专利名称：一种高频高压开关电源的dc/dc功率变换器的制作方法
技术领域：
本实用新型涉及一种用高频高压开关电源的直流功率变换器。
高频DC-DC变换电路是高频开关电源的功率输出核心部件。DC/DC变换器主要有两种，即“硬开关”方式和“软开关”方式。“硬开关”方式，就是功率开关管在通或关断时，加在其两端的电压或电流不为零。“软开关”方式；就是利用谐振电路，加在开关两端的电压或通过开关的电流为正弦波，减少开关损耗的同时也抑制浪涌电压。“硬开关”方式的变换器，由于存在很大的开通损耗，工作频率比较低，输出功率受限制，输出的纹波电压较高，瞬态响应较差，功率因数低、效率低、输出精度低等，性能价格比不理想。另外，谐振“软开关”方式工作的变换器与硬开关相比，输出指标大大提高，但也存在很多缺点，我公司研究开发人员经过多年的不断探索，发现了变换电路与功率输出整流滤波电路有很大的关系，把两者结合在一块能够进一步提高变换器的工作效率，增大输出功率，提高功率因数、效率，加快瞬态响应，降低纹波电压，降低损耗，能让模块更小型化，大大提高开关电源的技术性能。
本实用新型的目的在于公开一种功率因数高、效率高、电磁兼容性好、纹波系数小、用于高频高压开关电源的DC/DC功率变换器。
本实用新型的目的是这样实现的一种高频高压开关电源的DC/DC功率变换器，包括移相谐振软开关变换电路及其驱动电路，高频输出变压器，其特征在于高频输出变压器的输出端连接有高频同步整流电路和滤波电路。
所述高频同步整流电路由一对高频同步整流开关管及其附加电路构成。
所述移相谐振软开关变换电路的驱动电路包括四条驱动支路；每条驱动支路由一块EXB841集成及其附加电路构成。
所述的EXB841集成其内部的稳压管是已被烧断的，在其外部并有稳压范围更大的稳压管。
所述的移相谐振软开关变换电路由四个功率放大管及其附加电路构成的桥式谐振变换电路。
所述的移相谐振软开关变换电器的每个功率放大管对应连接移相谐振软开关变换电路驱动电路的一条驱动支路。
本实用新型应用于SAG240M20型高频开关电源模块，经测试典型技术参数如下 其中稳流、稳压精度、纹波系数、功率因数、最大效率等技术指标比现有技术提高明显。
图1是本实用新型方框图；图2实施例移相工作波形；图3是本实用新型实施例电路图4是本实用新型实施例中Q5管工作波形；图5是本实用新型实施例中Q6管工作波形。
以下结合附图，对实施例进行详细说明(参照图1)移相谐振软开关变换电路的驱动电路，在移相脉宽调制波PMPT的输入作用下，输出错位驱动控制脉冲，作用移相谐振软开关变换电路，使其将输入的高压直流变成高压高频交流电输出。高频输出变压器将高压高频交流电变压后，输出给高频同步整流电路和滤波电路进行整流和滤波后，输出符合要求的直流电。
(参照图2、图3)移相谐软开关变换电路由高速功率开关管Q1-Q4及其附助电路组成的桥式谐振变换电路构成，四只高速功率开关管在移相谐振软开关变换电路驱动电路输出的相同驱动脉冲移相错位控制下，输出了交流电压。四个高速功率开关管Q1-Q4及其附助电路的接法基本相同，Q1管的集电极连电源正极，集电极C、发射极E之间连有电容1C15，集电极C极同时通过稳压管4D01和二极管4D02的串联支路连IC1(EXB841)的OC脚(6)，Q1管的栅极G与发射极E之间连接有电阻4R17和稳压管4D09的并联支路，栅极G还通过电阻4R04连接IC1(EXB841)的OB脚(3)，Q1管的发射极E一方面连IC1(EXB841)的OE脚(1)，另一方面连Q2管的集电极C。Q2管的集电极C、发射极E之间连有电容1C16，集电极C极同时通过稳压管4D03和二极管4D04的串联支路连IC2(EXB841)的OC脚(6)，Q2管的栅极G与发射极E之间连接有电阻4R18和稳压管4D10的并联支路，栅极G还通过电阻4R08与IC2(EXB841)的OB脚(3)，Q2管的发射极E一方面连IC2(EXB841)的OE脚(1)，另一方面连电源负极。