专利名称：直流—直流变换器的制作方法
发明内容
本发明涉及直流—直流变换器，用于各种电子设备，从电池等输入直流电压，给负载提供受控直流电压。具体而言，本发明涉及能高速适应输出功率(输出电压和/或输出电流)快降的直流—直流变换器。
背景技术：
从作为输入直流电源的电池等输入直流电压并且对该直流电压进行降压控制后将其供给负载的直流—直流变换器中，有的结构上做成根据负载状态(轻负载状态或重负载状态)切换工作模式。这里，轻负载状态是指例如电子设备为待机工作状态时的工作模式，重负载状态工作模式是指例如电子设备为常规工作状态时的工作模式。这样根据负载状态切换工作模式是为了诸如待机那样轻负载时减少直流—直流变换器的耗电。作为这种结构的直流—直流变换器，有日本国特开平11-146637号公报揭示的变换器。
图17是示出特开平11-146637号公报所揭示的已有直流—直流变换器的组成的电路图。如图17所示，连接输出直流电压Vi的输入直流电源301的直流—直流变换器具有输入端平滑电容器302、同步整流电路310和输出端平滑电容器307。该直流—直流变换器的输出端连接负载308。
直流—直流变换器的同步整流电路310设置主开关303、同步开关304、换流二极管305、电感器306以及对主开关303和同步开关304进行通断控制的控制部309。控制部309同步切换主开关303和同步开关304，使直流—直流变换器在连接负载308的输出端输出规定的直流电压。该直流—直流变换器结构上做成根据输出端连接的负载308的状态(轻负载状态或重负载状态)，切换为轻负载状态工作模式(待机工作模式)或重负载状态工作模式(常规工作模式)。
图17所示的已有直流—直流变换器，输入直流电源301的直流电压Vi通过输入端平滑电容器302输入到同步整流电路310，输出端平滑电容器307的电压Vo作为输出直流电压供给负载308。控制部309进行控制，使主开关303为导通状态时，同步开关304为阻断状态，而主开关303为阻断状态时，同步开关304为导通状态。
输入直流电源301的直流电压Vi在主开关303为导通状态时，加到电感器306。这时，电流从输入直流电源301通过电感器306流到负载侧，在电感器306储存磁能。接着，主开关303为阻断状态时，同步开关304为导通状态且通电，电流从电感器306通过同步开关304流到输出端平滑电容器307，释放储存的磁能。
如以上那样，同步整流电路310中重复磁能储存和释放的动作，以便从输出端平滑电容器307对负载308供电。
图17所示已有直流—直流变换器的控制部309中，通过控制作为主开关303与同步开关304的通断时间的时间比率，可将输出直流电压Vo设定成零至输入电压Vi。
下面，说明以上那样组成的已有直流—直流变换器中主开关303与同步开关304的时间比率控制动作。
图18是已有直流—直流变换器中各部分的电压波形图。图18中，Vt是表示直线上升后急剧下降的基准三角波形的电压波形，在控制部309的振荡电路形成该波形。Ve是控制部309所设置误差放大器输出的误差电压，表示输出电压Vo与基准电压Vref的差。图18的第1驱动信号Vd1是用于驱动开关303通断的信号，第2驱动信号Vd2是用于使同步开关304通断的信号。主开关303和同步开关304根据第1驱动信号Vd1和第2驱动信号Vd2进行通断动作，使成为控制目标的输出直流电压为希望的值。根据控制部309的误差放大器中基准三角波电压Vt与误差电压Ve的比较，形成第1驱动信号Vd1和第2驱动信号Vd2。
图18所示的误差电压Ve在负载308变轻，要使输出直流电压Vo上升时，减小；反之，负载308变重，要使该电压Vo下降时，加大。
控制部309还设置反向电流防止电路，通过检测同步开关304在导通状态时流通的电流值，检测出轻负载状态。反向电流防止电路在同步开关304的电流超过预定值时，判断为轻负载状态，使同步开关304为阻断状态。
如以上那样，已有的直流—直流变换器中，结构上可做成能根据负载状态适当设定并改变输出电流电压。该变换器中，为了对作为直流电压源的直流—直流变换器，改变输出直流电压，希望利用来自负载侧的信号改变该变换器的基准电压时等情况下，输出直流电压随着基准电压的变化，快速作出反应，成为所需的直流电压。
以上那样组成的已有直流—直流变换器中，该响应速度取决于误差放大器所输出误差信号Ve的变化速度。另一方面，为了确保直流—直流变换器中控制系统的稳定性，误差放大器的截止频率一般是由相位补偿电容器等设定为几十～几百kHz的开关频率的几十分之一左右。因此，已有直流—直流变换器的响应时间相对于阶跃变化的基准电压，需要几百微秒，难以确保能满足负载要求的响应速度。具有待机工作模式的直流—直流变换器中，即使在想要改变基准电压使输出直流电压降低时，在轻负载状态下也仍旧以待机工作模式进行工作。因此，这种直流—直流变换器中，输出直流电压的降低时间取决于从输出端平滑电容器对负载的放电时间，还存在使响应时间延迟问题。
本发明的目的为根据来自负载的降低输出直流电压的要求等，在输出电功率成为快降的过渡状态和起动时，通过使能量回馈到输入端，提高能量效率，从而提供具有优良响应速度的通用性高的直流—直流变换器。
发明内容
为了到达上述目的，本发明的直流—直流变换器具有提供输入直流电压的输入直流电源、输入所述输入直流电压并且在规定的导通期间和阻断期间进行开关动作的主开关电路、根据所述主开关电路的开关动作重复进行磁能储存和释放的电感器、具有同步开关电路并且对所述主开关电路或所述电感器的电压进行整流和平滑后将输出直流电压供给负载的整流平滑电路、比较所述输出直流电压与基准电压并且输出误差电压的误差放大电路、根据所述误差电压调整所述主开关电路和所述同步开关电路的通断周期并且对所述主开关电路进行驱动控制的开关控制电路、检测出所述负载为轻负载状态的轻负载检测电路、检测出输出功率快降状态的输出功率快降检测电路、以及输入所述开关控制电路的输出和所述轻负载检测电路的输出和所述输出功率快降检测电路的输出的同步开关驱动电路，所述同步开关驱动电路
(1)在所述轻负载检测电路检测出轻负载状态而且所述输出功率快降检测电路未检测出输出功率快降状态时，使所述同步开关电路为阻断状态，(2)在所述轻负载检测电路检测出轻负载状态而且所述输出功率快降检测电路检测出输出功率快降状态时，根据所述开关控制电路的输出，使所述同步开关电路为通断动作状态，(3)在所述轻负载检测电路未检测出轻负载状态而且所述输出功率快降检测电路未检测出输出功率快降状态时，根据所述开关控制电路的输出，使所述同步开关电路为通断动作状态，(4)在所述轻负载检测电路未检测出轻负载状态而且所述输出功率快降检测电路检测出输出功率快降状态时，根据所述开关控制电路的输出，使所述同步开关电路为通断动作状态。上述结构的直流—直流变换器在结构上识别到输出功率快降状态时，进行功率回馈，即使由于某些条件变化输出直流电压偏离输出目标电压，也不依赖负载状况，使达到输出目标电压的响应速度大幅度提高。
另一观点的本发明直流—直流变换器具有提供输入直流电压的输入直流电源、输入所述输入直流电压并且在规定的导通周期和阻断周期进行开关动作的主开关电路、根据所述主开关电路的开关动作重复进行磁能储存和释放的电感器、具有同步开关电路并且对所述主开关电路或所述电感器的电压进行整流和平滑后将输出直流电压供给负载的整流平滑电路、比较所述输出直流电压与基准电压并且输出误差电压的误差放大电路、根据所述误差电压调整所述主开关电路和所述同步开关电路的通断周期并且对所述主开关电路和所述同步开关电路进行驱动的控制电路、检测出输出功率快降状态的输出功率快降检测电路、以及第1过渡响应动作电路，该电路在输出功率快降检测电路检测出输出功率快降状态的过渡响应时间，强制改变所述误差电压，使所述输出功率下降。上述结构的直流—直流变换器，即使因某些条件变化而输出直流电压高于输出目标电压，也不依赖负载状况，能大幅度提高输出直流电压达到输出目标电压的响应速度。
在上述的直流—直流变换器中，控制电路具有输出偏置电压的偏置电压源，还具有在输出功率快降检测电路检测出输出功率快降状态的过渡响应时间，强制改变所述偏置电压，使输出功率下降的第2过渡响应动作电路。做成上述那种结构的直流—直流变换器，即使因某些条件变化而输出直流电压高于输出目标电压，也不依赖负载状况，能大幅度提高输出直流电压达到输出目标电压的响应速度。
