专利名称：用于具有二次脉宽调制控制的回扫变换器的启动电器的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种电子开关电源，其具有高的输入电压，并应用于小功率的情况，例如离线的电池充电电路，其要求由输入侧的交流电源线提供的自含的偏置电源。由于安全的原因，需要在开关电源变换器的输入电源线和输出功率之间提供电绝缘。在交流电源线供电的开关电源变换器中，输出绝缘一般通过在变换器的输入侧和输出侧之间提供一个变压器来实现。高压开关元件和脉宽调制(PWM)控制电路一般被设置在变压器的一次侧。为了调节输出电压或输出电流，或者调节输出电压和输出电流，提供一个或几个反馈环，用于把来自输出侧的控制值连接到输入侧的控制电路。由于需要绝缘，从输出侧到输入侧的反馈通路也必须被隔离。控制值的隔离通常通过使用通过一个光隔离装置的光耦合来实现，或者通过使用经过控制变压器的感应耦合来实现。跨过绝缘隔离器被传输的信号通常是模拟信号，并且，例如，对由于温度变化，由于隔离电路的非线性而引起的失真，以及隔离电路或元件的带宽的限制而导致的噪声和参数漂移是敏感的。
根据上述理由，可以在开关电源中包括一个二次侧控制电路。在使用二次侧控制时，PWM控制电路完全被设置在二次侧上，而电子开关元件被设置在一次侧上。因为所有的输出电压或电流的检测都在二次侧进行，所以不需要跨过绝缘隔离器传递模拟控制信号。而是，控制电路产生一个导通截止脉宽调制控制序列，这个序列例如通过脉冲变压器被耦合到一次侧开关元件上。因为和一次侧上的交流电源线实行直接连接，在启动时在二次侧PWM控制电路不能够容易地获得功率。因而，必须采取专门措施，以便确保在最初经过交流电源线加上功率时电源装置开始工作。
图1是一种具有二次侧控制的常规的开关电源20的例子。电源20包括输入侧21和输出侧22，它们由开关电源变压器17隔离，所述变压器具有一次绕组4和两个二次绕组5和6。一次绕组4和高频逆变器2相连，所述逆变器又和与交流电源线直接相连的输入滤波器以及极性保护(整流器)电路1相连。在电源20的工作期间，变换器电路2内的开关元件引起流过一次绕组4的交流电流，并在二次绕组5和6中感应出电流。输出整流器和滤波电路7和二次侧6相连，并且把感应的交流功率电进行整流，以便提供具有所需电压和电流值的直流功率。
为了把电路7的输出调节到一个所需的值，提供一个控制电路15。在图1的例子中，控制电路15包括一次侧控制电路12，其产生一个启动开关波形，和二次侧控制电路14，其产生利用反馈控制调节的PWM控制信号。脉冲变压器16提供一次侧/二次侧隔离，并通过控制通路13把来自二次侧控制电路14的PWM控制信号耦合到高频逆变器电路2。一次侧通断开关10旁路一次侧控制启动电路12，和/或二次侧通断开关11旁路二次侧控制电路14。开关10和/或开关11可以被提供用于控制电源20的启动和停止操作。
为了提供初始的启动，一次侧控制启动电路12通过位于整流器1和逆变器2之间的直流母线上的电阻R1获得操作功率。一次侧控制启动电路12经过通路3向逆变器2输出一个方波开关控制信号，该控制信号旁路脉冲变压器16，以便在启动期间控制高频逆变器电路2。在启动之后，当有足够的能量被传递给二次绕组6以便操作二次侧控制电路14时，来自二次绕组5的反馈信号将使一次侧控制电路12停止发出方波开关信号。从这一点开始，二次侧控制电路14将通过控制通路13和反馈隔离脉冲变压器16进行逆变器2的全部的开关控制。二次侧控制电路14通过比较输出电压值和预定的参考值进行常规的电压调节，以便调节高频逆变器2的开关元件的通断占空比。电源变压器17一般是降压变压器，虽然这并不是必须的。在二次绕组6中感应的低电压向输出整流器和滤波器电路7提供功率，滤波器电路接着在输出端提供一个平滑的稳定的直流电压。
因为从输出端到二次侧PWM控制电路14的反馈控制线8中没有隔离元件，所以不存在上述的关于模拟信号隔离的限制。不过，和常规的一次侧控制方法相比，用于二次侧控制电路14的启动功率更难于获得，在一次侧控制方法中全部控制电路被设置在电源变压器的一次侧上。一种常用的方法是包括一个电子电路，用于产生具有固定的频率和占空比的PWM信号或者方波信号，以便使启动功率传递给二次侧控制电路14。因为这个启动电子电路12位于一次侧，所以这些元件承受来自交流电源线的高电压，因而需要高压硅集成电路工艺来实现启动电路12。
从可靠性的观点看来，需要把一次侧上的整流器和逆变器2中的开关元件限定为硅原件。其它的担心和缺点包括用于提供有效的启动电路而导致的附加成本和复杂性。
发明内容
本发明的总的目的在于提供一种隔离输出的开关式电源，其包括一个简化的输入侧启动电路和一个低压输出侧集成控制电路，其克服了现有技术中的限制和缺陷。
