专利名称：多输出直流－直流变换器及使用该变换器的电子装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及多输出直流-直流变换器及使用多输出直流-直流变换器的电子装置。
所述直流-直流变换电路2包括直流电源V1，它有输出电压Vin；与直流电源V1并联的电容器C1；用为开关元件的扼流圈L1和FET Q1，它们串联于直流电源V1与输出端P1之间；二极管D1用作续流整流元件，它被接在地与所述FET Q1和扼流圈L1的接点之间；以及电容器C2，它用作滤波电容器，接在输出端P1与地之间。所述FET Q1的栅极接到控制电路(未示出)，并且该FET Q1由来自控制电路的开关信号控制其通-断。控制电路检测输出端P1的电压Vout，并将反馈该电压，以设定FET Q1的开关频率和脉冲宽度，以使输出端P1的电压Vout稳定。输出端P1的输出用作第一输出。
直流-直流变换电路2中的FET Q1和扼流圈L1的接点连接到整流电路3和4。整流电路3是倍压整流电路，由两个二极管和两个耦合电容器组成，它的输出端与输出端P2相连。整流电路4是由四个二极管和四个耦合电容器形成的四倍压整流电路，它的输出端与输出端P3相连。输出端P2和P3的两个输出是第一输出端P1的2倍和4倍那样高。
图6表示在第一输出的负载电流改变时，用为开关元件的FET Q1的源电压Vs(FET Q1和扼流圈L1的接点处得到的电压)的波形，以及流过扼流圈L1的电流Ic。图6(a)和图6(b)表示在负载电流足够大时(重负载时或者正常负载时)所得的源电压Vs和电流Ic；图6(c)和图6(d)表示在负载电流较小时(正常负载时)所得的源电压Vs和电流Ic；图6(e)和图6(f)表示在负载电流非常小时(轻负载或者无负载时)所得的源电压Vs和电流Ic。
如图6(a)和图6(b)所示，当第一输出的负载电流较大时，源电压Vs变得等于当FET Q1导通时直流电源V1的电压Vin，而电流Ic增大。当FET Q1断开时，因扼流圈L1的激励能量，而使电流Ic通过二极管D1自地流到扼流圈L1。随着扼流圈L1激励能量的减小，电流Ic减小。由于所述激励能量的增大，直至FET Q1下一次导通之前，电流Ic不会达到0。在这段期间，由于二极管D1引起的电压降，使FET Q1的源电压Vs低于接地电压。
如图6(c)和图6(d)所示，当第一输出的负载电流变小时，由于扼流圈L1的励磁能量变得更小，在FET Q1截止至FET Q1下一次导通之间的一段时间内，电流Ic为0。换句话说，二极管D1导通的周期减小。当流过扼流圈L1的电流Ic变为0时，FET Q1的源电压Vs等于第一输出的输出电压Vout。
如图6(e)和图6(f)所示，当第一输出的负载电流进一步变小或者变成0时，二极管D1的导通时间进一步减小，FET Q1的源电压Vs不会低到接地电压或者小于接地电压，而是在接地电压以上。
图5所示的直流-直流变换器1的整流电路3和4输出的电压与输入电压的幅值对应，因为它们具有耦合电容器-输入的结构。
当像图6(e)所示那样第一输出的负载电流变得非常小的情况下，输入到整流电路3和4之电压幅值的最大值与最小值之间的差，也即FET Q1的源电压Vs变得较小。于是，整流电路3和4就不像想要的那样工作，同时，在输出端P2和P3处所得到的第二输出电压减小。
第一输出的负载电流变得越小，则二极管D1的导通时间越短，而源电压Vs等于第一输出端的输出电压Vout的时间越长，因此，在一个变换周期内，源电压Vs表示最小值的时间变得更短。当源电压Vs表示最小值的时间减少时，即使源电压Vs表示最大值的时间不变化，整流电路3和4也不能进行有效的工作。根据这一点，难于从第二输出端取得电能。