Q3管的集电极C连电源正极，集电极C、发射极E之间连有电容1C17，集电极C同时通过稳压管4D05和二极管4D06的串联支路连IC3(EXB841)的OC脚(6)，Q3管的栅极G与发射极E之间连接有电阻4R19和二极管4D11的并联支路，栅极G还通过电阻4R12连接IC3(EXB841)的OB脚(3)，Q3管的发射极E一方面连IC3(EXB841)的OE脚(1)，另一方面连Q4管的集电极C。Q4管的集电极C、发射极E之间连有电容1C18，集电极C同时通过稳压管4D07和二极管4D08的串联支路连IC4(EXB841)的OC脚(6)，Q4管的栅极G与发射极E之间连接有电阻4R20和稳压管4D12的并联支路，栅极G还通过电阻4R16连接IC4(EXB841)的OB脚(3)，Q4管的发射极E一方面连IC4(EXB841)的OE脚(1)，另一方面连电源负极。Q1管的发射极E与Q2管的集电极C的共同端通过电容1C19连接电感1L01并通过电1L01连交流变压器输入线圈TO交流变压器输入线圈TO另一端与Q3Q4管的共同端连接。在每个功率管(Q1-Q4)的集射极之间并上一个电容(1C15-1C18)的目的，在于减少关断损耗。
在驱动电路的控制下，Q1-Q4管的功率变换工作情况如下(移相工作波形见图2，阴影部分为功率传输时间，同步整流工作波形见图4、图5)(1)初始状态(t=t0)，Q1、Q4导通时，能量通过高频变压器次级传输给负载。由于变压器初级上的负载电流要流经变压器的漏电感，总的初级电流等于负载电流与变压器上的磁化电流之和，电流方向为Q1-T0-Q4，再通过高频变压器次级T1及同步整流功率管Q5传送给负载。此时，Q6截止，阻止T2的电流流通，其作用相当于蓄积能量的扼流圈。当负载很小时，完成谐振过程所需的负载反射电流将很小，此时，磁化电流将起主要作用。
(2)右臂谐振(t0＜t＜t1)，开始时初级电流为一定值流经Q1、Q4开始右臂谐振，由于初级电感(包括变压器漏电感和外加电感)1L01的影响，初级电流保持，然后Q4关断。当Q4关断以后，Q3上的电容开始充电，直到+Vi；当Q4由导通变关断时，其集-射极电容由变压器的电感电流进行充电，同时，Q3的电容则进行放电，直到Q3的体二极管导通。该体二极管导通后，使Q3的电压箝位于-0.7V左右。此时，变压器中的电流只在上半个桥路中流动。在瞬态过程中，初级电流保持，高频变压器初级电压从Vi变为零，在某一时刻，初级电压下降到次级，反映到初级电压以下，这时初级不向次级提供全部的能量，次级输出电感、T2储存的能量补充，初级能量的减少，直到初级提供的能量为零，(3)钳位(t1＜t＜t2)，右臂瞬态一结束，初级电流通过Q1和Q3的体二极管流动。当Q3上的集射极电压接近“0V”时，Q3导通，实现零电压开通，Q3、Q1上的电容电压上升到所需电压的时间由控制器的栅极驱动波形按延时方式进行控制该状态下，电流在Q1、Q3中循环流动。
(4)左臂谐振瞬态(t=t2)，当Q1关断时，变压器电流开始对Q1的电容进行充电，而Q2上的电容开始放电。该过程也需要一个延时过程，从而使Q2射极电压降为“0V”；这一延时也由栅极驱动波形按时延时方式进行控制。当Q2的电压达到“0V”时，Q2将导通。由于此时Q2上的电压为0，故导通是无损耗的。
(5)左臂谐振(t2＜t＜t3)，Q2导通，这个过程类似于传统PWM变换器，初级电压Vi，电流以由Vi和电感决定的速率上升，直到最大。功率通过Q3、Q2分配给负载。其时间由控制电路决定。该时间乘以震荡器的工作频率就可以得到同传统PWM变换器一样占空比。次级高频同步整流功率管Q6导通，Q5截止，能量通过高频变压器和同步整流功率管Q6传送给负载。此时，Q5截止，阻止T1的电流流通，其作用相当于蓄积能量的扼流圈。
此时高频变压器的磁化电流和负载反射电流是叠加在一起的，当满载时，流过IGBT功率开关的总电流值比传统PWN中的总流值大，故采用RDS,ON更小的IGBT功率管，以降低开关器件的损耗。
(6)钳位(t=t3)，此时，Q3关断。Q4上的电压开始下降，当降为“0V”时，Q4导通，便进入下一个工作阶段。
(7)导通(t3＜t＜t4)，Q4导通，初级电流在下半个桥路中循环流动。这时初级不向次级提供全部的能量，次级输出电感、T1储存的能量补充初级能量的减少，直到初级提供的能量为零。
