专利名称：恒能功率脉冲群调制变流装置的制作方法
技术领域：
本实用新型涉及一种可用于DC-DC降压变换、无刷直流电机调速、开关磁阻电机功率变换器以及交流感应电机调速等方面的新型变流装置，特别是一种专用于工业风机和水泵无级调速节能的变频装置。
背景技术：
已有技术中，作为电力电子变流技术主要应用方式的PWM(脉冲宽度调制)技术进入实用已有20多年的时间了，但直到今天仍存在一些不够理想的地方，主要表现在载波频率与器件开关损耗之间的矛盾的解决上。我们知道，要使PWM方式在尽可能小的安装体积上获得优良的谐波抑制特性和动态响应性能，系统的载波频率应越高越好，但理论分析和实践都表明随着系统载波频率的升高，器件开关过程所产生的损耗将变得十分突出！20多年来，人们围绕如何解决这个问题提出过多种不同的解决方案，如PWM技术早期提出的RCD、BCD缓冲吸收软开关方案已被实践证明在一定的条件下是可行的。但是，这两种解决方案都有一个不足，就是仅适用于系统载波频率不高的情况。为解决更高载波频率下存在的问题，1986年首次由DM Divan教授提出了“双零谐振软开关”的概念，该解决方案的核心是利用LC元件的谐振储能过程，在系统的变流主电路中形成电压(或电流)周期性为零的条件，并通过控制使系统中的开关器件在零电压或零电流时刻开通和关断，这样，由于器件在开通和关断时刻承受的功率为零，从而达到减小器件开关损耗的目的。到目前为止，谐振软开关技术已较成功地应用于380V、输出平均电流30A以下的中小功率变换系统中。而对输出电流超过30A以上的系统，该技术要碰到另一个新的难点问题即开关器件承受过高的电压(或电流)应力问题。近年来，解决这个难点问题的研究已成为该学科研究中的热点分支之一，但直到目前还没有重大的突破！
在PWM技术进入实际应用的20多年时间里，虽经世界各国研究人员的不断努力，但在解决系统载波频率与器件开关损耗之间的矛盾问题上进展如此艰难，其根本原因在哪里？通过对软开关技术进行深入的分析后表明，无论是缓冲吸收软开关方式还是谐振软开关方式，其解决问题的技术本质都是将每次开关过程本应由器件承担的开关损耗能量，在器件状态的转换之前先将它暂时转移到附加的储能元件中，然后，让器件在没有开关损耗的情况下完成状态的转换，待器件完成状态转换后，再将这些暂时转移走的能量消耗在电阻上或通过其它通道返回电源或送到负载中。在这种解决方法中，由于缓冲吸收方式只能以自然充放电的形式来完成能量的存储和转移过程，所以工作周期比较长，这就是为什么在该方式下系统载波频率难于提高的根本原因；而谐振软开关方式以LC元件谐振的方式来完成能量的存储和转移过程，所以，与缓冲吸收方式相比工作频率可以有数倍乃至十倍以上的提高。但是，该方式又因为工作频率高，速度快，所以LC储能元件的数值必须很小，这样就带来了另一个新问题，就是在大电流斩波时，LC元件将因内部转移进较多的能量而对外电路呈现出很高的端电压或很大的瞬时充放电电流，这些电压和电流作用在开关器件上，就形成了对器件安全构成威胁的过高电压(或电流)应力问题。当然了，增大LC储能元件的参数将有助于降低开关器件承受的应力，但系统的软开关谐振周期也要延长，也就是系统的载波频率必须下降，这样，PWM技术的优势将难以发挥，从实际应用的角度来说，这是难以接受的。综合上述分析结果，不难得出这样的结论，就是用软开关方式解决PWM强制斩波系统载波频率与器件开关损耗之间的矛盾时，最终要归结为解决斩波电流、储能元件谐振频率和器件应力这三个有着相互制约关系的参数之间的协调解决上，而人们一直希望达到的、固定其中两个参数(即高的谐振频率和低的器件应力)而另一个参数(即斩波电流)可(随负载的不同)随意变化的要求，实际上是很难做到的！这就是人们历经20多年的研究而难于取得重大进展的根本原因！