再一观点的本发明直流—直流变换器具有提供输入直流电压的输入直流电源、输入所述输入直流电压并且在规定的导通周期和阻断周期进行开关动作的主开关电路、根据所述主开关电路的开关动作重复进行磁能储存和释放的电感器、对所述主开关电路或所述电感器的电压进行整流和平滑后将输出直流电压供给负载的整流平滑电路、比较所述输出直流电压与基准电压并且输出误差电压的误差放大电路、根据所述误差电压调整所述主开关电路的通断周期并且对所述主开关电路进行驱动控制的控制电路、检测出输出功率快降状态的输出功率快降检测电路、比较输入直流电压与输出直流电压的输入输出比较电路、以及高速响应电路，该电路具有并联在直流—直流变换器输入输出之间的回馈开关电路，在所述输出直流电压高于所述输入直流电压且所述输出功率快降检测电路检测出输出功率快降状态的过渡响应时间，使所述回馈开关电路为导通状态。做成上述那种结构的直流—直流变换器，即使因某些条件变化而输出直流电压高于输出目标电压，也不依赖负载状况，能大幅度提高输出直流电压达到输出目标电压的响应速度。
另一观点的本发明直流—直流变换器具有提供输入直流电压的输入直流电源、输入所述输入直流电压并且在规定的导通周期和阻断周期进行开关动作的主开关电路、根据所述主开关电路的开关动作重复进行磁能储存和释放的电感器、具有同步开关电路并且对所述主开关电路或所述电感器的电压进行整流和平滑后将输出直流电压供给负载的整流平滑电路、
比较所述输出直流电压与基准电压并且输出误差电压的误差放大电路、根据所述误差电压调整所述主开关电路和所述同步开关电路的通断周期并且对所述主开关电路进行驱动控制的开关控制电路、检测出所述负载为轻负载状态的轻负载检测电路、以及输入所述开关控制电路的输出和所述轻负载检测电路的输出和表示是否输出功率快降状态的信号的同步开关驱动电路，所述同步开关驱动电路(1)在所述轻负载检测电路检测出轻负载状态而且所述输出功率快降检测电路未检测出输出功率快降状态时，使所述同步开关电路为阻断状态，(2)在所述轻负载检测电路检测出轻负载状态而且所述输出功率快降检测电路检测出输出功率快降状态时，根据所述开关控制电路的输出，使所述同步开关电路为通断动作状态，(3)在所述轻负载检测电路未检测出轻负载状态而且所述输出功率快降检测电路未检测出输出功率快降状态时，根据所述开关控制电路的输出，使所述同步开关电路为通断动作状态，(4)在所述轻负载检测电路未检测出轻负载状态而且所述输出功率快降检测电路检测出输出功率快降状态时，根据所述开关控制电路的输出，使所述同步开关电路为通断动作状态。上述结构的直流—直流变换器结构上形成输入告知输出功率快降的外部信号，因而在输出外部信号的期间总进行功率回馈，使得响应时间能大幅度缩短，而且电路能达到简化。
又一观点的本发明直流—直流变换器具有提供输入直流电压的输入直流电源、输入所述输入直流电压并且在规定的导通周期和阻断周期进行开关动作的主开关电路、根据所述主开关电路的开关动作重复进行磁能储存和释放的电感器、具有同步开关电路并且对所述主开关电路或所述电感器的电压进行整流和平滑后将输出直流电压供给负载的整流平滑电路、比较所述输出直流电压与基准电压并且输出误差电压的误差放大电路、根据所述误差电压调整所述主开关电路和所述同步开关电路的通断周期并且对所述主开关电路和所述同步开关电路进行驱动的控制电路、以及第1过渡响应动作电路，该电路在从负载侧输入表示使输出功率快降的信号的过渡响应时间，强制改变所述误差电压，使输出功率下降。做成上述那种结构的直流—直流变换器结构上形成输入告知输出功率快降的外部信号，因而在输出外部信号的期间总进行功率回馈，使得响应时间能大幅度缩短，而且电路能达到简化。
在上述直流—直流变换器中，控制电路具有输出偏置电压的偏置电压源，还具有从负载侧输入表示使输出功率快降的信号的过渡响应时间，强制改变所述偏置电压，使所述输出功率下降的第2过渡响应动作电路。做成上述那种结构的直流—直流变换器结构上形成输入告知输出功率快降的外部信号，因而在输出外部信号的期间总进行功率回馈，使得响应时间能大幅度缩短，而且电路能达到简化。
又一观点的本发明直流—直流变换器具有提供输入直流电压的输入直流电源、输入所述输入直流电压并且在规定的导通周期和阻断周期进行开关动作的主开关电路、根据所述主开关电路的开关动作重复进行磁能储存和释放的电感器、对所述主开关电路或所述电感器的电压进行整流和平滑后将输出直流电压供给负载的整流平滑电路、比较所述输出直流电压与基准电压并且输出误差电压的误差放大电路、根据所述误差电压调整所述主开关电路的通断周期并且对所述主开关电路进行驱动控制的控制电路、比较输入直流电压与输出直流电压的输入输出比较电路、以及高速响应电路，该电路具有并联在直流—直流变换器输入输出之间的回馈开关电路，在所述输出直流电压高于所述输入直流电压且从负载侧输入表示使输出功率快降的信号的过渡响应时间，使所述回馈开关电路为导通状态。做成上述那种结构的直流—直流变换器结构上形成输入告知输出功率快降的外部信号，因而在输出外部信号的期间总进行功率回馈，使得响应时间能大幅度缩短，而且电路能达到简化。
发明的新颖特征仅限于所附权利要求书具体记载的特征，但通过结合附图阅读以下的详细说明，会连同其他目的和特征，在组成和内容方面更好地理解并评价本发明。
图1是示出本发明实施形态1的直流—直流变换器的组成的电路图。
图2是示出实施形态1的直流—直流变换器中各部分的工作的波形图。
图3是示出实施形态1的直流—直流变换器中各部分的工作的波形图。
图4是示出本发明实施形态2的直流—直流变换器的组成的电路图。
图5是示出实施形态2的直流—直流变换器中各部分的工作的波形图。
图6是示出本发明实施形态3的直流—直流变换器的组成的电路图。
图7是示出实施形态3的直流—直流变换器中控制部构成的电路图。
图8是示出实施形态3的直流—直流变换器中控制部动作的波形图。
图9是示出实施形态3的直流—直流变换器中各部分的工作的波形图。
图10是示出本发明实施形态4的直流—直流变换器的组成的电路图。
图11是示出实施形态4的直流—直流变换器中各部分的工作的波形图。
图12是示出实施形态4的直流—直流变换器中各部分的工作的波形图。
图13是示出本发明实施形态5的直流—直流变换器的组成的电路图。
图14是示出实施形态5的直流—直流变换器中各部分的工作的波形图。
图15是示出本发明实施形态6的直流—直流变换器的组成的电路图。
图16是示出实施形态6的直流—直流变换器中各部分的工作的波形图。
图17是示出已有直流—直流变换器的组成的电路图。
图18是示出已有直流—直流变换器中控制部各部分的工作的波形图。
图19是示出作为可升降压直流—直流变换器的SEPIC的电路图。
图20是示出作为可升降压直流—直流变换器的Zeta变换器。
部分和全部附图按照图示为目的的概要表现画出，未必限于按照这里所示要素的实际相对尺寸和位置忠实的画出。
具体实施形态下面，用图1至图16说明本发明所涉及直流—直流变换器的较佳实施形态。以下阐述的实施形态是本发明理想的具体例，带有技术上理想的种种限定，但本发明的范围仅为以下说明中所记载的具体限定本发明的内容，不受这些实施形态限制。
实施形态1图1是示出本发明实施形态1的直流—直流变换器的电路图。如图1所示，实施形态1的直流—直流变换器连接对输入直流电压Vi进行输出的输入直流电源1，该电源1的一端连接作为主开关电路的第1开关2的一端。第1开关2的另一端连接作为同步开关电路的第2开关3的一端、第1二极管的阴极和电感器5的一端。第2开关3的另一端和第1二极管4的阳极连接输入直流电源1的另一端。这样连接的第1开关2和第2开关3根据来自后文所述的控制部11的控制信号重复进行通断动作。该控制部11连接检测功率快降时输出功率快降检测电路15。
如图1所示，电感器5与输出电容器9串联，构成串联电路。该串联电路连接在第1二极管4的两端，构成平滑电路。该平滑电路对第1二极管4两端发生的矩形波电压进行平均，以形成直流电压。
上述构成的直流—直流变换器中，输出侧输出电容器9的两端的输出端连接负载10。实施形态1中，由第2开关3、第1二极管4和输出电容器9组成整流平滑电路。
控制部11由误差放大电路12、振荡电路13和控制电路14组成。控制部11对第1开关2和第2开关3进行通断控制，以控制直流—直流变换器输出的输出直流电压Vo。控制电路14具有同步开关驱动电路20、开关控制电路23和轻负载检测电路142。
误差放大电路12的组成部分包括基准电压源120、检测输出直流电压Vo的检测电路22、输入基准电压源120的基准电压Er和来自检测电路22的检测电压的误差放大器124以及连接在误差放大器124的输入输出之间的相位补偿电容器125。根据来自负载10的指令，可改变基准电压源120的电压Er。检测电路22由电阻121、电阻122和电阻123等3个电阻的串联电路组成。误差放大器124输入电阻121与电阻122的连接点的电压和基准电压Er。这样组成的误差放大电路12将误差放大器124输出的误差电压Ve输出到控制电路14。