发明内容
考虑到上述情况作出本发明。本发明的目的在于提供一种多输出直流-直流变换器，当使用获得第一输出所用的直流-直流变换电路的脉冲电压得到第二输出时，即使在第一输出的负载电流变得非常小的情况下，它也避免第二输出端的输出电压下降，还提供一种使用这种多输出直流-直流变换器的电子装置。
本发明提供一种多输出直流-直流变换器而实现上述目的及其它主题，它包含降压直流-直流变换电路，所述变换器包括开关元件，用以转换输入的直流电压，将其变化成脉冲电压，扼流圈和滤波电容器，用以使脉冲电压平滑，以得到小于输入直流电压的第一输出，以及续流整流元件，用于在所述开关元件被断开时使电流流过所述扼流圈；还包括整流电路，用于处理和整流所述直流-直流变换电路的脉冲电压，以得到第二输出，其中所述整流元件是双向同步整流元件，在所述开关元件被断开的时候，它被接通。
本多输出直流-直流变换器中的扼流圈可以是一个变压器，其次级绕组与所述整流电路相连。
本多输出直流-直流变换器中的整流电路可由耦合电容器和二极管组成。
本发明的电子装置具有一个上面描述的多输出直流-直流变换器。
由于使用一种上面所述的结构，即使第一输出的负载电流变得非常小，本发明的多输出直流-直流变换器也能防止第二输出端的输出电压降低。
图5是普通直流-直流变换器的电路图；图6是表示图5所示普通多输出直流-直流变换器随时间变化的特性示意图；
如
图1所示，在直流-直流变换器10中，直流-直流变换电路11设有开关元件Q2，它代替图5所示直流-直流变换器中所用开关元件Q1；另外，还设有FET Q3，用作与二极管D1并联的双向同步整流元件。FET Q2和FET Q3最好都是MOS FET。
FET Q2的栅极与控制电路(未示出)相连，并且由控制电路输入的开关信号控制FET Q2的通-断。控制电路检测输出端P1处的电压，并反馈该信号，以设定FET Q2的开关频率和脉冲宽度，以使输出端P1处的电压Vout稳定。
FET Q3的栅极以与FET Q2同样的方式与控制电路(未示出)相连，并且由控制电路输入的信号控制FET Q3的通-断，以便在FET Q2截断的同时，FET Q3被导通。在某些情况下控制FET Q2和FET Q3，以便他们夹在两个FET-断开周期之间时被交替地导通，以防止它们在同时导通的瞬间使得直流电源V1短路。
图2表示当第一输出的负载电流变化时，用作开关元件之FET Q2的源电压Vs2(FET Q2和扼流圈L1的接点处所得的电压)的波形图，以及流过扼流圈L1的电流Ic波形图。图2(a)和图2(b)表示在负载电流足够大时(重负载或者正常负载时)所得到的源电压Vs2和电流Ic；图2(c)和图2(d)表示在负载电流较小时(正常负载时)所得到的源电压Vs2和电流Ic；而图2(e)和图2(f)表示在负载电流非常小时(轻负载或者无负载时)所得到的源电压Vs2和电流Ic。
如图2(a)和图2(b)所示，当第一输出的负载电流较大时，波形实质上与普通多输出直流-直流变换器1的波形一样。流过多输出直流-直流变换器1的二极管D1的电流主要流过其电阻比二极管D1小的FET Q3。因FET Q3处的电压降，FET Q2的源电压Vs2略小于接地电压，比二极管D1引起的压降要小。在一段FET Q2截断同时FET Q3也截断的短时间内，电流可以流过二极管D1。