实用新型内容本实用新型的目的是用一种新方案来解决PWM系统中载波频率与器件开关损耗之间的矛盾问题。该方案与已有技术的最大不同在能量的传递方式上。在已有技术中由于采用的是对连续能量进行强制斩波的方法来完成系统对能量要求的分段传递控制目的，因此，系统工作电流有多大斩波电流就应该有多大，否则无法工作，也没有选择的余地。因此，在高电压、大电流斩波时器件不可避免地要承受很高的电压和电流应力。而本实用新型采用定能量斩波工作方式，首先将系统所要传递的全部能量按输出波形的要求，通过脉冲形成电路以时间分割的方式分解为一个个独立的、含有固定能量的功率脉冲后，传送到系统交流逆变电路的直流母线上，经逆变电路逆变为与对应输出波形接近的类PWM波形，最后经平波电路平波后输出到负载。这种传递方式的优势和特点有以下几个①通过离散控制方式可方便地控制单位时间内产生的脉冲数，从而使系统的能量传递过程根据实际要求进行控制；②由于每个功率脉冲所传递的能量固定，因此，在电源电压固定的情况下，脉冲峰值电流也为固定，这样器件承受的电压、电流应力(不受负载条件的影响)也为固定；③采用可控串联谐振工作方式形成功率脉冲时，可用几个较小功率、较低调制频率的小变流系统合成一个具有较高调制频率的大功率变流系统，而各开关器件只需承受各自支路的应力即可；④系统的开关器件(包括功率脉冲发生电路和逆变电路的器件)全部在零电流条件下开通和自然关断。
本实用新型的结构、特点为系统由直流恒压源、可控串联谐振离散恒能功率脉冲形成电路、逆变电路、输出平波电容和控制电路五个部分组成(其中组成DC-DC变换系统时，不需要逆变电路)。在这个系统中，可控串联谐振离散恒能功率脉冲形成电路为本实用新型最关键的技术创新点，分为异步不钳位脉冲形成电路和同步钳位脉冲形成电路两种，该电路在系统中不仅要完成功率脉冲的形成工作，还要为系统逆变主回路提供电压及电流周期性过零的条件；此外，它的运行特性还直接关系到系统中各功率开关器件工作时所要承受的电压和电流应力问题，同时，也是双路(或多路合成一路的基本条件。系统中的逆变电路是本实用新型的另一个技术创新点，分为单相和三相两种结构，它虽然只由可控硅元件和输出滤波电容组成，但逆变过程不需专门的换流电路即可正常工作。下面分别对这些创新内容进行论述(1)DC-DC变换系统的结构、特点将恒能功率脉冲形成电路的输出波形直接经平波电容平波后即可供给负载RL工作。需调节输出电压平均值U0大小时，通过控制电路调节恒能功率脉冲形成电路的工作频率f即可达到。
(2)DC-AC逆变换系统的结构、特点由功率脉冲形成电路产生的功率脉冲群集以电流形式输送到逆变电路的直流母线上，然后通过逆变电路转变为单相或三相对称交流电压后向负载供电。在这个过程中，系统中的全部功率开关元件以离散控制方法进行控制，其中功率脉冲形成电路以受控断续工作方式完成输出波形中各脉冲群的群序和群值(有关新名词的说明附在本说明书后面，下同)的调制功能，而逆变电路完成群基调制功能，而控制电路则通过控制系统功率脉冲形成电路的输出频率f(或采用与SPWM相同的控制策略)来达对输出波形u0的幅度U0和频率f0的同步控制目的。
(3)异步不钳位脉冲形成电路的结构、特点该电路结构如(图1a)中的虚线AA’左边所示，整个脉冲形成电路P由单向可控硅S1和谐振电抗L、谐振电容C、和续流二极管VD组成，其联接方法是VD和C并联后再与S1、L串联，其输入端P1接电源E，输出端为Y1。
(4)同步串联钳位脉冲形成电路的结构、特点该电路结构如(图2a)中的虚线AA’左边所示，整个脉冲形成电路P由接成单相全桥的四个单向可控硅S11～S14、谐振电容C、谐振电抗L以及续流二极管VD组成，电路联接方法为C接在两半桥的中间点P2、P4上，可控硅全桥、谐振电抗L以及续流二极管VD组成T形电路，其输入端P1接电源E，输出端为Y1；(5)单相逆变电路的结构如(图1a)、(图2a)中的虚线AA’右边所示，由接成单相全桥的四个单向可控硅S21～S24和输出平波电容C0组成，Y1、Y3为功率脉冲输入端，Y2、Y4为逆变输出端。