输出功率快降检测电路15由输入并比较电阻122与电阻123的连接点的电压和基准电压Er的比较器150组成。误差放大电路12的误差放大器124输入电阻121与电阻122的连接点的电压和基准电压Er，这些电压相等时，得到输出目标电压E0。比较器150所输入电阻122与电阻123的连接点的电压等于基准电压Er时，是比输出目标电压E0仅高出规定电压的输出上限电压E1。这里，输出直流电压Vo高于输出上限电压E1时，是输出功率快降状态。由比较器150检测出这种输出功率快降状态，并且输出功率快降检测电路15将指示输出功率快降状态的信号输出到同步开关驱动电路20。
振荡电路13形成按规定周期循环增减的基准三角波电压即锯齿状电压Vt，输出到控制电路14。该锯齿状电压Vt是周期为T、振幅为ΔVt的三角波波形，直线上升后，急剧下降。
控制电路14的开关控制电路23设置对误差电压Ve和锯齿状电压Vt进行比较的比较器140和使该比较器140来的信号反相的反相器141。控制电路14的轻负载检测电路142检测流过导通状态的第2开关3的电流值，将该检测结果输出到同步开关驱动电路20。该电路20根据输出功率快降检测电路15的检测结果和轻负载检测电路142的检测结果进行工作，其工作如下。
同步开关驱动电路20在(1)从轻负载检测电路142输入表示轻负载状态的信号并且未从输出功率快降检测电路15输入表示输出功率快降状态的信号时，使作为同步开关电路的第2开关3为阻断状态。该电路20在(2)从轻负载检测电路142输入表示轻负载状态的信号并且从输出功率快降检测电路15输入表示输出功率快降状态的信号时，根据开关控制电路23的输出，使第2开关3为进行通断动作的状态。该电路20在(3)未从轻负载检测电路142输入表示轻负载状态的信号并且未从输出功率快降检测电路15输入表示输出功率快降状态的信号时，根据开关控制电路23的输出，使第2开关3为进行通断动作的状态。该电路20在(4)未从轻负载检测电路142输入表示轻负载状态的信号并且从输出功率快降检测电路15输入表示输出功率快降状态的信号时，根据开关控制电路23的输出，使第2开关3为进行通断动作的状态。
如图1所示，比较器140的输出电压Vd1成为对第1开关2进行通断驱动的第1驱动信号，同步开关驱动电路20的输出电压Vd2成为对第2开关3进行通断驱动的第2驱动信号。控制电路14的轻负载检测电路142用第2开关3导通状态时的电阻检测导通状态的第2开关3流过的电流值，以判断轻负载状态。即，该电路142用第2开关3导通状态时的电阻，在流过第2开关3的电流超过预定值时，判断为轻负载状态。这种情况下，输出功率快降电路15未检测出输出功率快降状态时，同步开关驱动电路20使第2开关3为阻断状态。此动作是非连续工作模式的动作，即实施形态待机工作模式的动作。根据此待机工作模式进行控制，使轻负载状态下不流通反向电流。
如上文所述那样，输出直流电压Vo高于输出上限电压E1时，本发明的直流—直流变换器中进行功率回馈(后文将这种过渡响应时的高速响应工作模式称为过渡响应工作模式)，使输出直流电压Vo下降到输出目标电压E0。
下面，说明以上那样组成的实施形态1的直流—直流变换器的动作。
首先，说明实施形态1的直流—直流变换器在重负载状态下的工作模式，即常规工作模式。
常规工作模式中，控制部11使第1开关2和第2开关3进行开关周期T相同的通断动作。该通断动作中，第1开关2为导通状态时，第2开关3为阻断状态，而第1开关2为阻断状态时，第2开关3为导通状态。
第1开关2为导通状态时，电感器5上施加输入直流电源1的输入直流电压Vi。这时，电流从该电源1通过电感器5流到负载侧，在电感器5中储存磁能。接着，第1开关2为阻断状态，则第2开关3为导通状态。第开关2一为导通状态时，则电流从电感器5通过第2开关3流到输出电容器9，释放电感器5储存磁能。
这样在电感器5中重复进行磁能储存和释放动作，以便从输出电容器9对负载10供电。
如上文所述，直流—直流变换器的控制部11中，通过控制作为第1开关2与第2开关3的通断时间的时间比率，能将输出直流电压Vo设定为零至输入电压Vi。
以上是本发明实施形态1的直流—直流变换器的常规工作模式。设误差放大电路12中检测电路22的电阻121、电阻122和电阻123的电阻值分别为R121、R122和R123，则误差放大器124中输入的检测电压Vr23可用以下的式(1)表示。其中，Vo是输出直流电压。
Vr23＝[(R122+R123)/(R121+R122+R123)] ……(1)实施形态1的直流—直流变换器中进行控制，使检测电压Vr23等于基准电压Er。因此，常规工作状态下，将输出直流电压Vo控制成用以下式(2)表示的输出目标电压E0。
E0＝[(R121+R122+R123)/(R122+R123)]……(2)另一方面，在输出功率快降检测电路15进行比较的电阻122与电阻123的连接点的电压等于基准电压Er时，作为当时输出直流电压Vo的输出上限电压E1可用以下的式3表示。
E1＝[(R121+R122+R123)/R122]Er ……(3)下面，用图2和图3说明基准电压源120的基准电压Er因负载10等外部信号而快降时的动作。图2的(a)是示出基准电压Er快降时的状态的电压波形。图2的(b)是示出图2中(a)时的输出目标电压E0与输出上限电压E1和输出直流电压Vo的关系的波形图。图2的(c)示出从输出功率快降检测电路15的比较器150输出的信号V150。图3的(a)是基准电压Er快降时从比较器150输出的电压波形，图3的(b)是从比较器150输出图3(a)所示信号时电感器5中流通的电流波形。图3的(b)所示的电流波形中，中央部分是连续工作模式，其左右部分示出非连续工作模式。
实施形态1的直流—直流变换器中，负载10连续为相同轻负载状态时，成为轻负载状态工作模式，即待机工作模式。该待机工作模式中，轻负载检测电路142检测出轻负载状态。这时，由于输出功率检测电路15检测出输出功率快降状态，同步开关驱动电路20使第2开关3为阻断状态。即，该待机工作模式中，直流—直流变换器按图3的(b)中左侧部分的波形所示的非连续工作模式进行工作。
如上文所述，直流—直流变换器以待机工作模式工作时，根据例如来自负载10的信号，使基准电压源120的基准电压Er下降时，输出目标电压E0和输出上限电压E1也下降。这时，输出功率快降检测电路15的比较器150因为检测出的电压高于降低的基准电压Er，输出“L”。该“L”的信号输入到同步开关驱动电路20。现在由于输出功率快降检测电路15检测出输出功率快降状态，而且轻负载检测电路142检测出轻负载状态，同步开关驱动电路20将电感器141的驱动电压V141原样作为第2开关3的驱动电压Vd2输出。据此，第2开关3与第1开关2同步进行通断动作，因而在比较器150输出“L”信号的期间，直流—直流变换器不按待机工作模式工作，而按连续工作模式工作。该连续工作模式是过渡响应工作模式。过渡响应工作模式中，进行功率回馈，使输出直流电压Vo急剧下降。该功率回馈动作持续到输出直流电压Vo达到输出上限电压，并且输出功率快降检测电路15的比较器150继续到反相为止。
比较器150反相，则输出功率快降检测电路15成为未检测出输出功率快降的状态。这时，由于轻负载检测电路142检测出轻负载状态，直流—直流变换器按非连续工作模式工作。然而，这时如果误差电压Ve未充分减小，则输出直流电压Vo升高，比较器150进一步反相，成为连续工作模式，进行功率回馈。于是，利用该功率回馈动作，降低输出直流电压Vo，使比较器150进一步反相，成为非连续工作模式。这样，反复进行工作模式和非连续工作模式的动作。结果，误差电压Ve终于充分减小，使输出直流电压Vo稳定在输出目标电压E0。
已有的直流—直流变换器中，在负载为轻负载状态时，即使输出目标电压E0快降，也总按待机工作模式工作，因而输出直流电压Vo到达输出目标电压E0需要长时间。
反之，本发明实施形态1的直流—直流变换器中，结构上做成负载为轻负载的情况下，输出目标电压E0快降时，不按待机工作模式(非连续工作模式)工作，而按过渡响应工作模式工作，进行功率回馈。因此，实施形态1的直流—直流变换器中，即使负载为轻负载状态下输出目标电压E0快降时，与已有装置相比，也能用大幅度缩短的响应时间使输出直流电压Vo成为输出目标电压E0。
实施形态1中，用可同步整流的降压型变换器作了说明，但本发明的直流—直流变换器并不限定于这种结构。本发明可用于可同步整流降压型、升压型和升降压型的各种直流—直流变换器。
实施形态1中，作为待机工作模式的动作，用非连续工作模式的动作进行了说明，但本发明直流—直流变换器中待机工作模式的动作并不限于此。作为直流—直流变换器进行减少耗电动作的待机工作模式的其他动作，例如为减小开关损耗等而设定规定期间、停止开关动作的期间以进行间歇动作的间歇工作模式和降低开关频率的开关频率可变工作模式，当然也能用本发明的结构。
