专利名称：相移后调节器及其操作方法以及功率变换器的制作方法
技术领域：
本发明一般涉及功率变换，尤其涉及相移后调节器、相移后调节器的操作方法以及使用所述相移后调节器或所述方法的功率变换器。
在电力电子学领域内一直寻求效率更高噪声更低的功率变换器。功率变换器一般用于要求把输入的直流电压变换为和输入直流电压不同的各种直流电压的情况，变换后的电压比输入直流电压较高或者较低。功率变换器的例子包括电信和计算机系统，其中把高电压变换为较低的电压，用于操作所述系统。功率变换器经常遇到一些问题，例如开关损耗、开关噪声和在电力变压器中产生的共模噪声。开关噪声降低系统效率，对于同样的输出功率要求较大的输入功率。开关噪声和变压器共模噪声，二者被传导或者被辐射，需要滤波以便阻止或者减少对其它敏感的电子设备的干扰。
现有功率变换器通常被设计用于实现两种全桥控制策略中的一种，即常规的全桥或相移全桥。两种控制策略使用全桥逆变器拓扑，其具有4个可控的开关(例如金属氧化物半导体场效应功率晶体管)，隔离变压器，输出整流器和输出滤波器。还包括控制器，用于控制可控开关。
常规的全控桥的工作原理如下。可控开关被设置在两个对角线中，在变换周期的一部分，它们轮流地导通，从而在隔离变压器的一次绕组上提供极性相反的直流输入电压。可控开关这样操作，从而把直流电压转换为交流电压，用于操作隔离变压器。在对角线中的可控开关的导通间隔之间，作为转换周期的一部分，所有的可控开关都截止。在理想情况下，这将迫使隔离变压器一次侧上的电压为0。然后，输出整流器整流来自隔隔离变压器的交流电压。因此，隔离变压器的整流电压在理想情况下应当是方形波，其平均值和对角线的可控开关的占空比成正比。
输出滤波器对整流电压进行平滑和滤波，从而在功率变换器的输出端提供基本上恒定的输出电压。控制器监视输出电压，并调节一对对角线中的可控开关的占空比，使得当输入的直流电压和负载电流改变时，保持输出电压恒定。
不过，在实际上，整流后的电压不完全是方波，这是因为，在所有的可控开关都截止时，在隔离变压器的漏抗和可控开关的寄生电容之间形成一个环路。所述的环路耗散能量，因而减少功率变换器的效率。所述的环路还产生大的噪声，例如传导的和辐射的电磁干扰。
研制了相移全桥来解决常规的全桥中的开关损失和开关噪声问题、相移全桥的结构基本上和常规的全桥相同。不过，其优点在于，可控开关的操作能够在可控开关导通之前在可控开关上产生零电压。相移全桥通过只使一对对角线中的一个可控开关截止进行操作，从而开始零电压周期，而不使两个可控开关都截止。然后，另一对可控开关导通，使一次电路中的电流通过两个可控开关循环，此时隔离变压器上的电压基本为零。
这样，两个可控开关把隔离变压器上的电压基本上嵌位到零，从而基本上消除了当可控开关截止时在常规全桥中形成的环路。不过，通过把隔离变压器的一次绕组的两端嵌位到一个轨道，并且然后，嵌位到另一个轨道，相移全桥通过隔离变压器的一次对二次的寄生电容形成电流。因为电容器的电位被从一个轨道到另一个轨道交替地充电，所以还可以产生共模噪声。
此外，通过两个顶部或底部的可控开关交替循环的一次电流可以产生附加的导通损耗。在一次电流的循环间隔期间，对桥的输入电流和施加于输出滤波器上的输出电压基本上是零，需要对输入和输出滤波。
因而，在本领域中需要一种功率变换器，其能够保持全桥拓扑的效率高的优点，同时消除和常规设计有关的缺点。
为了克服现有技术中的上述的缺点，本发明提供了一种具有和输出整流器相连的逆变器的功率变换器中所用的后调节器，提供了一种用于操作所述后调节器的方法，并提供了一种包括所述后调节器或所述方法的功率变换器。在一个实施例中，后调节器包括(1)开关电路，其具有至少一个可控的开关并和功率变换器的输出相连，用于接收来自功率变换器的输出电压，并由其产生相移波形，以及(2)变压器，其具有和开关电路相连的一次绕组和与整流器相连的二次绕组，用于把相移波形提供给整流器，以便调节功率变换器，借以允许逆变器不被调节。
