一种能实现高功分比的宽带滤波功分器的制作方法

本发明涉及功分器技术领域，特别涉及一种能实现高功分比的宽带滤波功分器。

背景技术：

馈电网络是大多数天线阵列的组成部分，用于以所需的功率分配和相位分布将能量从馈电端口传输并分配到每个天线元件。在馈电网络的设计中，不等功分器常用来提高天线阵列的性能，如降低副瓣、控制波束等。

当前，设计不等功分器主要有三种方法。第一种方法是设计各功分支路中的λ/4阻抗转换器来实现不等的功率分配，这种方法可以在一定程度上提升功分比，但功分比受实际可加工线宽的限制，且带宽随功分比增大而减小；第二种方法是设计传输线的电长度从而设计功分比，这种方法降低了电路对阻抗值的要求，但是该方案只能考虑中心频率处的功分与匹配情况，所设计的不等功分器的带宽较窄；第三种方法是用耦合结构替换λ/4阻抗转换器或采用耦合矩阵的方法来设计不等功分器，由于耦合结构所固有的窄带特性，该类不等功分器的带宽一般不超过10％。因此，以上提到的三种典型的设计方法均不适用于设计具有高功分比的宽带不等功分器。

综上所述，不等功分器已经有了一定的发展。但具有高功分比的宽带不等功分器仍然是研究热点。

技术实现要素：

本发明的目的在于提供一种能实现高功分比的宽带滤波功分器，以解决现有功分器的带宽窄、功分比低的问题。

实现本发明目的的技术解决方案为：一种能实现高功分比的宽带滤波功分器，包括设置于功分节点前的λ/4阻抗转换器和设置于功分节点后并联的多个宽带阻抗转换网络；

所述λ/4阻抗转换器，用于降低功分节点处的输入阻抗值，并引入一个带内极点；

所述宽带阻抗转换网络，用于与λ/4阻抗转换器共同构成各滤波功分支路，共同实现宽带范围内的滤波和功率分配。

本发明与现有技术相比，其显著优点为：1)通过引入λ/4阻抗转换器，既降低功分节点处的输入阻抗值又多引入一个带内极点，同时提高功分器的功分比和带宽，具有功分比高、带宽宽、结构简单的优点；2)阻抗转换网络的具体结构不受限制，可以为任意具有阻抗转换功能的宽带电路结构；3)可扩展为多路高功分比滤波功分器，可用于阵列天线的馈电网络中。

下面结合附图对本发明作进一步详细描述。

附图说明

图1为一个实施例中本发明宽带滤波功分器示意图。

图2为一个实施例中本发明新型宽带滤波功分器所等效的宽带滤波器电路图。

图3为一个实施例中本发明新型宽带滤波功分器的初始电路模型图。

图4为一个实施例中本发明新型宽带滤波功分器的电路图。

图5为一个实施例中本发明新型4:1宽带滤波功分器的版图尺寸图。

图6为一个实施例中本发明新型4:1宽带滤波功分器版图的s参数仿真和测试结果。

图7为一个实施例中本发明新型4:1宽带滤波功分器输出端口的幅度差的仿真和测试结果图。

图8为一个实施例中传统宽带滤波功分器的电路图。

图9为一个实施例中功分比为2:1时本发明新型宽带滤波功分器与传统宽带滤波功分器的幅度响应图。

图10为一个实施例中本发明新型宽带滤波功分器和传统宽带滤波功分器分别在不同带宽下可实现的最大功分比系数的曲线图。

具体实施方式

需要说明，若本发明实施例中有涉及方向性指示(诸如上、下、左、右、前、后……)，则该方向性指示仅用于解释在某一特定姿态(如附图所示)下各部件之间的相对位置关系、运动情况等，如果该特定姿态发生改变时，则该方向性指示也相应地随之改变。

另外，若本发明实施例中有涉及“第一”、“第二”等的描述，则该“第一”、“第二”等的描述仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示其相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括至少一个该特征。另外，各个实施例之间的技术方案可以相互结合，但是必须是以本领域普通技术人员能够实现为基础，当技术方案的结合出现相互矛盾或无法实现时应当认为这种技术方案的结合不存在，也不在本发明要求的保护范围之内。

在一个实施例中，结合图1，提供一种能实现高功分比的宽带滤波功分器，包括设置于功分节点前的λ/4阻抗转换器和设置于功分节点后并联的多个宽带阻抗转换网络；

所述λ/4阻抗转换器，用于降低功分节点处的输入阻抗值，并引入一个带内极点；

所述宽带阻抗转换网络，用于与λ/4阻抗转换器共同构成各滤波功分支路，共同实现宽带范围内的滤波和功率分配。

进一步地，在其中一个实施例中，所述λ/4阻抗转换器的阻抗小于50ω。

进一步地，在其中一个实施例中，所述宽带阻抗转换网络包括多个λ/4传输线和多个λ/4短路线。

进一步地，在其中一个实施例中，所述宽带阻抗转换网络包括两个λ/4传输线和两个λ/4短路线，所述λ/4阻抗转换器依次通过两个λ/4传输线连接功分器的输出端口，其中一个λ/4短路线位于λ/4阻抗转换器与一个λ/4传输线之间且接地，另一个λ/4短路线位于另一个λ/4传输线与输出端口之间且接地。