实施形态2下面，用所附图4和图5说明本发明实施形态2的直流—直流变换器。图4是示出本发明实施形态2的直流—直流变换器的组成的电路图。图5示出实施形态2的直流—直流变换器中，基准电压Er快降时各部分的信号波形。实施形态2的直流—直流变换器中，具有与上述实施形态1的直流—直流变换器实质上相同的功能、结构的部分标注相同的符号，省略其说明。
实施形态2的直流—直流变换器中，与上述实施形态1的直流—直流变换器的不同处在于结构上做成在误差放大器124的输出通过电阻126形成误差放大电路12的输出即误差信号Ve。实施形态2的直流—直流变换器还设置由指示电压源170、电阻171、开关172、开关173和反相器174组成的第1过渡响应动作电路17。
上述实施形态1中，结构上做成通过进行功率回馈，使输出直流电压下降。然而，为了进一步提高输出直流电压Vo对输出目标电压的响应速度，实施形态2的直流—直流变换器中，强制改变误差电压Ve，使由功率回馈动作回馈的功率大于不强制改变误差大于时由功率回馈动作回馈的功率。
输出目标电压E0根据来自负载等的指令等，产生快降时，输出直流电压Vo成为比输出目标电压E0相对急剧提高的过渡响应状态。下面，用图5说明该过渡响应状态的动作。
图5示出实施形态2的直流—直流变换器中，基准电压Er快降时各部分的信号波形。图5中，(a)是示出基准电压Er快降时的状态的电压波形，(b)是示出(a)时输出目标电压E0与输出上限电压E1和输出直流电压Vo的关系的波形图。图5的(c)示出锯齿状电压Vt和误差电压Ve的电压波形。
输出直流电压Vo高于输出上限电压E1的期间，从输出功率快降检测电路15的比较器150输出的驱动电压V150为“L”。因此，开关137为阻断状态。开关137一为阻断状态误差放大电路12的输出V12不传给控制电路14。
从比较器150输出的驱动电压V150由反相器174加以反相，因而使开关172为导通状态，将指示电压源170的指示电压通过电阻171输入到控制电路14。
通过电阻171输入的指示电压V171被设定成略大于锯齿状电压Vt的最小值的值。此动作中，一个开关周期内，第1开关2仅在短暂的期间为导通状态，第2开关3也仅在短暂的期间为阻断状态。此状态持续到比较器150反相，使开关172为阻断状态，开关173为导通状态。此后，返回常规工作模式或待机工作模式，最后使输出直流电压Vo稳定到输出目标电压E0。误差放大电路12的电阻126具有在第1过渡响应工作电路17的开关173为导通状态时，限制相位补偿电容器125流通的电流，抑制检测电压变动的功能。
如以上那样，实施形态2的直流—直流变换器按常规工作模式或待机工作模式工作的情况下，检测出过渡响应状态时，达到输出上限电压E1前，进行工作，使由功率回馈动作回馈的功率大子不强制改变误差电压由功率回馈动作回馈的功率。因此，实施形态2的直流—直流变换器能缩短响应时间。
作为实施形态2直流—直流变换器，用可同步整流降压型变换器作说明，但本发明的整流—整流变换器不限于这种结构。本发明也能用于可同步整流降压型、升压型和升降压型的各种直流—直流变换器。
实施形态3
下面，用所附图6～图9说明本发明实施形态3的直流—直流变换器。图6是示出本发明实施形态3的直流—直流变换器的组成的电路图。实施形态3的直流—直流变换器中，具有与上述实施形态1的直流—直流变换器实质上相同的功能、结构的部分标注相同的符号，省略其说明。
如图6所示，实施形态3的直流—直流变换器具有对输入直流电压Vi进行输出的输入直流电源1，该电源1的一端连接作为主开关的第1开关2的一端。第1开关2的另一端连接第2开关3的一端、第1二极管4的阴极和电感器5的一端。第2开关3的另一端和第1二极管4的阳极连接输入直流电源1的另一端。这样连接的第1开关3和第2开关3根据来自控制部11的驱动控制信号，反复进行通断动作。该控制部11连接检测输出功率快降时的输出功率快降电路15。
如图6所示，实施形态3的直流—直流变换器设置连接电感器5的一端和接地侧的第3开关6，还设置连接电感器5的一端和输出电容器9的一端的第4开关7。第4开关7两端并联第2二极管8，使其往负载侧为正向。第3开关6和第4开关7根据来自控制部11的驱动控制信号，反复进行通断动作。
结构上做成实施形态3的直流—直流变换器又设置输入输出比较电路16和第2过渡响应动作电路18。该比较电路16输入来自输入直流电源1的输入直流电压Vi和与输出功率快降检测电路15中输入的检测信号相同的检测信号。第2过渡响应动作电路18输入来自输出功率快降检测电路15的输出信号和来自误差放大电路12的输出信号。
实施形态3的直流—直流变换器中，第1开关2和电感器5与第3开关6串联，第1开关2和第3开关6均为导通状态时，对电感器5施加输入直流电源Vi。结构上还做成第2开关3和电感器5与第4开关7串联，并且第2开关3和第4开关7均为导通状态时，对输出电容器9施加电感器5的电压。
控制部11由误差放大电路12、振荡电路13、控制电路214和加法器143组成。该控制部11因为控制输出直流电压Vo，所以具有分别控制第1开关2、第2开关3、第3开关6和第4开关7通断的功能。
以上那样组成的实施形态3的直流—直流变换器是升压和降压变换器(升降压变换器)，使输入直流电源1的输入直流电压Vi形成所希望的直流电压后输出。
图7示出控制电路214的组成的电路图。
如图7所示，输入到控制电路214的误差电压Ve被输入到第2比较器145，并且通过加法器143输入到第1比较器144。加法器143将误差电压Ve与偏置电压Vos相加，所得信号(Ve+Vos)输出到第1比较器144。第1比较器144对加法器143的输出(Ve+Vos)和锯齿状电压Vt进行比较。第2比较器145则比较误差电压Ve与锯齿状电压Vt。
第1比较器144的输出电压Vd1成为控制第1开关2通断的第1驱动信号，并且通过使第1比较器144的输出反相的第1反相器146输入到第1同步开关驱动电路400。该电路400的输出电压Vd2成为控制第2开关3通断的第2驱动信号。
第2比较器145的输出电压Vd3成为控制第3开关6通断的第3驱动信号，并且通过使第2比较器145的输出反相的第2反相器147输入到第2同步开关驱动电路401。该电路401的输出电压Vd4成为控制第4开关7通断的第4驱动信号。
如图7所示第1轻负载检测电路148中输入第2开关3两端连接的信号线，第2轻负载检测电路149中输入第4开关7两端连接的信号线。第1轻负载检测电路148使用第2开关导通时的电阻检测出电流值，第2轻负载检测电路149使用第4开关7导通状态时的电阻检测出电流值，从而该电路148和电路149根据这些电流值检测出轻负载状态。即，第1轻负载检测电路148将导通状态下第2开关3流通的电流超过预定值的时间判断为轻负载状态。这时，由于输出功率快降检测电路15未检测出输出功率快降状态，第1同步开关驱动电路400使第2开关3为阻断状态。此动作是作为待机工作模式的一种动作即非连续工作模式的动作，控制成无反向电流通过。第2轻负载检测电路149又将第4开关7流通的电流超过预定时间判断为轻负载状态。这时，由于输出功率快降检测电路15未检测出输出功率快降状态，第2同步开关驱动电路401使第4开关7为阻断状态。此动作也是待机工作模式的一种动作即非连续工作模式的动作，控制成无反向电流通过。
负载快降检测电路15由比较器150组成。输入输出比较电路16由电阻160、电阻161和比较器162组成。第2过渡响应动作电路18由第1指示电压源180、电阻181、开关182、第2指示电压源183、电阻184、开关185、开关186、反相器187和NOR电路188组成。
下面，说明以上那样组成的实施形态3的直流—直流变换器的动作。
首先，说明实施形态3的直流—直流变换器中作为重负载状态工作模式的常规工作模式。
常规工作模式中，控制部11使第1开关2、第2开关3、第3开关6和第4开关7具有相同的开关周期T，并且进行开关动作。使第1开关2和第3开关6的一个开关周期中的导通时间比率(即时间比率)分别为δ1和δ2。另外，第3开关6为导通状态的期间设δ1＞δ2，以便第1开关2也可靠地为导通状态。第1开关2为导通状态时，第2开关3为阻断状态，而第1开关2为阻断状态时，第2开关3为导通状态。又，第3开关6为导通状态时，第4开关7为阻断状态，而第3开关6为阻断状态时，第4开关7为导通状态。