因而本发明引入了一个通过反馈相移波形调节功率变换器的构思。其优点是使得逆变器可以以更有效的方式操作。
在本发明的一个实施例中，逆变器不被调节。在一个相关的实施例中，逆变器在全占空比下工作。本领域技术人员应当理解，在全占空比下工作对提高效率是有利的。
在本发明的一个实施例中，开关电路使波形相移从而增加和减少输出电压。能够增加和减少输出电压使得后调节器的额定功率大大减少(例如减少1/2)。
在本发明的一个实施例中，逆变器从包括以下逆变器的组中选择(1)全桥逆变器和(2)半桥逆变器。不过，本领域技术人员应当理解，任何常规的或者将来发明的逆变器拓扑都可以用于本发明的后调节器。
在本发明的一个实施例中，开关电路从包括以下开关电路的组中选择(1)全桥拓扑和(2)半桥拓扑。不过，本领域技术人员应当理解，任何常规的或者将来发明的开关电路拓扑都可以用于本发明的后调节器。
在本发明的一个实施例中，二次绕组和整流器的第一整流二极管相连，并且变压器具有和整流器的第二整流二极管相连的第二个二次绕组。在要被说明的一个实施例中，二次绕组和第一、第二整流二极管串联。
在本发明的一个实施例中，开关电路以零电压转换方式操作(一种在最小的最好是零的电压下进行转换的操作方式，用于减少开关损耗)，从而产生相移波形。不过，本领域技术人员应当理解，对于本发明零电压转换方式并不是必须的。
以上概要说明了本发明的特征，为的是使得本领域技术人员能够较好地理解下面的本发明的详细说明。本发明的附加特征将在下面说明，其构成本发明的权利要求的主题。本领域技术人员应当理解，它们可以使用此处披露的概念和特定的实施例，容易地得到能够实现本发明的同样目的的其它结构。不脱离本发明的构思，它们可以作出各种改变和改型。
为了更充分地理解本发明，可以参阅下面结合附图所作的说明，其中
图1是现有技术的功率变换器的实施例的原理图；图2是按照本发明的原理构成的功率变换器的实施例的原理图；图3是图2所示的功率变换器的开关波形的例子；图4是图2所示的功率变换器的另一种开关波形。
首先参看图1，其中示出了现有技术中的功率变换器100的一个实施例的原理图。功率变换器100包括和功率变换器100的输入端相连的逆变器110。功率变换器100还包括第一隔离变压器T1和第二隔离变压器T2，它们具有各自和逆变器110相连的一次绕组T1p和T2p。功率变换器100还包括输出整流器140，其和第一、第二隔离变压器T1，T2的各自的二次绕组T1s，T2s相连，用于整流由第一、第二隔离变压器提供的周期波形。功率变换器100还包括和输出整流器140相连的输出滤波器150。输出滤波器150对来自输出整流器140的整流波形滤波，并在功率变换器100的输出端向负载190提供输出电压Vout。
逆变器110是一种包括一个半桥部分和一个全桥部分的混合型逆变器。半桥部分包括跨接在输入端的第一第二电容器C1，C2。半桥部分还包括跨接在输入端的第一第二可控开关Q1，Q2。第一隔离变压器T1的一次绕组T1p被连接在逆变器110的第一节点120(在第一和第二电容器C1，C2之间)和第二节点125(在第一和第二可控开关Q1，Q2之间)之间。
全桥部分包括第一和第二可控开关Q1，Q2以及跨接在第一和第二可控开关Q1，Q2上的第三和第四可控开关Q3，Q4。第二隔离变压器T2的一次绕组T2p连接在逆变器110的第二节点125和第三节点130之间(第三和第四可控开关Q3，Q4之间)。因为第一和第二可控开关Q1，Q2由半桥部分和全桥部分共用，逆变器110可以只用4个可控开关(如常规的全桥逆变器)便有利地实现混合组合。然后，半桥部分和全桥部分的输出通过第一和第二隔离变压器T1，T2的二次绕组T1s，T2s的串联耦合被组合。