本发明的另一个目的在于，提供一种隔离输出的开关式电源，其包括在初始启动间隔期间使用自振荡的启动电路和低压输出侧集成控制电路，所述控制电路在只要二次侧功率可以得到时便接管启动电路的控制，其在某种意义上能够克服现有技术的限制和缺点。
本发明的第三个目的在于，提供一种开关式电池充电器电路，其在世界各地使用的各种交流电源线电压下都能可靠地启动和工作。
本发明的第四个目的在于，提供一种低压集成电路，用于从开关式电源的二次侧控制所述开关方式电源，其在某种意义上能够克服现有技术的限制和缺点。
本发明的一个方面，提供一种隔离输出的开关式电源，其具有一个一次绕组和至少一个二次绕组的变压器。第一整流滤波器对从交流电源线上汲取的输入功率进行整流和滤波。一个包括一次绕组和开关场效应晶体管的源极-漏极通路的串联网络能够使能量传递给变压器的铁心。一个包括第一电阻-电容网络的启动电路被连接用于在初始加电期间直接向晶体管的栅极提供一个从整流的输入电源得到的下降的电压值，使得所述晶体管导通，并通过一次侧把输入功率传递给所述铁心，直到所述电阻电容网络的时间常数使所述晶体管停止导通。当通过一次绕组的导通停止时，存储在铁心中的能量便传递给二次绕组。一个第二整流器和小值的滤波电容器和二次绕组相连，用于产生一个初始操作低电压。一个集成电路芯片在电气上被配置和连接，用于接收和使用所述初始操作低电压，以便开始产生开关脉冲，并通过一个隔离电路向晶体管的栅极产生和输出所述开关脉冲，使得在按照初始下降电压值使晶体管停止导通之后，立即发生晶体管的控制转换。在本发明的这个方面，变压器最好具有一个第二次绕组，并且所述电源还包括第三整流器，用于产生第二二次侧电压。一个包括第三电容器，第一电感器和第四滤波电容器的限流网络在初始启动期间使输出负载和第二二次绕组实行初始隔离，而在初始启动之后对第二二次电压滤波并把第二二次电压作为稳定的直流电源提供给负载。按照本发明的另一个方面，一个输出值监视器被连接在包括第二二次绕组和第三整流器的网络中，并且所述集成控制电路芯片和所述输出值监视器电气相连，并且相对于监视的流到负载的电源的输出值调节开关脉冲的占空比。
在本发明的另一个方面中，一种隔离输出开关电源包括具有一次绕组和二次绕组的变压器。第一整流器整流来自交流电源线的输入功率。一个串联网络包括所述一次绕组和一个开关场效应晶体管的源极-漏极通路。一个谐振电路网络和所述晶体管的栅极相连，用于在初始加电间隔期间使所述晶体管发生自振荡(开关)，使得所述晶体管把输入的交流电流通过一次侧传递给变压器的铁心。此时，存储在变压器铁心中的能量被传递给二次绕组。一个第二整流器和一个小值的滤波电容器和所述二次绕组相连，用于产生一个初始操作低电压。电气连接一个集成控制电路芯片，用于接收和使用所述初始操作低电压，以便开始产生并输出开关脉冲。一个隔离电路包括一个脉冲变压器，所述脉冲变压器具有一个二次绕组，其形成谐振电路网络的一部分，并把开关脉冲传递给晶体管的栅极，因而使晶体管在初始加电间隔过后停止自振荡。
在本发明的一个相关的方面中，提供一种低压开关电流控制集成电路，用于具有由电源变压器和输出侧隔离的输入侧的开关电源内。一次侧包括电源变压器的一次绕组，第一整流器和滤波器，用于整流和滤波来自交流电源线的交流电流，从而提供一次直流电流，一个MOSFET开关，其具有和一次绕组串联的源极和漏极电流通路，并具有一个栅极电路，启动电路装置，用于使所述MOSFET开关初始导通，并在初始启动间隔期间把能量传递给电源变压器的铁心中。隔离的二次侧至少包括第一二次网络，其具有第一二次绕组和第二整流器和滤波器，用于对所述能量进行整流和滤波而成为低的操作电压。低压电流控制集成电路产生控制脉冲，用于在收到低操作电压时控制栅极电路。二次侧最好还包括第二二次网络，其具有第二二次绕组和第三整流器、隔离器以及滤波器，用于在初始启动间隔期间进行整流，初始隔离，然后对来自变压器的能量进行滤波和平滑而成为用于外部负载的输出功率。按照本发明的这个方面，所述集成电路包括(a)低值操作电压监视电路，其被连接用于监视由所述第一二次网络提供的操作电压的值；(b)线性滤波控制电路，其被连接用于在初始启动间隔期间随着操作电压值的增加把外部电容器的电容附加到第二整流器和滤波器；(c)输出功率监视电路，用于监视应用于外部负载的输出功率，以及(d)脉宽调制脉冲发生器电路，用于产生具有由监视的输出功率控制的宽度的循环控制脉冲，所述控制脉冲通过一个隔离电路例如隔离电容器和脉冲变压器被提供给MOSFET开关的栅极。
在本发明的这个方面中，输出功率监视器电路最好包括电压监视器和电流监视器。
本发明的这些和其它的目的，优点，方面和特征，本领域技术人员通过结合附图阅读下面优选实施例的详细说明，将会更加充分地理解。