首先，在第1开关2和第3开关6均为导通状态时，对电感器5施加输入直流电源1的输入直流电压Vi。这段时间是δ2·T。这时，电流从输入直流电源1流到电感器5，在电感器5储存磁能。其次，第3开关6为阻断状态时，第4开关7为导通状态，从而对电感器5施加输入直流电压Vi与输出直流电压Vo的差Vi-Vo。这段时间是(δ1-δ2)·T，并且电流通过电感器5从输入直流电源1流到输出电容器9。最后，第1开关2和第3开关6均为阻断状态时，第2开关3和第4开关7均为导通状态，从而在电感器5上反相施加输出直流电压Vo。这段时间是(1-δ1)·T，并且电流从电感器5流到输出电容器9，释放储存磁能。
这样，电感器5中通过反复进行磁能储存和释放动作，从输出电容器9对负载10供电。电感器5的磁能储存和释放为均衡的稳定工作状态中，其电压与时间乘积的和为零，因而以下的式(4)成立，输出直流电压Vo相对于输入直流电压Vi可锝式(5)的变换特性。
同样，δ2＝0时，输出直流电压Vo为式(6)，作为降压变换器进行工作。
同样，δ1＝0时，输出直流电压Vo为式(7)，作为升压变换器进行工作。又通过控制各开关的时间比率，可将δ1/(1-δ2)设定为0至无穷大。即，实施形态3的直流—直流变换器作为理论上能从任意输入直流电压Vi形成任意输出直流电压Vo的升降压变换器进行工作。
Vi·δ2·T+(Vi-Vo)(δ1-δ2)T＝Vo(1-δ1)T……(4)Vo＝[δ1/(1-δ2)]Vi ……(5)Vo＝δ1·Vi ……(6)Vo＝[1/(1-δ2)]Vi ……(7)
检测电路22的电阻从输出直流电压Vo检测出的电压高于基准电压源120的基准电压Er时，误差放大电路输出的误差电压Ve减小。电阻检测出的电压低于该基准电压，则误差电压Ve加大。即，如果输入直流电压Vi高，或负载10轻，而输出直流电压Vo升高，则误差电压Ve减小。反之，如果输入直流电压Vi低，或负载10重，而输出直流电压Vo降低，则误差电压Ve加大。
图8是实施形态3的直流—直流变换器中控制部11各部分的波形图。图8中，(a)表示锯齿状电压Vt、误差电压Ve和加法器143的输出电压(Ve+Vos)，(b)表示第1驱动信号Vd1，(c)表示第2驱动信号Vd2，(d)表示第3驱动信号Vd3，(e)表示第4驱动信号Vd4。图8中，左侧部分表示(锯齿状电压Vt)＞(误差电压Ve)的情况，中央部分表示锯齿状电压Vt与误差电压Ve和加法器143的输出电压(Ve+Vos)交叉的情况，右侧部分表示(锯齿状电压Vt)＜(加法器143的输出(Ve+Vos))的情况。
下面，用图8说明实施形态3的直流—直流变换器的动作。
首先，输入直流电压Vi高且(锯齿状电压Vt)＞(误差电压Ve)时，作为第2比较器145输出的第3驱动信号Vd3总为“L”，且第3开关6为阻断状态。因此，第3开关6的时间比率δ2为δ2＝0。另一方面，作为第1比较器144的输出第1驱动信号Vd1对第1开关2进行通断驱动。这时，误差电压Ve越小，比率δ1就越小。这种情况下，直流—直流变换器作为降压变换器工作，其输入输出电压的关系用式(6)表示。
接着，如图8中央部分所示，输入直流电压Vi接近输出直流电压Vo，且锯齿状电压Vt与误差电压Ve和加法器143的输出(Ve+Vos)交叉时，作为第1比较器144的输出的第1驱动信号Vd1对第1开关2进行通断驱动，作为第2比较器145的输出的第3驱动信号Vd3对第3开关6进行通断驱动。这时，误差电压Ve越小，比率δ1和比率δ2就越小。这种情况下，直流—直流变换器作为升降压变换器工作，其输入输出电压的关系用式(5)表示。
接着，如图8的右侧部分所示，输入直流电压Vi低，且(锯齿状电压Vt)＜(加法器143的输出(Ve+Vos))时(图8的右侧部分)，作为第1比较器144的输出的第1驱动信号Vd1总为“H”，且第1开关2为导通状态。因此，第1开关2的时间比率δ1＝1。另一方面，作为第2比较器145的输出的第3驱动信号Vd3对第3开关6进行通断驱动。这时，误差电压Ve越大，比率δ2就越大。这种情况下，直流—直流变换器作为升压变换器工作，其输入输出电压的关系用式(7)表示。
以上是本发明实施形态3的直流—直流变换器中的常规工作模式。设电阻160和电阻161的电阻值为R160和R161，比较器162将输入直流电压Vi和输出直流电压Vo加以比较，所以满足下列(8)、(9)式的条件。
R160＝R121+R122 ……(8)R161＝R123……(9)因此，输入直流电压Vi高于输出直流电压Vo时，比较器162输出“H”。又，在输入直流电压Vi低于输出直流电压Vo时，比较器162输出“L”。
下面用图9说明实施形态3的直流—直流变换器中过渡响应时的工作模式(过渡响应工作模式)。
图9示出实施形态3的直流—直流变换器中，基准电压Er快降时各部分的信号波形。图9中(a)是示出基准电压Er快降时的状态的电压波形，(b)是示出(a)时输出目标电压E0与输出上限电压E1和输入直流电压Vi和输出直流电压Vo的关系的波形图。图9的(c)示出锯齿状电压Vt、误差电压Ve和加法器143的输出(Ve+Vos)。
在输出直流电压Vo高于输出上限电压E1的期间，比较器150的驱动电压V150为“L”。由于输入直流电压Vi低于输出直流电压Vo，比较器162的驱动电压V162为“L”。
输入比较器150的驱动电压V150和比较器162的驱动电压V162的NOR电路188成为“H”，开关182和开关185为导通状态。NOR电路188的驱动电压V188被反相器187反相，因而开关186为阻断状态。
开关186为阻断状态时，成为误差放大电路12的输出V12变成不传到控制电路214的状态。开关185为导通状态，则通过电阻184将第2指示电压源183的电压输入到控制电路214(指示电压V184)。开关182为导通状态时，通过电阻181将第1指示电压源180的电压输入到加法器143(指示电压V181)。加法器143的输出为“V184+Vos+V181”。这里，将指示电压V184的电压值设定成略大于锯齿状电压Vt的最小值的值，将指示电压V181的电压值设定得使电压(V184+Vos+V181)略大于锯齿状电压Vt的最大值。
上述动作中，1个开关周期内，第1开关2总为导通状态，第2开关3总为阻断状态，第3开关6仅在短暂的期间为导通状态，第4开关7仅在短暂的期间为阻断状态。所述变换器作为按δ1＝1、δ2为较小的时间比率进行控制的升压型变换器连续工作。这种状态持续到比较器150进行反相，使开关186为导通状态为止。此后，返回常规工作模式或待机工作模式，输出直流电压Vo最终稳定于输出目标电压E0。电阻126在开关186为导通状态时，限制相位补偿电容器125中流过的电流，抑制检测电压的变动。
如以上那样，实施形态3直流—直流变换器在输出直流电压Vo高于输入直流电压Vi时，连续进行功率回馈动作的功率大于不强制改变误差电压的功率回馈动作带来的功率，直到达到输出上限电压E1为止。
实施形态3中，作为可升降压的直流—直流变换器，采用4开关式升降压变换器进行了说明，但本发明的直流—直流变换器不限于这种结构。作为可升降压的直流—直流变换器，还有人们熟悉的图19中示出的SEPIC电路图和图20中示出的Zeta变换器电路图。本发明还可利用串联或并联组合升压电压变换器与降压变换器而组成，本发明可用于所有这些可同步整流升降压型直流—直流变换器。
实施形态3的直流—直流变换器中，在升降压动作时，对4个开关进行驱动控制，但升压动作时仅可驱动控制2个开关，因而开关损耗大幅度减少，成为高效直流—直流变换器。
实施形态4下面，用所附图10、图11说明本发明实施形态4的直流—直流变换器。图10是示出本发明实施形态4的直流—直流变换器的组成的电路图。实施形态4的直流—直流变换器中，具有与上述实施形态3的直流—直流变换器实质上相同的功能、结构的部分标注相同的符号，省略其说明。
实施形态4的直流—直流变换器中，与图6所示实施形态3的直流—直流变换器的结构的不同点是设置由回馈开关210、电阻211和NOR电路212组成的高速响应电路21以及删除第2过渡响应动作电路18。
用图11和图12说明以上那样组成的实施形态4的直流—直流变换器在过渡响应时的工作模式(过渡响应工作模式)。图11中，(a)是示出基准电压Er快降时的状态的电压波形，(b)是示出(a)时输出目标电压E0与输出上限电压E1和输入直流电压Vi和输出直流电压Vo的关系的波形图。图11的(c)示出高速响应电路21的电压波形(V212)。
图11中(a)的基准电压Er的电压波形示出根据来自负载10的指令等使基准电压Er急剧下降的状态。这时，下降后的基准电压Er造成的输出上限电压E1高于输入直流电压Vi。随着基准电压Er的变化，输出目标电压E0和输出上限电压E1也变化，但误差放大电路12的误差放大器124不立即作出响应，误差电压Ve及该电压Ve加补偿电压Vos所得的电压(Ve+Vos)缓慢下降。而且电压(Ve+Vos)在加法器143上形成后，输出到第1比较器144。