输出整流器140包括呈桥式整流器拓扑连接的第一、第二、第三、第四整流二极管D1，D2，D3，D4。第一、第二、第三、第四整流二极管D1，D2，D3，D4被连接到第一和第二变压器T1，T2的第一和第二二次绕组T1s，T2s，并接收来自所述二次绕组的周期波形。输出整流器140整流所述周期波形，向输出滤波器150提供整流的波形。本领域的技术人员对输出整流器是熟悉的。当然，其它整流器拓扑，包括使用同步整流器的整流器，也在本发明的宽的范围之内。
输出滤波器150包括和输出电容器Cout相连的输出电抗器Lout。输出滤波器150从输出整流器140接收整流的波形，并对整流的波形平滑和滤波，从而保持输出电压Vout基本上是一个恒定值。本领域的技术人员对所述的输出滤波器是熟悉的。当然，其它滤波器拓扑也在本发明的宽的范围之内。
功率变换器100以混合方式操作，其中半桥部分是不被控制的，而全桥部分的脉宽通过改变逆变器110的第一脚(包括第一和第二可控开关Q1，Q2)和逆变器110的第二脚(包括第三和第四可控开关Q3，Q4)之间的相移进行控制。因为第一、第二、第三、第四可控开关Q1，Q2，Q3，Q4都以50％的占空比操作，所以在全占空比下跨接在第一隔离变压器T1上的电压可以是方波。因而跨接在第二隔离变压器T2上的电压可以通过改变第一和第二脚之间的相移调节，从而产生脉宽调制波形。然后，方波波形和脉宽调制波形和输出整流器140组合并被整流，从而产生所需的输出电压Vout。
在所述的功率变换器100中，输出电压Vout通过改变相移，因而改变全桥部分第一脚和第二脚之间的脉宽被调节，以便克服输入电压Vin和负载190的变化。虽然功率变换器100对于若干种应用是足够的，但是其具有以下缺点。
在功率变换器100中，半桥部分和全桥部分共用一对公共的可控开关(即第一和第二可控开关Q1，Q2)。因此，功率变换器100可被如此设置，使得调节半桥部分和全桥部分的相对相位能够增加或者减少输出电压Vout的电平。然而，功率变换器100不能这样调节相移，使得输出电压Vout可以增加和减少。此外，在功率变换器100中，半桥部分和全桥部分接收来自功率变换器100输入端的功率。因而功率变换器100需要两个变压器(第一和第二隔离变压器T1，T2)，借以形成两个共模电流通路，用于在逆变器110和功率变换器100的输出之间流过共模电流。此外，在正常操作状态下，全桥部分只能够从输出电压Vout中减去大约电压调节范围的一半的电压。
现在参看图2，其中说明按照本发明的原理构成的功率变换器200的一个实施例。功率变换器200包括和其输入端相连的逆变器210。还包括和逆变器210相连的具有一次侧绕组T1p的隔离变压器T1。还包括输出整流器240，其和隔离变压器T1的二次绕组T1s相连，用于整流由隔离变压器T1提供的周期波形。功率变换器200还包括和输出整流器240相连的输出滤波器250。输出滤波器250滤波来自输出整流器240的整流波形，从而在功率变换器输出端向负载290提供输出电压Vout。功率变换器200还包括后调节器260，其和功率变换器200的输出端以及输出整流器240相连，用于调节功率变换器200的输出电压Vout。
在所述的实施例中，逆变器210包括呈全桥拓扑设置的第一、第二、第三、第四可控开关Q1，Q2，Q3，Q4。隔离变压器T1的一次绕组T1P被连接在逆变器210的第一节点220(第一和第三可控开关Q1，Q3之间)和第二节点225(第二和第四可控开关Q2，Q4之间)之间。虽然所述的实施例披露了全桥逆变器210，但是本领域的技术人员应当理解，本发明的原理可以用于各种拓扑结构的逆变器，包括半桥逆变器。
输出整流器240包括第一和第二整流二极管D1，D2，被设置成全波整流器。第一和第二整流二极管D1，D2和隔离变压器T1的二次绕组T1s相连，并接收来自二次绕组的周期波形。输出整流器240整流周期波形，并向输出整流器250提供整流的波形。本领域的技术人员对全波整流器是熟悉的，并且理解其它的整流器拓扑结构，包括使用同步整流器的拓扑结构，这些都在本发明的范围之内。