图1是常规的开关电源的功能方块图，其中使用一次侧控制器用于启动，使用二次侧PWM控制器进行开关控制；图2是一种离线开关电源第一优选实施例的功能原理电路和方块图，其中包括按照本发明的原理的控制电路；图3是在图2的电源中使用的单片控制电路的功能原理电路和方块图；图4(A)-4(E)是沿着共同的水平时基绘制的一组电压和电流波形图，表示例如响应120V的一次电压图2的电路的启动方式和操作方式的波形；图5(A)-5(E)是一组电压和电流波形图，其和图4的波形类似，表示例如响应370V的一次电压图2的电路的启动方式和操作方式的波形；图6是一种离线开关电源第二优选实施例的功能原理电路和方块图，其中包括按照本发明的原理的控制电路；图7是在图6的电源中使用的单片控制电路的功能原理电路和方块图；图8是沿着共同的水平时基绘制的一组电压和电流波形图，表示在自振荡启动间隔期间图6的电路的操作；图9是图6的电路在由自振荡向PWM控制转换的期间图6的电路的一组电压和电流的波形图；以及图10是一组电压和电流波形图，表示随着图9的从自振荡向PWM控制的转换的进展直到达到一个最终值时的过程中偏压的增加。
具体实施例方式
参见图2，按照本发明的原理的开关电源100包括变压器73，其具有在一次侧102上的一次绕组91和在二次侧104上的两个二次侧绕组92和93。一次侧102包括开关晶体管75，最好是N沟道增强型金属氧化物硅场效应晶体管(MOSFET)，具有和一次绕组91的一侧相连的漏极和与一次侧地回路相连的源极。晶体管75包括绝缘栅极，其具有电容器74，与从全波整流器71的输出延伸的正的直流母线相连，并具有电阻78和齐纳二极管79，和一次侧地回路相连。电容器74向栅极提供初始充电电流，电阻78使电容器74在启动期间能够充电。齐纳二极管79把栅极电压箝位到一个安全值。
二次侧104包括整流二极管80，其整流在二次绕组92中感应的电流。包括电容器82，电感器81和电容器83的一个网络接收并滤波得到的直流电压，并将其提供给端子106作为输出电压，以便供给外部使用，例如对锂离子电池单元充电。应当注意，电容器83提供一次滤波和平滑功能，同时电感器81和电容器82限制在初始启动期间滤波电容器83的初始冲击电流达到最大值，这在下面还要说明。电流检测电阻86和包括电阻84和85的电阻分压器网络向充电控制电路89提供电流和电压监视值。
二极管87被连接用于整流在二次绕组93中相对于二次侧地感应的电流，并且包括一个小值的启动滤波电容器88，用于向充电控制电路89提供直流。充电控制电路89最好作为一个单片硅集成电路被构成。控制电路89的电路将在图3中描述，并结合图3进行说明。除去对二极管87的连接线118和小值电容器88之外，充电控制电路89包括对输出节点106的输出电压监视连接线117，对在电阻85和86之间的节点的电流监视连接线116，以及对电阻85和84之间的节点的恒流方式检测连接线115。电路89还包括对二次侧地的接地连接线114，以及对在一次/二次接口的二次侧上的脉冲变压器77的绕组的两个控制连接线113和112。隔离电容器76和一个控制连接以及变压器77的二次侧绕组串联连接。充电控制电路89还包括对相对高值的滤波电容器90的连接线111，所述电容器也和二次侧地相连。
在启动时，因为电容器74上的初始电压是0，这是因为具有通过电阻78的漏极通路，一个冲击电流流入电容器74，所述冲击电流具有足以在MOSFET开关75的栅极提供导通控制电位的幅值。此时，开关75被驱动导通。在初始导通间隔期间，一次电流线性上升，直到MOSFET开关75截止。当电容器74被完全充电到在全波整流器71的输出端出现的母线电压，并且MOSFET开关75的栅极电压相对于一次侧地变为0时，在一段时间间隔之后发生截止，所述时间间隔由电容74和电阻78建立的电阻电容(RC)时间常数确定。
在二次侧，二极管87开始导通，并且在变压器73中存储的能量作为初始直流操作电流被传递给充电控制电路89。在变压器73中存储的能量的数量由一次侧上的电容74和电阻78确定的RC时间常数设置。因为在MOSFET开关75截止之后二极管78还导通，所以存储的能量的一部分被传递给输出电容器82和83。因为一般变压器的磁心的尺寸有限，所存储的能量相当小。因而，使主输出电容器的能量传递最小化，以便使较多的能量用于控制电路89的初始加电是重要的。为此，电感器81和电容器82限制提供给电容器83的初始能量。应当注意到，电容器82和83是小值的电容器，因而需要相当小的能量用于在初始启动间隔期间充电。假定它们存储的能量等于从变压器73接收的能量，则能量平衡公式为