图11所示的状态中，输出功率快降检测电路15的比较器150由于检测到的电压高于基准电压Er，对高速响应电路21输出“L””。输出功率快降检测电路16的比较器162由于输出直流电压Vo高于输入直流电压Vi，对高速响应电路21的NOR电路212输出“L””。因此，NOR电路212所输出用于回馈开关210的驱动信号V212为“H”，回馈开关210成为导通状态。结果，从输出电容器9通过高速响应电路21对输入直流电源1快速进行功率回馈。回馈开关210的导通状态持续到输出直流电压Vo达到输出上限电压E1，并且比较器150反相。
比较器150反相，使回馈开关210为阻断状态后，如果误差电压Ve未充分减小，则输出直流电压Vo升高，再次使回馈开关210成为导通状态。然后，输出直流电压Vo下降，再次使回馈开关210成为阻断状态。这样，回馈开关210反复进行通断动作，终于使误差电压Ve充分加大，输出直流电压Vo稳定在输出目标电压E0。
图12的波形图示出基准电压Er进一步加大降低，并且该电压Er降低后的输出上限电压E1低于输入直流电压Vi时的状态。图12的(a)是示出基准电压Er快降时的状态的电压波形，图12的(b)是示出(a)时输出目标电压E0与输出上限电压E1和输入直流电压Vi和输出直流电压Vo的关系的波形图，图12的(c)示出高速响应电路21的电压波形(V212)。
随着基准电压Er的变化，输出目标电压E0和输出上限电压E1也变化，但误差放大器124不立即作出响应，误差电压Ve及该电压Ve加补偿电压Vos所得的电压(Ve+Vos)缓慢下降。
图12所示的状态中，输出功率快降检测电路15的比较器150由于检测到的电压高于基准电压Er，对高速响应电路21输出“L”。输出功率快降检测电路16的比较器162由于输出直流电压Vo高于输入直流电压Vi，对高速响应电路21的NOR电路212输出“L””。因此，NOR电路212所输出用于回馈开关210的驱动信号V212为“H”，回馈开关210成为导通状态。结果，从输出电容器9通过高速响应电路21对输入直流电源1快速进行功率回馈。回馈开关210的导通状态持续到输出直流电压Vo达到输入直流电压Vi，并且比较器150反相。
比较器150反相，使回馈开关210为阻断状态后，如果误差电压Ve未充分减小，则输出直流电压Vo升高，再次使回馈开关210成为导通状态。然后，输出直流电压Vo下降，再次使回馈开关210成为阻断状态。这样，回馈开关210重复进行通断动作，终于使误差电压Ve充分加大，输出直流电压Vo稳定在输出目标电压E0。
实施形态4中，输出上限电压E1可设定为输出直流电压Vo的容许上限值以上且接近输出目标电压E0的值。另外，电阻值R161可考虑回馈开关210和电阻211处的压降后设定。
已有的直流—直流变换器中，输出直流电压Vo随由误差放大器响应速度决定的误差电压Ve的缓慢变化而变化，输出直流电压Vo达到输出目标电压E0前的响应速度非常慢。
然而，实施形态4的直流—直流变换器通过设置具有回馈开关210的高速响应电路21，进行快速功率回馈，因而能大幅度缩短响应时间。又，回馈开关210在输出直流电压Vo达到输出上限电压E1和输入直流电压Vi的高的一方前，一直是导通状态，其后，返回常规响应动作，因而输出直流电压Vo不发生下冲。
实施形态4直流—直流变换器中高速响应电路21的电阻211用于限制回馈开关210从输入直流电源1对输出电容器9快速功率回馈中产生的回馈电流。然而，该电阻211可用回馈开关210为导通状态时本身的阻抗代替。实施形态4中，作为可升降压的直流—直流变换器，采用4开关式升降压变换器进行了说明，但本发明的直流—直流变换器不限于这种结构。作为可升降压的直流—直流变换器，众所周知还图19中示出的SEPIC电路图和图20中示出的Zeta变换器电路图。本发明还可利用串联或并联组合升压变换器与降压变换器组成。本发明可用于这些可同步整流升降压型直流—直流变换器。实施形态4的直流—直流变换器对升降压型直流—直流变换器进行了说明，但实施形态4的结构也能用于升压型直流—直流变换器。
实施形态5下面，用所附图13和图14说明本发明实施形态5的直流—直流变换器。图13是示出本发明实施形态5的直流—直流变换器的组成的电路图。实施形态5的直流—直流变换器中，具有与上述实施形态1的直流—直流变换器实质上相同的功能、结构的部分标注相同的符号，省略其说明。
实施形态5的直流—直流变换器中，与图1所示实施形态1的直流—直流变换器的结构的不同点是结构上做成删除输出功率快降检测电路15，并且从负载10等外部装置输入通知输出功率快降的外部信号19。实施形态1中，其结构是采用输出功率快降检测电路15检测出输出功率快降状态，但实施形态5的直流—直流变换器在控制部11输入来自外部装置通知输出功率快降的外部信号19，并且在控制部11的轻负载检测电路142和同步开关驱动电路20上实施与上述实施形态1相同的动作。因此，利用实施形态5的直流—直流变换器，则能简化电路结构。
如上述实施形态1那样，结构上做成通过采用输出功率快降检测电路15，在轻负载时，反复进行连续工作模式(功率回馈动作)和不连续工作模式的动作，直到误差电压Ve充分减小，使输出直流电压Vo稳定在输出目标电压E0，因而该电压Vo稳定在电压E0前需要一些时间。实施形态5的直流—直流变换器中，由于采用通知输出功率快降的外部信号19，如果连续输入外部信号19，进行功率回馈，直到误差电压Ve充分减小，使输出直流电压Vo稳定在输出目标电压E0，则能缩短响应时间。
下面，用图14说明实施形态5的直流—直流变换器中过渡响应时的工作模式(过渡响应工作模式)。图14的(a)是示出基准电压Er快降时的状态的电压波形，图14的(b)是示出(a)时输出目标电压E0与输出直流电压Vo的关系的波形图，图14的(c)示出外部信号19的电压波形(V19)。
首先，说明负载10总为轻负载状态的情况。
即使在基准电压Er降低之前，也由于是轻负载状态而不输入来自外部信号19的通知输出功率快降状态的信号，而且轻负载检测电路142检测出轻负载状态，所以同步开关驱动电路20使第2开关3为阻断状态。这时，直流—直流变换器按作为待机工作模式的一种即非连续工作模式进行工作。该时相当于基准电压Er降低前的轻负载状态的时候，外部信号19输出“H”。
然后，基准电压Er快降时，输出目标电压E0下降，外部信号19为“L”，输入通知输出功率快降的信号，并且轻负载检测电路142检测轻负载。结果，同步开关驱动电路20将反相器141的驱动电压V141原样作为第2开关3的驱动电压Vd2加以输入。这样输入外部信号19的“L”的期间，不变成作为待机模式的非连续工作模式，按连续工作模式进行工作。因此，该期间进行功率回馈，使输出直流电压Vo急剧下降。这种功率回馈持续到外部信号19成为“H”。
如以上那样，实施形态5的直流—直流变换器中，结构上做成输入通知输出功率快降的外部信号19，因而继续输入外部信号19，进行功率回馈，直到误差电压Ve充分减小，使输出直流电压Vo稳定在输出目标电压E0。由此，能进一步缩短响应时间。
实施形态5的直流—直流变换器中，可在误差电压Ve充分减小，使输出直流电压Vo稳定输出目标电压E0前，将外部信号一直设定为“L”。
实施形态5中，用可同步整流降压型变换器作了说明，但本发明的直流—直流变换器不限于这种结构。本发明能用于可同步整流的降压型、升压型和升降压型的各种直流—直流变换器。
实施形态6下面，用所附图15和图16说明本发明实施形态6的直流—直流变换器。图15是示出本发明实施形态6的直流—直流变换器的组成的电路图。上述实施形态1的直流—直流变换器中，说明了将检测电压控制输出直流电压的称为电压模式的控制方法用于本发明的例子。实施形态6的直流—直流变换器中，将称为电流模式控制方法用于本发明，该模式检测电流，控制输出直流电压。实施形态6中，具有与上述实施形态1的直流—直流变换器实质上相同的功能、组成的部分标注相同的符号，省略其说明。实施形态6的直流—直流变换器中，与图1所示实施形态1的不同点是误差放大电路72和控制电路91的构成。
实施形态6的直流—直流变换器中，误差放大电路72具有基准电压源720、3个电阻721、722和723、误差放大器724以及由电阻725与电容器726的串联电路组成的积分电路。