如图2(c)和图2(d)所示，当第一输出的负载电流变得较小时，在FETQ2截断与该FET Q2下一次导通之间的一段时间内，由于扼流圈L1的励磁能量变小，电流Ic为0。即使这段时间，由于FET Q3是导通的，而且是双向导通，电流Ic沿相反的方向流过FET Q3和电感器件L1，直至FET Q3变成下一次截断。因此，当电流Ic沿相反的方向流动时，FET Q2的源电压Vs2几乎为0V(实际上，因FET Q3引起的电压降，而比接地电压略大些)。与普通多输出直流-直流变换器1不同，所述源电压不会等于第一输出端的输出电压Vout。
如图2(e)和图2(f)所示，当第一输出的负载电流进一步减小，或者变为0时，由于在FET Q2截断的时候，电流Ic可以沿双向流过FET Q3，所以，FET Q2的源电压Vs2几乎为0V。
如上所述，在直流-直流变换电路11中，由于在第一输出的负载电流变得非常小或者为0时FET Q3被导通，所以当FET Q2截断时，FET Q2的源电压Vs2升高，而且FET Q2的源电压Vs2的最大值与最小值之间的差不会变小。因此，输入至整流电路3和4的电压的幅值不会变小。在输出端P2和P3处所得到的第二输出电压被保持在正常值，避免了各输出电压的降低。
由于所述源电压Vs2不会变得等于第一输出端的输出电压Vout，所以该源电压Vs2在一段固定的时间内表现出最大值，也在一段固定的时间内表现出最小值。因此，使得整流电路3和4在稳定的条件下工作，很容易从第二输出获得电能。
图3表示本发明另一种实施例的多输出直流-直流变换器。图3中与图1中所用相同的符号被赋予与图1所示同样的或者类似的部分，并省去对它们的描述。
如图3所示，在直流-直流变换器20中，直流-直流变换电路21设有变压器T1，以代替图1中所示直流-直流变换器10的电感元件L1。变压器T1的初级绕组N1被串接于FET Q2的源极与输出端P1之间，次级绕组N2的一端与输出端P1相连，另一端与整流电路3和4相连。
由于可通过代替电感元件L1的变压器T1将一脉冲电压加于整流电路3和4，所以可得到采用电感元件L1时相同的优点。
在本发明的直流-直流变换器10和20的直流-直流变换电路11和21中，二极管D1与FET Q3并联，用作同步整流元件。这就使得在FET Q2和FET Q3都被截断的同时，电流流过电感元件L1。因此，如果FET Q2和FET Q3被截断一段非常有限的时间，则无需使用二极管D1。当把MOSFET用于FET Q3的时候，由于可以用MOS FET的二极管组元代替二极管D1，所以即使在FET Q2和FET Q3被截断一段时间时，也无需设置二极管D1。
在多输出直流-直流变换器10和20中，从两个整流电路3和4得到两个第二输出。多输出直流-直流变换器的结构需要有第二输出，所述第二输出是通过使用为得到第一输出所用的直流-直流变换电路的脉冲电压所得到的，不过第二输出的数目可以是一个、两个、三个或者更多，并可给出在得到两个第二输出情况下同样的优点。
图4是本发明一种实施例电子装置的透视图。图4中用为电子装置的打印机30使用本发明的多输出直流-直流变换器10作为电源电路。第一输出用作比如只在打印期间工作的负载比较重的电路所用的电源，第二输出用作始终在工作的负载比较轻的电路所用的电源。
由于打印机30采用本发明的多输出直流-直流变换器10，所以在打印期间以及等待打印期间，有稳定的电压加给每个电路，以实现稳定的工作。
图4所示的打印机30使用图1所示的多输出直流-直流变换器10。打印机30可以使用图3所示的多输出直流-直流变换器20。在这种情况下，可以得到同样的优点。
本发明的电子装置并不限于打印机，而包括所有需要与变化较大的负载相连的第一输出以及第二输出的多输出直流-直流变换器的电子装置，如笔记本个人计算机和便携式信息装置。