Lpri*Ip2＝C3*Vcc_ST2其中Lpri是变压器73的一次绕组91的一次电感，Ip是当MOSFET开关75截止时通过绕组91的一次电流，C3是二次侧93的初始滤波电容器88的电容，Vcc_ST是控制电路89被启动时的门限电压值。
在一次功率最初被提供给电源100时电源输出106近似短路或具有一个对二次侧地非常小的电阻的情况下，一次电感的值被急剧地减少到一个漏电感值，因而不会经过二极管87和电容器88存储足够的能量使控制电路加电。因为电阻78和电容器74的RC电路在电源加电期间只操作一次，MOSFET开关75将保持在其非导通状态或截止状态，直到电源被去掉，所述短路从输出106被除去，并且再施加初级电源。因而，基于RC的启动电路提供了一个自保护防止加电故障状态，例如在输出端106对二次侧地短路的附加特征。
图3详细说明包括在图2的开关式电源中的充电控制电路89的结构和功能。因为充电控制电路89全部位于开关电源的二次侧104上，其可以通过使用低压集成电路设计方法以相对低的成本被制成集成电路，例如其最大电压为10V。在实施时，充电控制电路89最好包括图3所示的电路元件和连接，包括单板的电压参考调节器，用于分别对单板的误差放大器31，42，44，46和48提供预定的参考电压33，43，45，47和49。初始功率被提供给启动连接线118，以便启动电路89。产生PWM，并通过脉冲变压器77的感应被传递给电源的一次侧上的控制MOSFET75的栅极。当控制MOSFET75变为导通时，更多的能量被传递给二次绕组93，在连接线111上的大值滤波电容器90的电压逐渐增加，其通过FET30和连接118并联，作为线性调节器，借以使电容器90和相对低值的电容器88并联，并在启动之后提供更多的能量保持能力，用于控制电路89。
误差放大器31限制通过晶体管30的电流，借以提供一个线性调节器，用于调节流入电容器90的充电电流，以便避免放电被保持在相对小的值的滤波电容器88中的电荷，从而确保控制电路89在启动程序期间有效地维持加电。当较大值的滤波电容器83和90开始充电时，在输出106开始得到提供的功率。通过电压检测连接117由电路89检测二次电压，并在参考放大器42内与内部电压参考值43进行内部比较。然后，参考放大器42在误差放大器38内与由斜坡振荡器40产生的斜坡电压比较，以产生设置触发器37的逻辑值。触发器37在斜坡振荡器40回扫时复位。合成的波形构成脉宽调制(PWM)控制信号，其通过与门39选通，并由缓冲放大器29放大，并作为栅极控制信号在连接线113上通过隔离电容器76和脉冲变压器77的二次侧提供给一次侧控制MOSFET75的栅极。
恒流检测连接线115作为误差电压被加于误差放大器46的一个输入端并与参考电压比较，如果选择恒流调节方式代替恒压调节方式的话。方式选择通过电子开关50进行。如果选择恒流调节方式，其调节过程和恒压调节方式相同。
因为在变压器73的一次侧上没有控制或检测电路，所以需要在电源的二次侧实现电流限制和故障保护。电流检测连接线116检测瞬时的二次电流，其在一次侧MOSFET开关75截止之后便立即和一次侧电流成正比。因为PWM频率和最大的导通时间是固定的，在最大的导通时间控制电流上升之后，可以检测到最坏情况的故障电流。在一般的高频设计中，最大导通时间是几微秒，这个时间足够短，使得大多数MOSFET开关晶体管都能够承受。与门89选通最大电流值有关的PWM控制信号。在电流控制电路89内，在连接线116检测输出电流，并在误差放大器48中与参考电压49比较，误差放大器输出一个电流限制逻辑控制，用于经过与门39控制PWM控制信号的选通。
图4表示一组在图2的电源电路的实施例中的波形图(4(A)-4(E))，此时一次侧整流器71在最初的10微秒启动间隔期间和在经过第一个40微秒的操作之后的随后的操作方式期间输出大约120V的直流电压。图4的曲线(A)表示在充电控制电路89内的控制偏压，其来自一个单板电压调节器36的输出，是在启动时在电路89的脚111测量的。曲线(B)是在启动连接线118上的未调节的偏压，并且表示所述未调节的偏压的幅值沿着相同的启动时间线超过控制偏压。曲线(C)表示流过主开关变压器73的一次绕组的电流。曲线(D)表示一次侧控制MOSFET75的漏源电压，曲线(E)表示加于开关75上的栅极控制电压。