误差放大电路72中，利用3个电阻721、722和723对输出直流电压Vo进行分压。其中，误差放大器72将电阻721与电阻722的连接点的电压同基准电压源720的基准电压Er比较。误差放大器724输出误差电压Ve。误差放大器724的输出端子连接由电阻725和电容器726的串联电路组成的积分电路，用于降低高频增益。设电阻721与电阻722的连接点上的电压分压比为α，则误差放大器724的反相输入端子输入的第1检测电压可用α·Vo表示。如果第1检测电压α·Vo大于基准电压Er，则误差电压Ve减小，反之，该电压α·Vo小于基准电压Er，则误差电压Ve加大。第1检测电压α·Vo等于基准电压Er时，输出直流电压Vo为所希望的电压值。作为该电压值的输出目标电压E0可用以下式(9)表示。
E0＝Er/α ……(10)又，设电阻722与电阻723的连接点上的分压比为β，则第2检测电压可用β·Vo表示比较器150将第2检测电压β·Vo与基准电压源720的基准电压Er比较。设第2检测电压β·Vo等于基准电压Er时的输出直流电压为输出上限电压E1，则该电压E1可用以下的式(11)表示。该电压E1大于作为所希望电压的输出目标电压E0。
E1＝Er/β(＞E0) ……(11)比较器150的输出被输入到控制电路91的同步开关驱动电路915。该电路915的组成与上述实施形态1的直流—直流变换器中同步开关驱动电路20的组成相同。
控制电路91由电流检测电路910、脉冲振荡电路911、比较器912、触发器电路913、反相器914、同步开关驱动电路915和轻负载检测电路916组成。电流检测电路910检测第1开关2流过的电流(下文称为开关电流)，并且输出与该开关电流成比例的电流检测信号Vsi。脉冲振荡电路911输出开关频率f的置位脉冲。比较器912输入作为误差放大电路72输出的误差电压Ve和来自电流检测电路910的电流检测信号Vsi。比较器912在电流检测信号Vsi大于误差电压Ve时，对触发器电路913输出复位脉冲。触发器电路913输入来自脉冲振荡电路911的置位脉冲时，成为高电平，而输入来自比较器912的输出脉冲时，输出低电平的驱动信号V913。
图19示出控制电路91中各部分的电压波形。如图16所示，误差电压Ve小，则使开关电流峰值降低，因而驱动信号V913的脉冲宽度变小。即，时间比率δ变小，抑制对负载10的供电。反之，误差电压Ve大，则使开关电流峰值升高，因而驱动信号V913的脉冲宽度变大。即，时间比率δ变大，对负载10的供电加大。
如以上那样，实施形态6的直流—直流变换器中，误差放大电路72输出将输出直流电压Vo与输出目标电压E0的偏差放大后的误差电压Ve。该直流—直流变换器中，通过利用误差电压Ve调整第1开关2流过的电流(开关电流)的峰值，进行控制，使输出直流电压Vo成为输出目标电压E0。
直流—直流变换器按待机工作模式工作时，根据例如来自负载10等的信号使基准电压源720的基准电压Er降低，则输出目标电压E0和输出上限电压E1也降低。这时，输出功率快降检测电路15的比较器150由于检测出的电压比降低后的基准电压Er高，输出“L”。该“L”的信号输入到同步开关驱动电路915。这时，输出功率快降检测电路15检测出输出功率快降状态，而且轻负载检测电路916检测出轻负载状态，所以同步开关驱动电路915将反相器914的驱动电压V914原样作为第2开关3的驱动电压Vd2输出。由此，第2开关3与第1开关2同步进行通断动作，因而在比较器150输出“L”的信号的期间，直流—直流变换器不按待机工作模式工作，而按连续工作模式工作。该连续工作模式是过渡响应工作模式。
在该过渡响应工作模式进行功率回馈，使输出直流电压急剧下降。此功率回馈动作持续到输出直流电压Vo达到输出上限电压E1，并且输出功率快降检测电路15的比较器150反相。比较器150一反相，则输出功率快降检测电路15成为未检测出输出功率快降状态的状态。这时，轻负载检测电路916检测出轻负载状态。因而直流—直流变换器按非连续工作模式工作。然而，这时如果误差电压Ve未充分减小，则输出直流电压Vo升高。于是，比较器150进一步反相，成为连续工作模式，进行功率回馈。由于该功率回馈动作，输出直流电压Vo降低，比较器15进一步反相，成为非连续工作模式。这样，反复进行连续工作模式和非连续工作模式的动作，最后使误差电压Ve充分减小，输出直流电压Vo稳定在输出目标电压E0。
上述实施形态1中，说明了用电压模式控制的直流—直流变换器，但实施形态6说明了用电流模式控制的直流—直流变换器。从实施形态6中的动作说明可知，电流模式的控制方法可用于本发明的直流—直流变换器，获得与电压模式控制方法同样良好的效果。
如实施形态1至6中所说明，本发明具有缩短输出直流电压快降时的响应时间的效果。而且，本发明在输出直流电压Vo相对于输出目标电压E0高时，使该输出直流电压Vo对输入侧回馈功率，从而具有能提高输出直流电压Vo的稳定性的效果。因此，本发明的直流—直流变换器有效抑制输出条件快变等带来的过冲。例如，直流—直流变换器启动时，尤其在轻负载下启动时，施加输入直流电压，使该变换器开始工作时，输出直流电压Vo与基准电压Er的差变大。结果，误差电压Ve大，开关电流峰值也大，输出直流电压Vo急剧升高。已有的直流—直流变换器中，在输出直流电压Vo达到输出目标电压E0后要抑制供电的工作电路延迟时间的期间内，输出直流电压产生过冲。尤其在轻负载的情况下，该过冲变大。又由于输出目标电压E0的稳定性取决于负载，输出直流电压Vo为了响应输出目标电压E0，需要时间。本发明的直流—直流变换器中，在输出直流电压Vo大于输出目标电压E0，且超过输出上限电压时，使第2开关3进行通断动作，并且回馈功率。本发明的直流—直流变换器结构上这样组成，能使输出直流电压Vo快降，所以能缩短对输出目标电压E0的响应时间。
实施形态6用可同步整流降压型变换器进行了说明，但本发明的直流—直流变换器不限于这种结构。本发明能用于可同步整流降压型、升压型和升降压型的各种直流—直流变换器。
实施形态1～6的直流—直流变换器的控制也可用于启动时，能缩短启动时对输出目标电压E0的响应时间。
上述实施形态1～6中说明的直流—直流变换器可在结构上再组合，从而具有各种功能。
上述实施形态1～6中说明的直流—直流变换器中控制部等的各组成部分可作为各自独立的单元分别组成，并且用于其他实施形态。
这样，从实施形态详细说明可知，本发明的直流—直流变换器具有以下效果。
本发明的直流—直流变换器结构上做成设置输出功率快降检测电路，该电路设定对成为输出直流电压的控制目标的输出目标电压高出规定电压的输出上限电压，并且输出该输出上限电压与输出直流电压仅的比较结果，使轻负载状态下输出直流电压高于输出上限电压时，解除待机工作模式，执行进行功率回馈的过渡响应工作模式。因此，本发明即使因某些条件的变化而输出直流电压高于输出目标电压，也不依附于负载状况，具有输出直流电压高效达到输出目标电压、大幅提高响应速度的效果。
本发明的直流—直流变换器结构上做成设置输出功率快降检测用的比较电路，该电路设定对成为输出直流电压的控制目标的输出目标电压仅高出规定电压的输出上限电压，并且输出该输出上限电压与输出直流电压的比较结果，使输出直流电压高于输出上限电压时，强制改变误差电压，让输出直流电压下降，按功率回馈动作所回馈的功率变成较大的过渡响应工作模式进行工作。因此，本发明的直流—直流变换器具有能缩短响应时间的优良效果。
本发明的直流—直流变换器结构上做成设置输出功率快降检测比较电路，该电路设定对成为输出直流电压的控制目标的输出目标电压仅高出规定电压的输出上限电压，并且输出该输出上限电压与输出直流电压的比较结果，使输出直流电压高于输出上限电压，且输出直流电压高于输入直流电压时，强制改变误差电压和偏置电压，让输出直流电压下降。因此，本发明的直流—直流变换器按功率回馈动作所回馈的功率变成较大的过渡响应工作模式进行工作，能缩短响应时间。又，本发明使可升降压直流—直流变换器按过渡响应工作模式进行升降动作，因而具有开关损耗减少、效率高的效果。
本发明的直流—直流变换器在输入输出之间设置具有回馈开关的高速响应电路，并且输出直流电压高于输出上限电压，输出直流电压还高于输入直流电压时，通过回馈开关为导通状态。因此，不能进行功率回馈的直流—直流变换器也能用本发明，即使因某些条件的变化而输出直流电压高于输出目标电压，也不依附于负载状况，能大幅度提高输出直流电压高效达到输出目标电压的响应速度。又，可同步整流直流—直流变换器应用具有高速响应电路的本发明直流—直流变换器的结构，能进一步缩短响应时间。
本发明的直流—直流变换器结构上还做成输入通知输出功率快降的外部信号，在输入外部信号期间中总进行功率回馈。因此，能大幅度缩短响应时间，而且能使电路简化。
本发明可用于用电压模式控制的直流—直流变换器和用电流模式控制的直流—直流变换器，无论应用其中任一模式，本发明都具有缩短输出直流电压快降时的响应时间的优良效果。
本发明的直流—直流变换器也可用于启动时，能缩短启动时对输出目标电压的响应时间。
