侧 的构成。
[0118] 在实施方式4中，在变压器T的2次绕组ns 1的两端构成基于二极管Ds以及电容 器Col的整流平滑电路，在输出端子Ρ0(+)-Ρ0(_)间连接电容器C〇3。另外，将二极管Df以 及电容器C 〇2的串联电路的中点与输出端子PO(-)连接，将两端与变压器T的2次绕组nsl 的两端连接。可以如此地构成倍电压整流电路。
[0119] 《实施方式5》
[0120] 图15是实施方式5所涉及的开关电源装置的电路图。实施方式5所涉及的开关 电源装置105与以上所示的各实施方式的不同之处在于，不是在高边开关元件Q2的漏极与 变压器T的1次绕组np的一端间设置谐振电容器Crl和谐振电感器Lr的串联电路，而使 在谐振电容器Crl和谐振电感器Lr的连接点与接地线间设置谐振电容器Cr2。
[0121] 按照让谐振电感器Lr、l次绕组np、高边开关元件Q2、谐振电容器Crl构成闭环的 方式，设置谐振电容器Crl。另外，按照让谐振电感器Lr、l次绕组np、低边开关元件Q1、谐 振电容器Cr2构成闭环的方式设置谐振电容器Cr2。
[0122] 如此，通过连接谐振电容器Cr2,从输入电源Vi提供的电流在低边开关元件Q1的 连通时间和高边开关元件Q2的各自的连通时间两者的期间，流向谐振电容器Crl、Cr2。与 从输入电源Vi提供的电流仅在低边开关元件Q1的连通时间流过的电路构成相比，从输入 电源Vi提供的电流的有效电流减少。由此，能减少从输入电源Vi提供的电流所引起的导 通损耗。
[0123] 《实施方式6》
[0124] 图16是实施方式6所涉及的开关电源装置的电路图。实施方式6所涉及的开关 电源装置106与实施方式1中图8所示的开关电源装置不同之处在于，除了谐振电容器Cr 以外还设置谐振电容器Cr 1、Cr2这一点。
[0125] 设置谐振电容器Crl、Cr2,使得谐振电感器Lr、l次绕组np、谐振电容器Cr、高边 开关元件Q2、谐振电容器Crl构成闭环，并使得谐振电感器Lr、1次绕组np、谐振电容器Cr、 高边开关元件Q1、谐振电容器Cr2构成闭环。
[0126] 另外，谐振电容器Crl、Cr2分压输入电源Vi的电压地连接。如此，流过谐振电流 的谐振电容器（Cr、Crl、Cr2)也可以是多个。
[0127] 在变压器T的2次绕组ns连接整流平滑电路91。该整流平滑电路91是由图8所 示的二极管Ds、Df以及电容器Co构成的整流平滑电路。
[0128] 另外，在以上所示的各实施方式中，在变压器T的二次侧的电路构成基于二极管 的整流电路，但也可以取代该二极管而设置整流用的FET来进行同步整流。由此，能减少二 次侧的电路的损耗。
[0129] 另外，本发明不仅能在半桥转换器中，还能在全桥转换器等的多晶体管式的转换 器、电压钳位转换器等中，运用在使2个开关元件互补地交替连通/断开的开关电源装置 中。
[0130] 另外，本发明中的变压器不会削弱1次绕组np与2次绕组ns的磁场耦合，并且能 确保安全标准上的距离。该效果在变压器不具备驱动绕组nbl、nb2的情况下也不会改变。 这种情况下，也可以使1次绕组np和2次绕组ns的高度大致相同。
[0131] 标号的说明
[0132] 10绕线架
[0133] 11筒形状部（卷绕部）
[0134] 13、14分隔板（分隔部）
[0135] 15 狭缝
[0136] 20 外罩
[0137] 24 凸部
[0138] 30、31 磁芯
[0139] 61、62高边开关控制部（开关控制电路）
[0140] 81低边开关控制部（开关控制电路）
[0141] 84开关控制1C
[0142] 101?106开关电源装置
[0143] Cr谐振电容器
[0144] Lr谐振电感器
[0145] nbl低边驱动绕组
[0146] nb2高边驱动绕组
[0147] np 1次绕组
[0148] nsl、ns2 2 次绕组
[0149] PI输入端子
[0150] P0输出端子
[0151] Q1低边开关元件
[0152] Q2高边开关元件
[0153] T变压器
[0154] Vi输入电源
[0155] Vo输出电压
【权利要求】
1. 一种开关电源装置，具备： 被输入了输入电源电压的电源电压输入部； 输出直流电压的直流电压输出部； 具有卷绕在绕线架的卷绕部的1次绕组以及2次绕组、低边驱动绕组以及高边驱动绕 组、和形成封闭磁路的芯的变压器； 包含所述1次绕组来形成LC谐振电路的电容器； 与所述电源电压输入部连接的低边开关元件和高边开关元件的串联电路；和 具有控制所述低边开关元件的低边开关控制部、和控制所述高边开关元件的高边开关 控制部的开关控制电路， 所述LC谐振电路包含所述变压器的所述1次绕组或所述2次绕组的漏电感， 所述低边开关元件与所述1次绕组串联连接，并通过其连通来对所述1次绕组施加所 述电源电压输入部的电压， 所述低边开关控制部检测在所述低边驱动绕组产生的绕组电压的极性翻转来接通所 述低边开关元件，在基于检测输出电压的电路的反馈信号的时间切断所述低边开关元件， 所述高边开关控制部检测在所述高边驱动绕组产生的绕组电压的极性翻转来接通所 述高边开关元件，对应于所述低边开关元件的连通时间切断所述高边开关元件， 所述绕线架具备：具有狭缝的分隔部， 所述分隔部沿所述卷绕部的外周而设，将所述卷绕部分割为卷绕所述1次绕组的第1 卷绕区域和卷绕所述2次绕组的第2卷绕区域， 所述1次绕组从所述卷绕部的外周面卷绕到第1高度hl， 所述2次绕组从所述卷绕部的外周面卷绕到第2高度h2， 所述低边驱动绕组以及所述高边驱动绕组以所述高边驱动绕组为所述2次绕组侧来 沿卷绕轴方向并设，并卷绕在所述1次绕组。
2. 根据权利要求1所述的开关电源装置，其中， 所述开关电源装置具备：具有与所述狭缝嵌合的凸部、和覆盖所述1次绕组、所述2次 绕组、所述低边驱动绕组以及所述高边驱动绕组的外罩。
3. 根据权利要求1或2所述的开关电源装置，其中， 与安装所述变压器的基板对置一侧的所述分隔部的高度，高于所述第2高度h2。
4. 根据权利要求1?3中任一项所述的开关电源装置，其中， 所述分隔部设置在从沿所述卷绕轴的所述卷绕部的长度的中央偏出的位置。
5. 根据权利要求1?4中任一项所述的开关电源装置，其中， 所述2次绕组具有：从中央抽头取出、且被双线卷绕的第1绕组和第2绕组。
6. 根据权利要求1?5中任一项所述的开关电源装置，其中， 卷绕轴的正交方向上的所述芯的截面，是所述变压器的安装高度尺寸方向成为最短长 度的扁平形状。
7. 根据权利要求1?6中任一项所述的开关电源装置，其中， 所述电容器连接在所述高边开关元件与所述低边开关元件间。
【文档编号】H01F30/00GK104221266SQ201380017140
【公开日】2014年12月17日 申请日期:2013年3月15日 优先权日:2012年3月30日
【发明者】细谷达也, 山口直毅 申请人:株式会社村田制作所