在初始启动程序期间，图4的曲线(E)表示在前3微秒或4微秒内在开关MOSFET75的栅极具有一个三角形的控制脉冲。当MOSFET75截止时，在大约前4微秒之后，功率从变压器73的铁心传递到二次绕组93，并且偏压开始在电容器88上积累，并达到一个足够的幅值，使得能够产生第一个控制脉冲，并大约在12微秒时输出，具有与通过连接117检测的电压有关的控制的持续时间。偏压继续增加，并在第二控制脉冲之后，在大约25微秒时结束，此时偏压值达到其正常值，标志着启动操作方式的结束和调节操作方式的开始。图5的曲线(A)到(E)表示电源100的相同的启动和运行波形，其时整流器71最初输出高得多的一次电压，其数量级为370V直流，借以表示电源100在相对低的一次电压下有效地启动并在相对高的有效电压下调节其输出功率。这还表示电源100可以和一个宽范围的交流电源线电压连接，从大约100V到240V，而不需要手动的电路改变或调整，从而使得电源100可用于世界范围内的许多电压下。
电源100的特定的元件值对于本领域的技术人员是公知的常识，并且对于充分理解本发明的原理是不需要的。
已经发现，如果交流电压在过零或者在接近0电压值时被首先加于电路上，在图2中的启动电路100可能不能使MOSFET正确地导通。因而，正确的操作通常要求装置100在其所需的操作开始之前被插上电源，或者被接通几次。
图6示出了另一个启动电路200，其能够克服上述的图2所示的电路100的通常的限制。最好是，虽然不是必须的，电路200提供一种例如用于锂离子电池的充电器。和图2的电路功能相同的电路元器件用相同的标号表示，除去下述的之外，都不再进行具体的说明。
电路200由具有一次绕组91和两个二次绕组92和93的电源变压器73(T1)构成。一个二次绕组92提供输出功率，而另一个二次绕组93为控制IC202提供偏置功率。电路200使用自谐振技术为二次IC202产生初始功率。和图2的电路100类似，在电源变压器73的二次侧上实现控制功能，其参考充电器电路200的输出回路。因此，对于反馈信号没有隔离要求。输出电压由电阻204(R8)和206(R9)的分压网络测量。输出电流由分流电阻86(R10)测量。变压器二次绕组中的电流由电阻85(R7)测量。在IC202内产生内部参考电压，以便例如根据外部电池充电要求调节输出电压或输出电流。产生PWM信号，并通过脉冲变压器77(T2)传递给在高压侧的一次侧开关FET晶体管75(Q1)。使用电平移动电容器76(C3)，从而消除PWM信号的直流分量，从而确保脉冲变压器77的正确运行。
在启动程序期间，脉冲变压器77的一次侧(参看电源变压器73的二次侧)是一个开路，这是因为在偏压施加之前，PWM驱动晶体管处于其高阻状态(对于三态输出)。当直流母线102从0上升到其最终值时，电阻212(R2)和222(R3)，电容216(C4)，脉冲变压器77(T2)的二次电感，和MOSFET75(Q1)的栅极电容形成一个谐振电路。通过正确地选择这些元件的值，Q1的栅极电压将在其门限电压附近谐振，使所述晶体管导通和截止。这些元件还被这样选择，使得当PWM驱动被禁止时(电容器76(C3)被有效地连接在T2的一次绕组上)，振荡将停止，并且在晶体管75(Q1)的栅极上的直流偏压不够高，不能使MOSFET75导通。如果在二次侧上检测到故障条件，这个动作确保控制电路的正确的性能。
对于二次控制器IC202的一个重要的准则是，在施加偏置功率之前，输出缓冲器必须处于其高阻状态。这个条件确保脉冲变压器77(T2)具有足够的电感，以便激起自振荡。如果控制器输出处于其低阻状态，则所述电感等于变压器77的漏电感，其仅仅是开路电感的大约5％。这个小的电感值不会激起振荡。
在一次侧进行启动切换时，能量开始传递到变压器73的二次侧的两个绕组。当偏置绕组93接收足够的能量而使电容器88充电到控制IC202的最低操作电压时，PWM功能开始。产生PWM脉冲，并通过脉冲变压器77(T2)传递到二次侧控制MOSFET75(Q1)。电容器76(C3)的电平使PWM信号移动，从而防止直流电压使脉冲变压器77饱和。齐纳二极管218(ZR2)和220(ZR3)把沿每个方向可以加于开关75(Q1)的栅极上的电压限制在大约为18V的值。二极管224(D5)和齐纳二极管226(ZR1)限制加于电源变压器73(T1)的一次绕组91上的电压。
在PWM控制开始之后，不需要断开启动电路，这是因为电阻222(R3)和214(R4)具有被选择处于高阻状态的电阻。在FET75(Q1)的栅极上具有一个来自由电阻222和214形成的电压分压器电路的小的正直流偏置电压。在大的占空比操作期间，这个正偏置电压将被变压器的反作用产生的负的偏置抵销(因为在一周期内的伏秒积是0)。而在小占空比操作期间，负的偏压不够大，不能抵销正的偏压，因而在晶体管75的栅极具有净的正偏压。因此，选择电阻222和214的一个准则是，确保在最小占空比和最大的线路电压时，栅极电压明显低于门限电压，虽然其在0V以上。