以某种详细程度对较佳形态说明了本发明，但该较佳形态当前揭示的内容在组成细节上应该发生变化，并且能实现各要素组合和顺序和变化，不脱离本发明的权利要求范围和思想。
权利要求
1.一种直流—直流变换器，其特征在于，具有提供输入直流电压的输入直流电源、输入所述输入直流电压并且在规定的导通周期和阻断周期进行开关动作的主开关电路、根据所述主开关电路的开关动作重复进行磁能储存和释放的电感器、具有同步开关电路并且对所述主开关电路或所述电感器的电压进行整流和平滑后将输出直流电压供给负载的整流平滑电路、比较所述输出直流电压与基准电压并且输出误差电压的误差放大电路、根据所述误差电压调整所述主开关电路和所述同步开关电路的通断周期并且对所述主开关电路进行驱动控制的开关控制电路、检测出所述负载为轻负载状态的轻负载检测电路、检测出输出功率快降状态的输出功率快降检测电路、以及输入所述开关控制电路的输出和所述轻负载检测电路的输出和所述输出功率快降检测电路的输出的同步开关驱动电路，所述同步开关驱动电路(1)在所述轻负载检测电路检测出轻负载状态而且所述输出功率快降检测电路未检测出输出功率快降状态时，使所述同步开关电路为阻断状态，(2)在所述轻负载检测电路检测出轻负载状态而且所述输出功率快降检测电路检测出输出功率快降状态时，根据所述开关控制电路的输出，使所述同步开关电路为通断动作状态，(3)在所述轻负载检测电路未检测出轻负载状态而且所述输出功率快降检测电路未检测出输出功率快降状态时，根据所述开关控制电路的输出，使所述同步开关电路为通断动作状态，(4)在所述轻负载检测电路未检测出轻负载状态而且所述输出功率快降检测电路检测出输出功率快降状态时，根据所述开关控制电路的输出，使所述同步开关电路为通断动作状态。
2.如权利要求1所述的直流—直流变换器，其特征在于，具有第1过渡响应动作电路，在输出功率快降检测电路检测出输出功率快降状态的过渡响应时间，强制改变误差电压，使输出功率下降。
3.如权利要求1或2所述的直流—直流变换器，其特征在于，开关控制电路具有偏置电压源，并且所述直流—直流变换器具有第1过渡响应动作电路，在输出功率快降检测电路检测出输出功率快降状态的过渡响应时间，强制改变所述偏置电压，使输出功率下降。
4.一种直流—直流变换器，其特征在于，具有提供输入直流电压的输入直流电源、输入所述输入直流电压并且在规定的导通周期和阻断周期进行开关动作的主开关电路、根据所述主开关电路的开关动作重复进行磁能储存和释放的电感器、具有同步开关电路并且对所述主开关电路或所述电感器的电压进行整流和平滑后将输出直流电压供给负载的整流平滑电路、比较所述输出直流电压与基准电压并且输出误差电压的误差放大电路、根据所述误差电压调整所述主开关电路和所述同步开关电路的通断周期并且对所述主开关电路和所述同步开关电路进行驱动的控制电路、检测出输出功率快降状态的输出功率快降检测电路、以及第1过渡响应动作电路，该电路在输出功率快降检测电路检测出输出功率快降状态的过渡响应时间，强制改变所述误差电压，使输出功率下降。
5.根据权利要求4所述的直流—直流变换器，其特征在于，控制电路具有输出偏置电压的偏置电压源，还具有在输出功率快降检测电路检测出输出功率快降状态的过渡响应时间，强制改变所述偏置电压，使输出功率下降的第2过渡响应动作电路。
6.一种直流—直流变换器，其特征在于，具有提供输入直流电压的输入直流电源、输入所述输入直流电压并且在规定的导通周期和阻断周期进行开关动作的主开关电路、根据所述主开关电路的开关动作重复进行磁能储存和释放的电感器、对所述主开关电路或所述电感器的电压进行整流和平滑后将直流电压供给负载的整流平滑电路、比较所述直流电压与基准电压并且输出误差电压的误差放大电路、根据所述误差电压调整所述主开关电路的通断周期并且对所述主开关电路进行驱动控制的控制电路、检测出输出功率快降状态的输出功率快降检测电路、比较输入直流电压与输出直流电压的输入输出比较电路、以及高速响应电路，该电路具有并联在直流—直流变换器输入输出之间的回馈开关电路，在所述输出直流电压高于所述输入直流电压且所述输出功率快降检测电路检测出输出功率快降状态的过渡响应时间，使所述回馈开关电路为导通状态。
7.如权利要求1、4、5或6所述的直流—直流变换器，其特征在于，结构上做成输出功率快降检测电路设定相对于成为输出直流电压控制目标的输出目标电压仅高出规定电压的输出上限电压，结构上还做成具有对所述输出上限电压和所述输出直流电压进行比较的比较电路，并且根据所述比较电路的输出，将所述输出直流电压高于所述输出上限电压的期间作为所述过渡响应时间检测出。
8.如权利要求1、4、5或6所述的直流—直流变换器，其特征在于，根据直流—直流变换器连接的负载，输入表示输出功率快降状态的信号。
9.一种直流—直流变换器，其特征在于，具有提供输入直流电压的输入直流电源、输入所述输入直流电压并且在规定的导通周期和阻断周期进行开关动作的主开关电路、根据所述主开关电路的开关动作重复进行磁能储存和释放的电感器、具有同步开关电路并且对所述主开关电路或所述电感器的电压进行整流和平滑后将输出直流电压供给负载的整流平滑电路、比较所述输出直流电压与基准电压并且输出误差电压的误差放大电路、根据所述误差电压调整所述主开关电路和所述同步开关电路的通断周期并且对所述主开关电路进行驱动控制的开关控制电路、检测出所述负载为轻负载状态的轻负载检测电路、以及输入所述开关控制电路的输出和所述轻负载检测电路的输出和表示是否输出功率快降状态的信号的同步开关驱动电路，所述同步开关驱动电路(1)在所述轻负载检测电路检测出轻负载状态而且所述输出功率快降检测电路未检测出输出功率快降状态时，使所述同步开关电路为阻断状态，(2)在所述轻负载检测电路检测出轻负载状态而且所述输出功率快降检测电路检测出输出功率快降状态时，根据所述开关控制电路的输出，使所述同步开关电路为通断动作状态，(3)在所述轻负载检测电路未检测出轻负载状态而且所述输出功率快降检测电路未检测出输出功率快降状态时，根据所述开关控制电路的输出，使所述同步开关电路为通断动作状态，(4)在所述轻负载检测电路未检测出轻负载状态而且所述输出功率快降检测电路检测出输出功率快降状态时，根据所述开关控制电路的输出，使所述同步开关电路为通断动作状态。
10.一种直流—直流变换器，其特征在于，具有提供输入直流电压的输入直流电源、输入所述输入直流电压并且在规定的导通周期和阻断周期进行开关动作的主开关电路、根据所述主开关电路的开关动作重复进行磁能储存和释放的电感器、具有同步开关电路并且对所述主开关电路或所述电感器的电压进行整流和平滑后将输出直流电压供给负载的整流平滑电路、比较所述输出直流电压与基准电压并且输出误差电压的误差放大电路、根据所述误差电压调整所述主开关电路和所述同步开关电路的通断周期并且对所述主开关电路和所述同步开关电路进行驱动的控制电路、以及第1过渡响应动作电路，该电路在从负载侧输入表示使输出功率快降的信号的过渡响应时间，强制改变所述误差电压，使输出功率下降。
11.根据权利要求10所述的直流—直流变换器，其特征在于，控制电路具有输出偏置电压的偏置电压源，还具有从负载侧输入表示使输出功率快降的信号的过渡响应时间，强制改变所述偏置电压，使所述输出功率下降的第2过渡响应动作电路。
12.一种直流—直流变换器，其特征在于，具有提供输入直流电压的输入直流电源、输入所述输入直流电压并且在规定的导通周期和阻断周期进行开关动作的主开关电路、根据所述主开关电路的1开关动作重复进行磁能储存和释放的电感器、对所述主开关电路或所述电感器的电压进行整流和平滑后将输出直流电压供给负载的整流平滑电路、比较所述输出直流电压与基准电压并且输出误差电压的误差放大电路、根据所述误差电压调整所述主开关电路的通断周期并且对所述主开关电路进行驱动控制的控制电路、比较输入直流电压与输出直流电压的输入输出比较电路、以及高速响应电路，该电路具有并联在直流—直流变换器输入输出之间的回馈开关电路，在所述输出直流电压高于所述输入直流电压且从负载侧输入表示使输出功率快降的信号的过渡响应时间，使所述回馈开关电路为导通状态。
全文摘要
一种直流—直流变换器，具有使诸如待机时那样的轻负载状态减少耗电的专用工作模式(待机工作模式)的直流—直流变换器中，设置输出比输出目标电压E0高出规定电压的输出上限电压E1与输出直流电压Vo的比较结果的输出功率快降检测电路，并且在输出直流电压Vo高于输出上限电压E1时，不为待机工作模式，使输出直流电压Vo高效到达输出目标电压E0的响应速度大幅度提高。
文档编号H02M3/158GK1482727SQ0313860
公开日2004年3月17日 申请日期2003年5月28日 优先权日2002年5月28日
发明者井上学, 之, 半田浩之, 东谷比吕志, 吕志, 也, 石井卓也 申请人:松下电器产业株式会社