(6)三相逆变电路的结构如(图4)中的虚线AA’右边所示，由接成三相全桥的六个单向可控硅S21～S26和三个输出平波电容Cab、Cbc、和Cca组成，Y1、Y3为功率脉冲输入端，YA、YB、YC为逆变输出端。
(7)将两路或更多路电路结构相同的变流电路，在逆变输出端将相同的输出端口并联在一起，即可合成为一路具有较高调制频率和较大输出功率的逆变电路向同一个负载供电，其控制方法为各并联支路采用同步输出脉冲方式工作或采用异步错位输出脉冲方式工作都可。
以下结合附图和实施例对本实用新型作进一步说明
图(1)为异步不钳位脉冲形成电路与单相逆变电路组成的逆变系统图。
图(2)为同步钳位桥式功率脉冲形成电路与单相逆变电路组成的逆变系统图。
图(3)为用图(2)电路在输出负载上调制出的类PWM正弦电压波形图。
图(4)为同步钳位桥式功率脉冲形成电路与三相逆变电路组成的逆变系统图。
图(5)为用图(4)电路在输出负载上调制出的三相对称梯形电压波形图。
具体实施方式
1、可控串联谐振离散恒能功率脉冲产生电路(1)异步不钳位脉冲形成电路电路结构如图1(a)中A-A’线左边所示。图中LC为谐振储能电感和电容，VD为续流二极管。图中A-A’线右边为由可控硅S21～S24和输出滤波电容CO组成的单相逆变电路Y，RL为输出负载，E为供电电源。从图中可看出，电路中电源E、谐振储能电感L和电容C、以及脉冲电路的负载Y三者为并联联接。电路参数CO＞＞C，具体分析工作原理时可认为CO的端电压在一个脉冲周期内基本不变。电路的初始状态为电容C上电压为零，五个可控硅全部处于关断状态。工作过程为(各时间段相关的波形见图1b)；在时间t0时刻触发可控硅S1导通，电流i经S1、L向C充电，uc上升；到t2时刻uc上升到2倍电源电压时i下降到零；t3时刻触发可控硅S21、S23，这样C上所充电荷经L向CO谐振放电，uc下降，电流iL上升；到t4时iL上升到最大值后开始下降；t5时刻，uc下降到零，同时VD导通续流，iL继续下降；到t6时刻iL下降到零，S21、S23自然关断；t7时刻，下个脉冲周期开始，重复前述过程。经分析计算可知，该电路每工作一个脉冲周期便从电源吸收并输送WS＝2CE2(焦耳)的能量到负载，并且该能量值不受负载RL的变化影响。
(2)同步钳位桥式脉冲形成电路图2(a)中A-A’线左边为同步串联钳位桥式结构功率脉冲形成电路P。图中由可控硅S11～S14及谐振储能电容C、谐振电抗L以及续流二极管VD组成功率脉冲的桥式形成电路P；图中A-A’线右边为由可控硅S21～S24和CO组成的单逆变电路Y；RL为输出负载；E为直流供电电源。从图中可看出，电路中电源E、谐振储能电容C、以及脉冲电路的负载Y三者为串联联接。电路参数CO＞＞C，分析工作原理时可认为在一个脉冲工作周期内，CO的端电压不变。电路的初始状态为全部可控硅处于关断状态；电抗电流iL为零；谐振电容C上已充足电荷，端电压为电源电压值，极性上正下负；输出电容CO端电压为u0，极性为左正右负。到时间t0时刻(各时间段相关的波形见图2b)，触发可控硅S12、S13以及S21、S23，让其开通，在可控硅开通瞬间，由于电容C上的电压UC与电源电压同极性串连，因此，P3点电压up(续流二极管VD承受的反压)为两倍电源电压。随后C开始放电，iL经E、S12、C、S13、L、S21、CO、S23形成回路流通，并从零开始增大，up下降；到t2时刻，up＝u0，iL达到最大值并开始下降；到时间t3时刻，C被反向充电到电源电压值时，up下降到零，VD导通续流，iL继续下降，同时，S12、S13在零电压和零电流条件下进入自然关断状态；到时间t4时，iL下降到零，S21、S23关断。