输出滤波器250包括和输出电容器Cout相连的输出电抗器Lout。输出滤波器250接收来自输出整流器240的整流波形，并平滑和滤波所述整流波形，以便把输出电压Vout基本上维持在一个恒定的值。本领域的技术人员对输出滤波器是熟悉的。当然，其它的滤波器拓扑也落在本发明的范围之内。
过调节器260包括开关电路265和调节器变压器T2。在所述的实施例中，开关电路265包括和功率变换器200的输出端相连的第五和第六可控开关Q5，Q6。开关电路265还包括跨接在第五和第六可控开关Q5，Q6上的第一和第二电容器C1，C2。虽然所示的开关电路265具有半桥的拓扑结构，但是本领域的技术人员应当理解，其它的开关拓扑结构也落在本发明的范围内。
在上述的实施例中，调节器变压器T2具有连接在开关电路265的第三节点270(在第五和第六可控开关Q5，Q6之间)和第四节点275(在第一和第二电容器C1，C2之间)。调节器变压器T2还具有第一和第二二次绕组T2s1，T2s2，它们分别串联连接在隔离变压器T1的二次绕组T1s和第一与第二整流二极管D1，D2之间。开关电路265接收来自功率变换器210的输出电压Vout，并由其产生一个相移波形。调节器变压器T2然后把相移波形提供给输出整流器240，以便调节功率变换器200。在所述的实施例中，第一和第二整流二极管D1和D2处理从隔离变压器T1的二次绕组T1s和分别从调节变压器T2的第一和第二二次绕组T2s1，T2s2接收的功率。
在所述的实施例中，后调节器260有利地接收来自功率变换器200的输出端的功率，因而只提供一个通路(即隔离变压器T1)，供共模电流在功率变换器200的输入和输出之间流动。因此，功率变换器200避免了参照图1所述的功率变换器100的第二共模电流通路。此外，通过使用开关电路265，其在所述的实施例中是和逆变器210分开的，本发明的后调节器260能够完成电压的增加和电压的减少，使得所需的后调节器260的额定功率较低。此外，通过使用独立的可控开关用于逆变器210和后调节器260，可以减少输入的脉动电流，特别是在正常的操作状态下。
现在参看图3，其中示出了图2所示的功率变换器的开关波形的例子。更具体地说，图3A表示在隔离变压器T1的二次绕组Ts1上的电压VT1s。图3B示出了在调节器变压器T2的第一二次绕组T2s1上的电压VT2s1，图3C说明施加于输出电抗器Lout上的电抗器电压VLOUT。继续参照图2和图3说明功率变换器200的操作。
在所示的实施例中，逆变器210是全桥拓扑结构。当对称地操作并在全占空比时，全桥逆变器一般效率较高。全占空比操作具有若干个优点，包括(1)避免了可控开关的产生共模噪声和传导损耗的空载状态，(2)更有效地利用可控开关和隔离变压器，(3)汲取具有大大减小的脉动分量的输入电流，借以减少输入滤波要求并提高输入滤波电容器的寿命，(4)零电压操作方式操作，以及(5)提供具有减少的交流分量的整流输出电压，从而减少输出滤波要求。
因此，在优选实施例中，逆变器210基本上以全占空比操作(100％)，其中第二和第三可控开关Q2，Q3在开关周期的第一半周导通，从而在隔离变压器T1的一次绕组T1p上提供输入电压VIN。然后，在开关周期的第二半周第一和第四可控开关Q1，Q4导通，在一次绕组T1p上提供相反极性的输入电压VIN。因而，第一、第二、第三和第四可控开关Q1，Q2，Q3，Q4可以把输入电压VIN转换成用于操作隔离变压器T1所需的周期的交变波形(图3A)。在导通间隔期间，在开关周期的一部分，第一、第二、第三和第四可控开关Q1，Q2，Q3，Q4可以截止。通过基本上以全占空比操作逆变器210，逆变器210的输入电流可以基本上是无脉动的。