本发明的设计思路如下：如图2所示是一个典型的宽带滤波器的电路，主要结构为三个λ/4的传输线和两个λ/4短路线。该电路可以通过滤波器综合方法进行定量地设计。首先通过计算滤波器电路的整体abcd矩阵获得幅度响应

其中，fcir＝(b-c)/2(b和c为电路整体的abcd矩阵的元素)，计算化简为：

式中，hj(j＝0-4)是关于阻抗值zc,z11,z12,z13和z14的函数，hj＝f(zc,z11,z12,z13,z14)，θ为λ/4线的电长度，中心频率处θ＝π/2；

理想的切比雪夫响应由下式确定：

其中，fref为cosⁱ(θ)(i＝0-4)多项式的函数，ε为等波纹因子，变量α定义为1/cos(θc)，θc为下限截止频率处的电长度；

回损rl和ε的关系为：

带宽fbw和θc的关系为：

fbw＝(180-2θc)/90

为了使所提出的滤波器电路的幅度响应与理想的切比雪夫等波纹幅度响应相同，将函数和联立等式，等效为函数fcir和fref的cosⁱ(θ)(i＝0-4)前的系数分别对应相等即：

h0＝ε

h3＝h4＝0

求解这个多变量的方程组，最后在滤波器的带宽和回损已知的条件下，求解出滤波器电路的阻抗值(zc,z11,z12,z13和z14)。也就是说，在带宽和回损已知的条件下，宽带滤波器各部分的阻抗值可以唯一确定。

需要注意的是当带宽在60％到110％之间时，阻抗值zc总是小于50ω。在下面的不等功分器的设计中，利用这一特性，将zc设计为第一节不等功分器的阻抗转换器。采用这种设计，一方面由于zc小于50ω，通过阻抗转换有效地降低功分节点(p)处的输入阻抗zp，从而提升了功分比；另一方面，λ/4阻抗转换器zc会引入一个额外的带内极点，从而增大了功分器的带宽。zc总是小于50ω这个特性对不等功分器实现高功分比是十分必要的。而使用此滤波器拓补的优点在于不仅可以定量地设计出所需的滤波器的响应(带宽与回损)，而且为实现高功分比的不等功分器提供了合适的阻抗值zc。

结合图3，为本发明新型宽带滤波功分器的初始电路模型图。首先一个λ/4线zc用于降低功分节点处的输入阻抗；然后两个变压器n1和n2分别在功分节点右侧的两个支路中，变压器n1和n2分别与阻抗网络1和阻抗网络2相连，它们共同构成了新型滤波功分器的初始电路模型。在功分比k已知的情况下，两支路的变压器的值n1和n2也随之确定，它们之间的关系分别为和

之后再将变压器n1和n2融入到各对应支路的阻抗值中，优化得到优化支路1阻抗值zm(m＝1-4)和优化支路2阻抗值zn(n＝5-8)，如图4所示。λ/4线zc和优化支路1和2相连，构成了本发明宽带滤波功分器的整体电路图。

作为一种具体示例，在一个实施例中，对本发明的宽带滤波功分器进行进一步验证说明。本示例中功分器为4:1宽带滤波功分器，其基于相对介电常数为3.55，厚度为0.813mm的rogers4003c介质板实现，所有端口的阻抗值均为50ω。功分器的预定指标为：中心频率为1.8ghz，相对带宽fbw＝100％，回损rl＝15db。通过在ads软件中进行仿真和优化，最终得到版图的具体尺寸，如图5所示。结合图4，构成此宽带滤波功分器的阻抗值为zc，zm(m＝1-4)和zn(n＝5-8)。其中，λ/4阻抗转换器zc对应第一传输线，构成宽带阻抗转换网络的阻抗线z1，z2，z5和z6分别对应第二传输线，第三传输线，第四传输线和第五传输线。构成宽带阻抗转换网络的短路线z3，z4，z7和z8分别对应第一短路线，第二短路线，第三短路线和第四短路线。为了使电路的整体结构更加紧凑，传输线需要进行一定程度的弯折。优化后的尺寸具体表现为(单位:mm)：第一传输线的宽度w0＝4.1，长度l0＝28；第二传输线弯折为“n”型，宽度w1＝3.22，“n”型的三段长度分别为l1＝5.77、l2＝6.1、l3＝3.8，“n”型内侧两底端的切角长度t1＝t2＝3.19；第三传输线弯折为“一”字+“n”型，宽度w2＝2.22，“一”的另一端连接第二传输线，“一”字的长度为l4＝5.83，“n”型的三段长度分别为l5＝3.37、l6＝6、l7＝3.85，“n”型内侧左右两底端的切角长度分别为t3＝2.2、t4＝1.5；第四传输线弯折为“u”型，宽度w5＝0.49，“u”型的三段长度分别为l8＝5.6、l9＝11.56、l10＝2.6；第五传输线弯折为“一”字+“u”型，宽度w6＝1.25，“一”字的长度为l11＝5.17，另一端连接第四传输线，连接处外侧的切角长度t5＝1.41，“u”型的三段长度分别为l12＝6.95、l13＝6.97和l14＝6.45，“u”型内侧顶端切角长度t6＝t7＝1.41；第一短路线弯折为“l型”，宽度w3＝2.4，“l型”的两段长度分别为m1＝10、m2＝16.8，且短路线上长度为m1＝10的部分连接传输线；第二短路线弯折为“l型”，宽度w4＝0.75，“l型”的两段长度分别为m3＝10、m4＝17.2，且短路线上长度为m3＝10的部分连接传输线；第三短路线弯折为“l型”，宽度w7＝2.4，“l型”的两段长度分别为m5＝10、m6＝18.5，且短路线上长度为m5＝10的部分连接传输线；第四短路线弯折为“l型”，宽度w8＝1.6，“l型”的两段长度分别为m7＝10、m8＝15.5，且短路线上长度为m7＝10的部分连接传输线。