图7是图6所示的电路200的PWM控制IC202的功能方块图。最初功率从偏压电路通过串联电阻232被加于Vdd线230，所述偏压电路包括绕组93，二极管87和电容器88。在Vdd线230上的最大电压值由齐纳二极管231和滤波电容器233维持。IC202具有一个选通线234，其和引向Vdd230的电阻236与引向二次侧地240的电容器238之间的节点相连。选通线234的功能和常规的用于数字电路的加电复位功能类似，当电源电压上升并且逻辑状态未被设置时，其禁止输出线113。当在选通线234的管脚的电压达到最小值时，在线113上的PWM输出被启动，引向电容器76和脉冲变压器77的一次侧。
被充电的外部电池的电池电压通过一个差动输入线242(Vo+)和244(Vo-)检测，所述输入线连接在电压分压器网络204(R8)和206(R9)以及电池电流返回管脚244之间。电池电流通过差动输入对246(Io+)和248(Io-)检测，所述差动输入对连接在输出电流检测电阻86的两端。RT_CT线和RC电路相连，所述电路包括和二次侧地240相连的电容器250和与参考电压线相连的电阻252(R12)，用于产生用于PWM信号的振荡频率。外部电容器256(C13)滤波在参考线254上的内部产生的参考电压。
图7表示方式选择开关260，其把来自电压检测电路42的电压反馈或者来自电流检测电路46的电流反馈与误差放大器262相连，以根据输出要求调节输出电压或输出电流。电流检测电路46包括涓流电流充电功能，其包括比较器280，涓流电流充电开关282，用于在电流检测操作灯46的反馈电阻286的附加一个反馈电阻284。一个运算放大器262具有通过输出和反馈线以及外部元件，例如电容器264(C6)和电阻266(R5)与电容器268(C7)的串联的并联网络，可以在外部控制的特性。
因为在电路200的一次侧上没有控制或检测电路，循环电流限制在二次侧上实现。这个操作通过检测电源变压器73的二次绕组72的电流来实现，所述电流和在MOSFET75截止之后便立即和一次电流成正比。如果超过一个预定的电流值，则控制器IC202将禁止线113上的PWM驱动信号，并且直到加电复位(选通为真)发生之后，不恢复操作。因此，图7还表示IC202包括通过线248连接的电流检测反馈功能，用于检测变压器二次绕组电流Is，以便适应这个功能。在内部，IC202具有电流-电压转换运算放大器270，比较器272，其比较运算放大器270的输出电压和预定参考电压，以及锁存器274，其被选通脉冲设置，并由比较器272的输出复位。锁存器274的输出向与门39提供一个输入。
通过图8到图10所示的波形说明所述的操作，其中包括3个主要的高电压MOSFET75的波形栅极电压(上部曲线1)，漏源电压(中部曲线2)，和漏极电流(下部曲线3)。在图8和图9中，水平时间轴被分成5微秒的间隔，而在图10中，时基是每个间隔100微秒。图8表示在谐振自振荡启动间隔的波形。栅极电压在门限值附近振荡，迫使MOSFET75在谐振频率下转换。
图9表示在从自振荡到PWM控制转换期间的波形。在所述转换之后，因为在二次侧上的控制器的偏压尚未达到其终值，脉冲的幅值(图9曲线1)的足够高使MOSFET75导通和截止。(注意在栅极上存在一个显著的直流偏压，这是因为占空比小，脉冲幅值低)。随着这个转换的进行，偏压也增加，并且达到其终值，如图10所示。
不脱离本发明的构思，本领域的技术人员可以对上述的实施例作出许多改变，本发明的范围由所附权利要求限定。此处的说明仅仅作为例子，不应当限制本发明的范围。
权利要求
1.一种开关电源，用于把在电压源干线的标准电压范围内的交流电压源转换成供给负载的稳压电源，所述稳压电源和所述电压源干线电气绝缘，所述电源包括第一整流器装置，用于当和所述源电压源干线相连时，把所述交流整流成为第一整流电流，并具有一个正的输出节点和一个返回节点，一个串联网络，其包括被连接在正的输出节点和返回节点上的第一能量存储变压器装置的一次绕组和被控制的电子开关装置，所述第一能量存储变压器装置还具有和所述一次绕组绝缘的至少一个二次绕组，被控制的电子开关装置具有一个控制电极，和所述控制电极相连的第一网络装置，第二整流器装置，其和所述二次绕组相连，用于把在第一能量存储变压器装置中存储的交流能量整流成为第一二次电压，第一电容器装置，其被连接用于在初始启动间隔期间存储所述第一二次电压，控制电路装置，其由所述第一二次电压操作，并且响应一个响应提供给负载的功率的控制信号，用于跟随所述初始启动间隔产生并输出控制脉冲，以及一个隔离电路，用于把所述控制脉冲传递给所述控制电极，以便相对于所述控制信号控制所述电子开关装置的占空比。
2.如权利要求1所述的开关电源，其中第一网络装置包括第二电容器装置，其从正输出节点连接到所述控制电极，和第一电阻装置，其从所述控制电极连接到返回节点。