不过，因为逆变器210基本上在全占空比下操作，所以逆变器210是不能调节的。因而，功率变换器200的输出电压VOUT可能由于输入电压VIN和负载290的变化而波动。为了调节输出电压VOUT功率变换器200使用后调节器260。后调节器260可以增加或减少输出电压VOUT的电平，从而调节功率变换器200的输出。在所述实施例中，开关电路265是半桥拓扑。开关电路265可以在基本上等于逆变器210的占空比的固定的占空比下操作(图3B)。此时逆变器210和开关电路265的相对相位可以被控制，例如从隔离变压器T1的二次侧上的电压VT1s减去或加上调节变压器T2的第一和第二二次绕组T2s1，T2s2的电压VT2s1，VT2s2。这样，开关电路265可以在其本身的额定功率的2倍的范围内控制输出功率。
如果逆变器210要产生所需的输出电压VOUT，则开关电路265相对于逆变器210在90度的相位差下工作，使输出电压VOUT基本不变。不过，输入电压VIN和负载290可能发生变化，这要求输出电压VOUT能够调节以便保持恒定。因此，可以改变逆变器210和开关电路265之间的相对相位来调节输出电压VOUT。
在按照图3所示的实施例中，逆变器210和开关电路265之间的相对相位可以被这样调节，使得隔离变压器T1的二次绕组Ts1上的电压VTIs以及调节器变压器T2的第一二次绕组T2s1上的电压VT2s1的同相分量稍微增加，从而使得由于开关电路265的作用而导致输出电压VOUT的少量的增加。此外，因为开关电路265的第五和第六可控开关Q5，Q6通过正电流(例如在场效应晶体管的情况下从漏极到源极)，所以开关电路265可以在零电压转换方式下操作，从而使开关损耗减到最小。虽然所述的实施例在零电压转换方式下操作，但是本领域技术人员应当理解，对于本发明，零电压转换并不是必须的。
再次参看图4，其中示出了图2的功率变换器200的另一种开关波形。更具体地说，图4示出了在隔离变压器T1的二次绕组Ts1上的电压VTs1。图4B示出了调节变压器T2的第一二次绕组T2s1上的电压VT2s1。图4说明在输出电抗器LOUT上的电抗器电压VLOUT。
在所示的实施例中，功率变换器200在非零电压转换方式下操作。逆变器210和后调节器260之间的相对相位使得第五和第六可控开关Q5，Q6在导通时通过负电流，从而引起较低的转换效率。
本领域的技术人员应当理解，前面讨论的后调节器和用于反馈相移输出波形以便调节功率变换器的输出的方法只是用于说明而已，其它的能够利用相移波形调节功率变换器的实施例也落在本发明的范围内。此外，上面参照特定的电子元件说明了本发明的实施例。不过，本领域的技术人员应当理解，这些元件可以被替换(不必利用相同类型的元件替换)而产生所需的条件或者实现所需的结果。例如，可以用一个元件代替多个元件，反之亦然。本发明的原理可以用于各种功率电路拓扑。此外，本发明的原理可以用于各种半桥、全桥、回扫和使用离散的或集中的磁性元件的放大变换器拓扑。为了更好地理解使用离散的和集中的磁性元件的变换器拓扑，可参见“Modern DC-to-DC Switchmode Power Converter Circuits”，byRudolph P.Severns and Gordon Bloom，Ban Nostrand ReinholdCompany，New York(1985)，该文被包括在本说明中作为参考。
虽然对本发明进行了详细说明，但是本领域技术人员应当理解，不脱离本发明的范围和构思，可以作出各种改变和改型。
权利要求
1.一种用于具有和输出整流器相连的逆变器的功率变换器的后调节器，包括开关电路，其具有至少一个可控的开关并和所述功率变换器的输出相连，用于接收来自所述功率变换器的输出电压，并由所述输出电压产生相移波形，以及变压器，其具有和所述开关电路相连的一次绕组和与所述整流器相连的二次绕组，用于把所述相移波形提供给所述整流器，以便调节所述功率变换器，借以允许所述逆变器不被调节。
2.如权利要求1所述的后调节器，其中所述逆变器不被调节。
3.如权利要求1所述的后调节器，其中所述逆变器在全占空比下操作。