虽然已经关于其特定的实施例描述了本发明，但对于本领域的技术人员而言，很多其它的变化和改型以及其它使用都将是显然的。所以，不应以这里的特定叙述限制本发明，而只能由所附各权利要求限定之。
权利要求
1.一种多输出直流-直流变换器，包含降压直流-直流变换电路，所述变换器包括开关元件，用以转换输入的直流电压，将其转换成脉冲电压；扼流圈和滤波电容器，用以使脉冲电压平滑，以得到小于输入直流电压的第一输出；续流整流元件，用于在所述开关元件被断开时使电流流过所述扼流圈；以及整流电路，用于处理和整流所述直流-直流变换电路的脉冲电压，以得到第二输出；其特征在于，所述续流整流元件是双向同步整流元件，在所述开关元件被断开的时候，它被接通。
2.如权利要求1所述的输出直流-直流变换器，其特征在于，所述扼流圈是一个变压器，其次级绕组与所述整流电路相连。
3.如权利要求1所述的输出直流-直流变换器，其特征在于，所述整流电路由耦合电容器和二极管组成。
4.如权利要求2所述的输出直流-直流变换器，其特征在于，所述整流电路由耦合电容器和二极管组成。
5.如权利要求1所述的输出直流-直流变换器，其特征在于，所述续流整流元件包括开关晶体管。
6.如权利要求5所述的输出直流-直流变换器，其特征在于，还包括与所述续流整流元件并联的二极管，以保证在所述开关元件和续流整流元件断开时电流流过所述扼流圈。
7.如权利要求5所述的输出直流-直流变换器，其特征在于，所述开关晶体管包括MOS FET。
8.一种具有多输出直流-直流变换器的电子装置，所述直流-直流变换器包含降压直流-直流变换电路，所述装置包括开关元件，用以转换输入的直流电压，将其转换成脉冲电压；扼流圈和滤波电容器，用以使脉冲电压平滑，以得到小于输入直流电压的第一输出；续流整流元件，用于在所述开关元件被断开时使电流流过所述扼流圈；以及整流电路，用于处理和整流所述直流-直流变换电路的脉冲电压，以得到第二输出；其特征在于，所述续流整流元件是双向同步整流元件，在所述开关元件被断开的时候，它被接通。
9.如权利要求8所述的电子装置，其特征在于，所述扼流圈是一个变压器，其次级绕组与所述整流电路相连。
10.如权利要求8所述的电子装置，其特征在于，所述整流电路由耦合电容器和二极管组成。
11.如权利要求9所述的电子装置，其特征在于，所述整流电路由耦合电容器和二极管组成。
12.如权利要求8所述的电子装置，其特征在于，所述续流整流元件包括开关晶体管。
13.如权利要求12所述的电子装置，其特征在于，还包括与所述续流整流元件并联的二极管，以保证在所述开关元件和续流整流元件断开时电流流过所述扼流圈。
14.如权利要求12所述的电子装置，其特征在于，所述开关晶体管包括MOS FET。
全文摘要
一种多输出直流－直流变换器,包含降压直流－直流变换电路,所述变换器包括:开关元件,用以转换输入的直流电压,将其变化成脉冲电压;扼流圈和滤波电容器,用以使脉冲电压平滑,以得到小于输入直流电压的第一输出;以及续流整流元件,用于在所述开关元件被断开时使电流流过所述扼流圈;还包括整流电路,用于加工和整流所述直流－直流变换电路的脉冲电压,以得到第二输出。由于续流整流元件是双向同步整流元件,在所述开关元件被断开的时候,它被接通。即使在第一输出的负载电流减小时,所述开关元件的源电压幅值也不减小。因此,从整流电路所得的第二输出总保持正常值。
文档编号H02M7/21GK1352485SQ0113686
公开日2002年6月5日 申请日期2001年10月31日 优先权日2000年11月2日
发明者佐野直人, 国井信悟 申请人:株式会社村田制作所