3.如权利要求1所述的开关电源，其中所述第一网络装置包括自谐振电路，所述电路包括第一电感器装置和第二电容器装置，它们被连接使得被控制的电子开关装置在初始启动间隔产生自振荡，并跟随所述初始启动间隔停止所述自振荡，最好其中第一电感装置包括在隔离电路内的脉冲变压器的二次绕组。
4.如权利要求1所述的开关电源，其中所述被控制的电子开关装置包括一个增强型的功率绝缘栅金属氧化物硅场效应晶体管(MOSFET)，其具有在所述串联网络中的源极和漏极，并且所述栅极包括所述控制电极。
5.如权利要求2所述的开关电源，其中所述被控制的电子开关装置包括一个增强型的功率绝缘栅金属氧化物硅场效应晶体管(MOSFET)，其具有在所述串联网络中的源极和漏极，和构成所述控制电极的栅极，并且在由第一电容器装置和第一电阻装置的电容和电阻的各个值建立的时间常数确定的时间间隔内，当功率首次从电源干线加于所述电源时，其中第二电容器装置和第一电阻装置使所述MOSFET导通，最好其中在MOSFET的初始导通结束之后，足够的能量从第一变压器装置并通过第二整流器装置被传递，并被存储在第二电容器装置中，从而使所述控制电路在负载的非过量的操作功率条件下开始产生所述控制脉冲。
6.如权利要求1所述的开关电源，其中所述第一能量存储变压器装置具有第二二次绕组，并且还包括第三整流器装置，用于产生第二二次电压，以及一个电流限制网络，其包括第三电容器装置，第二电感器装置，和第四滤波电容器装置，用于在初始启动方式期间初始隔离所述负载和所述第二二次绕组，而后用于滤波所述第二二次电压，并作为稳定的直流电源向所述负载提供所述第二二次电压。
7.如权利要求6所述的开关电源，其中所述控制电路装置包括直流电压检测装置，其响应所述第二二次电压的电平，用于提供所述控制信号。
8.如权利要求6所述的开关电源，其中所述控制电路装置包括输出电流检测装置，其响应通过所述第二二次绕组的电流的电平，用于提供所述控制信号，最好其中所述输出电流检测装置包括涓流电流开关装置，用于选通通过所述二次绕组的包括涓流电流在内的多个电流的检测。
9.如权利要求6所述的开关电源，其中所述控制电路装置包括最大输出电流检测和限制装置，用于限制所述控制信号，使得不大于预定的最大输出电流的电流流过所述负载。
10.如权利要求1所述的开关电源，其中所述第一电容器装置具有相对小的电容值，还包括第三电容器装置，其具有相对大的电容值并且其中所述控制电路装置包括线性开关装置，用于在启动程序期间，在所述控制电路开始产生所述控制脉冲时，把第三电容器装置线性地转换成和第一电容器装置并联连接。
11.如权利要求1所述的开关电源，其中所述隔离电路包括一个脉冲变压器，其具有和所述控制电极相连的一次绕组以及和所述控制电路装置相连的二次绕组。
12.如权利要求1所述的开关电源，其中所述控制电路装置作为低电压单片集成电路芯片构成。
13.如权利要求1所述的开关电源，其构成锂离子电池充电器。
14.一种隔离输出的开关电源，其包括一个具有一次绕组和二次绕组的变压器，第一整流器，对来自交流电源线的输入功率进行整流，一个包括所述一次绕组和一个开关场效应晶体管的源极-漏极通路的串联网络，一个第一电阻-电容网络，该网络被连接用于在初始加电时直接向晶体管的栅极提供一个从整流输入电源得到的下降的电压值，使得所述晶体管导通，并通过一次侧把输入功率传递给所述铁心，直到所述电阻电容网络的时间常数使所述晶体管停止导通，此时存储在变压器铁心中的能量被传递给所述二次绕组，一个第二整流器和小值的滤波电容器和所述的二次绕组相连，用于产生一个初始操作低电压，一个集成电路芯片，该芯片在电气上被连接用于接收和使用所述初始操作低电压，以便开始产生和输出开关脉冲，以及隔离电路装置，用于在跟随所述下降的电压电平所述晶体管停止导通之后，把所述开关脉冲传递给所述晶体管的栅极。
15.如权利要求17所述的隔离输出的开关电源，其中所述变压器具有一个第二二次绕组，并且还包括第三整流器，用于产生第二二次侧电压，一个限流网络，该网络包括第三电容器，第一电感器和第四滤波电容器，用于在初始启动期间使电源的输出负载和第二二次绕组初始隔离，而在初始启动之后对第二二次电压滤波并把第二二次电压作为稳定的直流电源提供给负载，最好还包括输出值监视器，该监视器被连接在包括第二二次绕组和第三整流器的网络中，并且其中所述集成控制电路芯片和所述输出值监视器电气相连，并且相对于监视的流到负载的电源的输出值调节开关脉冲的占空比。