到时间t5时刻，下一个脉冲周期开始。这时触发可控硅S11、S14和S21、S23，使其开通，因C1上的电压极性在上个脉冲周期结束时被充电到上负下正，而这次导通的可控硅为S11、S14，因此，P3点电压和其余各点的电压、电流波形及其变化过程与上一个脉冲周期相同，不再重复论述。通过分析计算可知，该电路每工作一个周期也从电源吸收并输送WS＝2CE2(焦耳)的能量到负载，并且该能量值不受负载RL的变化影响。
2、调制输出不同的电压波形(1)DC-DC直流变换只需将图(2a)中A-A’线左边的电路P保留，而在A-A’线右边直接接平波电容CO后即可供给负载RL工作；调节输出电压平均值U0的方法可通过控制电路调节功率脉冲发生电路P的工作频率f来达到。
(2)DC-AC逆变换将功率脉冲形成电路P与逆变电路Y相结合，用离散控制方法即可方便地在图(1)或图(2)的输出负载RL上形成各种所需的交流电压波形。
①调制输出单相正弦电压波图(3)为用图(2)电路在输出负载RL上形成的正弦电压波形的情况。调制方法为由功率脉冲形成电路P产生的每单个脉冲传递能量为恒定的功率脉冲群集以图(3a)所示的电流形式输送到逆变电路Y的直流母线Y1上，然后通过逆变电路Y转变成单相交流输出电压后向负载供电。调制程序为由功率脉冲形成电路P以受控断续工作方式先完成输出波形中各脉冲群的群序和群值的调制，然后再由逆变电路Y完成各脉冲群的群基调制，最后经平波电容CO平波后输出图(3b)所示的平滑正弦电压波。
通过控制电路控制系统功率脉冲电路P的输出频率f、或采用与SPWM(正弦脉冲宽度调制)相同的控制策略即可达对输出波形u0的幅度U0和频率f0的控制目的，并且全部功率开关元件均以离散控制方法控制。
②调制输出三相对称梯形电压波图(5)为用图(4)电路调制出的三相对称梯形电压波形，电路负载为感应电机。产生该波形的调制方法和程序与调制输出单相正弦波基本相同，不同之处仅仅在可控硅的导通顺序因输出波形不同而有所不同，根据输出波形不难理解，因而不再作论述。
3、多路并联工作通常，当单个器件的工作电流达到极限时，可以采用多管并联的方法来提高总电流。但是，当单个器件的工作频率达到极限时不可能采用多管并联的方法来提高工作频率。但是在本技术当中，可以在系统逆变桥的输出端采用逻辑“或”门的形式，直接将两路以上结构相同但功率较小、频率较低的脉冲变流支路合成为一个较高频率的大功率、大电流的输出系统。这是系统功率脉冲形成电路采用可控串联谐振方式的一个很重要的特点和优势，且在这种工作方式下各支路器件只需承受各自支路的应力即可，从而更好地解决了现有技术中PWM强制斩波系统在斩波电流、储能元件谐振频率和器件应力三者之间的矛盾问题。
在本技术实施过程中，多路并联的联接方法和控制方法都很简单，其中联接方法为将如图(1)、图(2)或图(4)所示任一种变流电路的两路或更多路的输出端的相同端口并联在一起后共同接入负载即可。例将两路如图(2)所示的电路并联工作时，只需将两个电路的Y2点连接在一起，Y4点也联接在一起后供给负载即可。对图(4)所示电路的并联也一样，将两个电路的YA、YB、YC对应联接在一起后供给负载即可。而控制方法为按输出波形的合成要求，各并联支路可以用同步输出脉冲方式工作，也可以用异步错位输出脉冲方式工作，而从减小平波电容的容量和体积成本来看，异步错位输出方式要优于同步输出方式，但在控制上，异步方式要比同步方式复杂一些。