(8)右臂谐振瞬态(t=t4)，Q2关断，电流开始对Q2的电容进行充电，而Q1的电容则开始放电。当Q1上的电压降到“0V”时转为导通。至此，便完成了一个工作周期。然后将又从下一个周期重新开始。
移相谐振软开关变换电路的驱动电路，由4块EXB841芯片(IC1-IC4)及其附加电路构成。每块EXB841集成(IC1-IC4)分别对应连接一个功率开关管(Q1-Q4)；其与附助电路连接形式，以及与功率开关管的连接方式，都相同。现以IC1和其附助电路的连接为例进行说明IC1的第1脚，连Q1管的发射极E并通过电容4C03，4C04并联支路连地(GND4)，2脚连电源+25V，3脚通过电阻4R04连Q1管的栅极G，4脚连光电隔离器的发光二极管的阴极，通过发光二极管和电阻4R03连接电源+25V4；5、7、8、10、11脚悬空；6脚通过稳压管4D01和二极管4D02连Q1管的集电极C，起检测Q1管集电极C电压作用；9脚通过电容4C02和4C01并联支路接电源+25V4，并与地之间接有稳压管4D23；14脚连接地，并与15脚之间连有电阻4R02；15脚通过电阻4R01连接输入DRA端(PMPT脉宽调制波)。该电路在输入的PMPT脉宽调制波作用下，输出信息。芯片IC1-IC4内带有稳压管在使用前，将其人为烧坏。
高频同步整流电路由场效应功率管Q5、Q6及其附加电路构成。其具体电路是电阻1R04和电容1C02串联支路接于场效应功率管Q5、Q6的两个源极S之间，并接于高频变压器的输出线圈的两个输出端之间，电容1C01、1C03分别接于场效应管Q5-Q6各自的源极S和漏极D之间，场效应管Q5、Q6的源极S，各自连接电感1L02、1L03，电感1L02、1L03的共同端与滤波电路连接，场效管Q5的栅极G一方面通过电阻1R06稳压管1D01、1D02电感1L02与其源极S连接，另一方面通过电阻1R06、1R09线圈T4与电感1L02连接。场效管Q6的栅极G一方面通过电阻1R08稳压管1D03、1D04电感1L03与其源极S连接，另一方面通过电阻1R08、1R05线圈T3与电感1L03连接。
滤波电路电容1C06、1C09、1C10、1C11、1C12电阻R07扼流电感1L04构成，电容1C06与电阻1R07串联后与电容1C09并联，并联支路连于扼流电感1L04的两个输入端之间，扼流线圈的两个输出端之间连有电容1C10、1C11、1C12并联支路，场效应管Q5、Q6的极间电压如图5、图6。
权利要求1．一种高频高压开关电源的DC/DC功率变换器，包括移相谐振软开关变换电路及其驱动电路，高频输出变压器，其特征在于高频输出变压器的输出端连接有高频同步整流电路和滤波电路。
2．根据权利要求1所述的一种高频高压开关电源的DC/DC功率变换器，其特征在于高频同步整流电路由一对高频同步整流开关管及其附加电路构成。
3．根据权利要求1所述的一种高频高压开关电源的DC/DC功率变换器，其特征在于移相谐振软开关变换电路的驱动电路包括四条驱动支路；每条驱动支路由一块EXB841集成及其附加电路构成。
4．根据权利要求1所述的一种高频高压开关电源的DC/DC功率变换器，其特征在于所述的EXB841集成其内部的稳压管是已被烧断的，在其外部并接有稳压范围更大的稳压管。
5．根据权利要求1所述的一种高频开关电源的DC/DC功率变换器，其特征在于所述的移相谐振软开关变换电路由四个功率放大管及其附加电路构成的桥式谐振变换电路。
6．根据权利要求1所述的一种高频高压开关电源的DC/DC功率变换器，其特征在于所述的移相谐振软开关变换电器的每个功率放大管对应连接移相谐振软开关变换电路驱动电路的一条驱动支路。
专利摘要一种高频高压开关电源的DC/DC功率变换器,包括移相谐振软开关变换电路及其驱动电路,高频输出变压器,高频输出变压器的输出端连接有高频同步整流电路和滤波电路。本实用新型稳流精度、稳压精度、纹波系数、功率因数、最大效率等技术指标比现有技术提高明显。
文档编号H02M3/145GK2425451SQ0022831
公开日2001年3月28日 申请日期2000年5月29日 优先权日2000年5月29日
发明者黄继凤, 林少鑫 申请人:汕头经济特区自动化电器设备总厂有限公司