图6为本实施例宽带滤波功分器的s参数的仿真和测试结果的对比。带宽方面，仿真结果的|s11|<-10db的带宽范围为0.87-2.74ghz(103.3％)，测试结果的|s11|<-10db的带宽范围为0.86-2.72ghz(103.9％)，仿真和测试结果的最小回损分别为14db和13db，均与预设的带宽fbw＝100％和rl＝15db基本吻合。功分比方面，仿真结果的带内频点的功分比范围为3.8-4.3，测试结果的带内频点的功分比范围为3.7-4，测试结果和仿真结果吻合较好且两者均与预设定的带内功分比4基本吻合。

图7为本实施例宽带滤波功分器两输出端口幅度差的仿真和测试结果对比，输出端口p2和p3的仿真和测试幅度差分别为6±0.34db和5.8±0.32db，均与预设定的幅度差6.02db基本吻合。

为了进一步展示本发明的优点，本实施例与传统的宽带滤波器功分器进行了对比研究。图8为传统的宽带滤波功分器的电路图，为了对比的公正性，传统功分器中的宽带阻抗转换网络结构与新型的宽带阻抗转换网络结构相同，均由多个λ/4线和短路线组成。与传统的宽带滤波功分器的结构相比，本发明新型宽带滤波功分器多引入了一条λ/4线，因此新型滤波功分器幅度响应相比于传统的宽带滤波功分器多增加了一个带内极点，有效地提升了功分器的带宽。另一个重要的方面是，λ/4线也降低了功分节点处的输入阻抗值，提升了功分器的功分比。

在带宽方面，图9显示了本发明新型的宽带滤波功分器与传统宽带滤波功分器实现功分比2:1时的幅度响应曲线，新型宽带滤波功分器与传统的宽带滤波功分器相比多了一个极点，而这个极点是由前面提到的额外引入的四分之一波长线zc引入的，因此新型宽带滤波功分器可以实现具有更宽的带宽的滤波功分器。

在功分比方面，本实施例展示了功分比为4:1的宽带滤波功分器，但是实际上本发明可以实现更大的功分比。一般情况下，功分器的最大功分比受可实现的阻抗值范围的限制，阻抗值的取值范围通常限定在25ω和150ω之间，在这个范围内，新型宽带滤波功分器和传统的宽带滤波功分器的可实现的最大功分比系数和带宽的关系曲线如图10所示，由图可知，对于传统的宽带滤波功分器，可实现的带宽范围为60％到88％，带宽60％处实现最大可实现的功分比2；而新型的宽带滤波功分器的可实现的带宽为88％到110％，在带宽88％处取得最大可实现的功分比9，新型的宽带滤波功分器的可实现的最大功分比与带宽均高于传统的宽带滤波功分器。由此可见，新型的宽带滤波功分器可以实现更宽的带宽和更高的功分比，同时植入了滤波功能。

综上，本发明具有功分比高、带宽宽、滤波功分植入等优点。本发明可扩展为多路高功分比滤波功分器，用于阵列天线的馈电网络中。

以上显示和描述了本发明的基本原理、主要特征及优点。本行业的技术人员应该了解，本发明不受上述实施例的限制，上述实施例和说明书中描述的只是说明本发明的原理，在不脱离本发明精神和范围的前提下，本发明还会有各种变化和改进，这些变化和改进都落入要求保护的本发明范围内。本发明要求保护范围由所附的权利要求书及其等效物界定。