16.一种隔离输出的开关电源，包括具有一次绕组和二次绕组的变压器，第一整流器，用于整流来自交流电源线的输入功率，一个串联网络，包括所述一次绕组和一个开关场效应晶体管的源极-漏极通路，一个谐振电路网络，该网络和所述晶体管的栅极相连，用于在初始加电间隔期间使所述晶体管发生自振荡，使得所述晶体管把输入的交流电流通过一次侧传递给变压器的铁心，存储在变压器铁心中的能量被传递给所述二次绕组，一个第二整流器和一个小值的滤波电容器，它们和所述二次绕组相连，用于产生一个初始操作低电压，以及一个集成控制电路芯片，该芯片在电气上被连接用于接收和使用所述初始操作低电压，以便开始产生并输出开关脉冲，以及一个隔离电路装置，该装置形成所述谐振电路网络的一部分，用于把所述开关脉冲传递给所述晶体管的栅极，因而使所述晶体管跟随所述初始加电间隔停止自振荡。
17.一种集成电路，用于具有由电源变压器将输出侧隔离的输入侧的开关电源内，一次侧包括电源变压器的一次绕组，第一整流器和滤波器，用于整流和滤波来自交流电源线的交流电流，从而提供一次直流电流，一个MOSFET开关，该开关具有和一次绕组串联的源极和漏极电流通路，并具有一个栅极电路，启动电路装置，用于使所述MOSFET开关在初始启动间隔期间通过电源变压器的铁心传递能量，二次侧包括第一二次网络，其具有第一二次绕组和第二整流器和滤波器，用于对所述能量进行整流和滤波而成为低操作电压，低压电流控制集成电路，用于产生控制脉冲以便在收到低值操作电压时控制栅极电路，二次侧还包括第二二次网络，其具有第二二次绕组和第三整流器、隔离器以及滤波器，用于在初始启动间隔期间进行整流，初始隔离，然后对来自变压器的能量进行滤波和平滑而成为用于外部负载的输出功率，所述集成电路包括低值操作电压监视装置，该装置被连接用于监视由所述第一二次网络提供的操作电压的值；线性控制装置，该装置被连接用于在初始启动间隔期间随着操作电压值的增加把一个外部电容器的电容附加到所述第二整流器和滤波器；输出功率监视装置，用于监视应用于外部负载的输出功率，以及脉宽调制脉冲发生装置，用于产生具有由监视的输出功率控制宽度的循环控制脉冲，所述控制脉冲通过隔离电路装置被提供给MOSFET开关的栅极，最好其中输出功率监视器装置包括电压监视装置和电流监视装置。
18.一种集成电路，用于具有由电源变压器将输出侧隔离的输入侧的开关电源内，一次侧包括电源变压器的一次绕组，第一整流器和滤波器，用于整流和滤波来自交流电源线的交流电流，从而提供一次直流电流，一个MOSFET开关，该开关具有和一次绕组串联的源极和漏极电流通路，并具有一个栅极电路，启动电路装置，用于使所述MOSFET开关在初始启动间隔期间通过电源变压器的铁心传递能量，二次侧包括第一二次网络，该网络具有第一二次绕组和第二整流器和滤波器，用于对所述能量进行整流和滤波而成为低操作电压，低压电流控制集成电路，用于产生控制脉冲，以便在收到低值操作电压时控制栅极电路，二次侧还包括第二二次网络，该网络具有第二二次绕组和第三整流器、隔离器以及滤波器，用于在初始启动间隔期间进行整流，初始隔离，然后对来自变压器的能量进行滤波和平滑使其成为用于外部负载的输出功率，所述集成电路包括输出电压监视装置，用于监视提供给外部负载上的输出电压，以便提供电压控制，输出电流监视装置，用于监视由外部负载汲取的输出电流，从而提供电流控制，内部开关装置，用于在电压控制和电流控制之间进行切换，脉冲产生装置，用于产生电流控制脉冲，比较器装置，其响应所述开关选择的电压控制或电流控制，输出具有由所监视的输出电压或电流控制的宽度的控制脉冲，以便通过隔离电路装置把所述脉冲提供给MOSFET开关的栅极，锁存过电流检测装置，用于以循环的方式检测二次侧过电流，以便当检测到所述过电流时禁止所述控制脉冲的输出，以及复位装置，该装置响应加电选通逻辑信号，跟随所述控制脉冲的禁止复位所述锁存过电流检测装置，最好其中外部负载包括进行充电的电池，并且其中输出电流监视装置包括涓流电流开关装置，用于选通通过所述二次绕组的包括通过所述电池的涓流电流在内的多个电流的检测。
全文摘要
一种输出隔离的开关电源(100)具有包括一次绕组(91)和两个二次绕组(92，93)的变压器(73)，和一次绕组串联连接的电子开关(75)，在一次侧(93)上的第一整流器(87)和滤波器(88)，用于在启动与操作模式期间提供偏置功率，以及在二次侧上的第二整流器(80)和滤波器(82)，用于提供稳定的输出功率。在一次侧上的电阻－电容网络(78，74)对电子开关提供初始操作条件，例如一个控制脉冲，使得足够的能量通过第一二次绕组传递，从而提供足够的启动能量，用于以分阶段的方式操作在二次侧上的电流控制集成电路(89)。在初始操作条件之后，电流控制集成电路产生控制信号并通过隔离电路(77)提供给电子开关，从而使电子开关以被控制的方式导通和截止，以便向电源的输出端提供稳定的功率。二次侧的低压电流控制集成电路提供本发明的另一个方面。
文档编号H02M1/00GK1404649SQ01805273
公开日2003年3月19日 申请日期2001年2月15日 优先权日2000年2月17日
发明者C·王 申请人:泰科电子有限公司