4.如权利要求1所述的后调节器，其中所述开关电路相移所述波形，从而增加和减少所述输出电压。
5.如权利要求1所述的后调节器，其中所述逆变器从包括以下逆变器的组中选择全桥逆变器，和半桥逆变器。
6.如权利要求1所述的后调节器，其中所述开关电路从包括以下开关电路的组中选择全桥拓扑和半桥拓扑。
7.如权利要求1所述的后调节器，其中所述二次绕组和所述整流器的第一整流二极管相连，并且所述变压器具有和所述整流器的第二整流二极管相连的第二二次绕组。
8.如权利要求1所述的后调节器，其中所述开关电路以零电压转换方式操作，从而产生所述相移波形。
9.一种用于操作和具有与输出整流器相连的逆变器的功率变换器相连的后调节器的方法，包括把来自所述功率变换器的输出电压输入到具有至少一个可控开关并和所述功率变换器的输出相连的开关电路；利用所述开关电路相移所述输出电压，从而产生相移的波形；以及利用一个变压器把所述相移波形提供给所述整流器，所述变压器具有和所述开关电路相连的一次绕组和与所述整流器相连的二次绕组，用于调节所述功率变换器，借以允许所述逆变器不被调节。
10.如权利要求9所述的方法，还包括以不被调节的方式操作所述逆变器。
11.如权利要求9所述的方法，还包括以全占空比操作所述逆变器。
12.如权利要求9所述的方法，其中所述所述相移波形增加和减少所述输出电压。
13.如权利要求9所述的方法，其中所述逆变器从包括以下逆变器的组中选择全桥逆变器，和半桥逆变器。
14.如权利要求9所述的方法，其中所述开关电路从包括以下开关电路的组中选择全桥拓扑和半桥拓扑。
15.如权利要求9所述的方法，其中所述二次绕组和所述整流器的第一整流二极管相连，并且所述变压器具有和所述整流器的第二整流二极管相连的第二二次绕组。
16.如权利要求9所述的方法，其中所述相移步骤包括以零电压转换方式操作所述开关电路。
17.一种功率变换器，包括逆变器；具有和所述逆变器相连的一次绕组的隔离变压器；和所述隔离变压器的二次绕组相连的输出整流器；以及后调节器，包括开关电路，其具有至少一个可控开关并和所述功率变换器的输出相连，用于接收来自所述功率变换器的输出电压，并由所述输出电压产生相移波形，以及调节器变压器，其具有和所述开关电路相连的一次绕组和与所述整流器相连的二次绕组，用于把所述相移波形提供给所述整流器，以便调节所述功率变换器，借以允许所述逆变器不被调节。
18.如权利要求17所述的功率变换器，其中所述逆变器不被调节。
19.如权利要求17所述的功率变换器，其中所述逆变器在全占空比下操作。
20.如权利要求17所述的功率变换器，其中所述开关电路相移所述波形，从而增加和减少所述输出电压。
21.如权利要求17所述的功率变换器，其中所述逆变器从包括以下逆变器的组中选择全桥逆变器，和半桥逆变器。
22.如权利要求17所述的功率变换器，其中所述开关电路从包括以下开关电路的组中选择全桥拓扑和半桥拓扑。
23.如权利要求17所述的功率变换器，其中所述二次绕组和所述整流器的第一整流二极管相连，并且所述调节器变压器具有和所述整流器的第二整流二极管相连的第二二次绕组。
24.如权利要求17所述的功率变换器，其中所述开关电路以零电压转换方式操作，从而产生所述相移波形。
全文摘要
一种用于具有逆变器的功率变换器的后调节器、用于操作所述后调节器的方法和功率变换器。包括:开关电路,其具有至少一个可控开关并和所述功率变换器的输出相连,用于接收来自所述功率变换器的输出电压,并产生相移波形,以及变压器,其具有和所述开关电路相连的一次绕组和与所述整流器相连的二次绕组,用于把所述相移波形提供给所述整流器,以调节所述功率变换器,借以允许所述逆变器不被调节。
文档编号H02M3/335GK1289171SQ0012877
公开日2001年3月28日 申请日期2000年9月21日 优先权日1999年9月22日
发明者何津(音译), 马克·埃里奥特·雅克布 申请人:朗迅科技公司