(有关名词说明由一组连续实脉冲组成的集合称为脉冲群，每个脉冲群所含的脉冲数称为群值，其极性称为群基；而由一连串脉冲群所组成的集合称为脉冲群集，在脉冲群集中以脉冲群出现的时间顺序对每个脉冲群进行编号，称为群序。例如图(3a)所示的脉冲群集中有11个脉冲群，其中群序为1的脉冲群其群值为2，群基为+1；群序为6的脉冲群其群值为4，群基亦为1。但在图(3b)调制完成后的iL波形中，群序为1的脉冲群，其群值不变但群基已转变成-1)
权利要求1.一种适用于DC-DC变换和交流逆变换的恒能功率脉冲群调制变流装置，其实施方案由直流恒压源E、恒能功率脉冲形成电路P、逆变电路Y、输出平波电容C0和控制电路组成。其特征在于(a)DC-DC变换系统中，系统功率主回路的构成为负载RL与平波电容C0并联后直接接在恒能功率脉冲形成电路P的输出端；(b)DC-DC变换系统中，输出电压平均值U0的大小由恒能功率脉冲形成电路P的工作频率f决定；(c)在DC-DC变换系统的功率主回路中串入逆变电路Y即构成DC-AC逆变换系统的功率主回路，其工作特征是功率脉冲形成电路P所产生的功率脉冲群集以电流形式输送到逆变电路Y的直流母线Y1上，然后通过逆变电路Y转变成单相或三相对称交流电压后再向负载供电；(d)DC-AC逆变换系统中，输出波形中各脉冲群的群序和群值的调制由功率脉冲形成电路P以受控断续工作方式完成；(e)DC-AC逆变换系统中，输出波形中各脉冲群的群基调制由逆变电路Y以受控断续工作方式完成；(f)DC-AC逆变换系统中，控制电路调控功率脉冲电路P的输出频率f或采用与SPWM相同的控制策略完成对输出波形u0的幅度U0和频率f0的同步控制；(g)无论是DC-DC变换系统还是DC-AC变换系统，全部功率开关元件都以离散控制方法控制。
2.根据权利要求1所述的恒能功率脉冲群调制变流装置的技术实施方案，其特征在于(a)异步并联不钳位脉冲形成电路P由单向可控硅S1和谐振电抗L、谐振电容C、和续流二极管VD组成，其联接方法是VD和C并联后再与S1、L串联，其输入端P1接电源E，输出端为Y1；(b)同步串联钳位脉冲形成电路P由接成单相全桥的四个单向可控硅S11～S14、谐振电容C、谐振电抗L以及续流二极管VD组成，电路联接方法为C接在两半桥的中间点P2、P4上，可控硅全桥、谐振电抗L以及续流二极管VD组成T形电路，其输入端P1接电源E，输出端为Y1。
3.根据权利要求1所述的恒能功率脉冲群调制变流装置的技术实施方案，其特征在于(a)单相系统的逆变电路由接成单相全桥的四个单向可控硅S21～S24和输出平波电容C0组成，Y1、Y3为功率脉冲输入端，Y2、Y4为输出端；(b)三相系统的逆变电路由接成三相全桥的六个单向可控硅S21～S26和三个输出平波电容Cab、Cbc、和Cca组成，Y1、Y3为功率脉冲输入端，YA、YB、YC为输出端。
4.根据权利要求1所述的恒能功率脉冲群调制变流装置的技术实施方案，其特征在于(a)将两路或更多路电路结构相同而功率较小、频率较低的变流电路在输出端将相同端口并联在一起，然后接入负载的方式即完成合成一路较大功率、较高频率的系统电路的连接；(b)两路或更多路合成一路的控制方法为各并联支路采用同步输出脉冲方式工作或采用异步错位输出脉冲方式工作都可。
专利摘要本实用新型为一种新型变流装置。技术的核心是以定值能量为传递指标的受控功率脉冲的产生及其群调制方法，较好地解决了现有技术中PWM强制斩波过程出现的载波频率与器件开关损耗之间的矛盾问题。适用于各种DC－DC和DC－AC变换，尤其适用于工业风机和水泵的无级调速节能。具有电路拓扑简单、波形调制容易、控制方便、功率开关元件在零电流条件下开通和自然关断、工作应力小、可全部采用半控型器件以及成本价格低等优点。
文档编号H02M7/48GK2701161SQ0323488
公开日2005年5月18日 申请日期2003年6月9日 优先权日2003年6月9日
发明者卢诚, 谢实, 何春, 金建辉 申请人:昆明理工大学