专利名称：双向回扫转换器的调整的制作方法
技术领域：
本发明一般涉及双向回扫转换器(flyback converter)，尤其涉及不需要隔离势垒(isolation barrier)上反馈的调节双向回扫转换器。
DC-DC双向回扫电路是能够将功率从该电路的输入发送到该电路的输出、以及从输出发送回输入的电路。DC-DC双向回扫转换器用于各种应用中。例如，通常dc-dc双向回扫转换器已经用于100W或小于100W的电源中，所述电源常常有多个输出。
DC-DC回扫转换器通常包括具有初级绕组以及至少一个次级绕组的回扫变压器，其通常是耦合线圈。为了控制回扫变压器上的能量流，可以使用固态电源开关。在传统电路中，电源开关通常经受“硬切换”，这是在切换转变时间期间开关上的高电压和高电流(功率)的情况。当电源开关被硬切换时，会有显著的且不期望的功率损耗。
由于与硬切换相关联的问题，实现零电压切换(ZVS)是有用的。正如其名称所暗示的，ZVS是在当接通开关时开关上的电压电平基本为零的情况下的切换。因此，回扫电路中开关上的功率低，并且理想的是该功率损耗也是零。
DC-DC双向回扫电路在通用市电电压(mains voltage)电源中是有用的，这样允许设备在各种ac电压下工作。对于这些应用，通常期望在双向回扫电路的初级侧上的开关上实现ZVS。不幸的是，在通过很多已知技术来实现ZVS的尝试中，有过多的能量从输出端再循环到输入端；和/或由于不充足的再循环能量导致不能保持期望的输出电压。能量在电路中的再循环导致不期望的损耗。
为了在双向回扫电路的初级侧上实现ZVS，已知的方法是控制负向峰值次级电路(并因此控制再循环能量的量)。这种已知的方法通过使用从电路的输出端到电路的输入端的反馈回路控制初级侧开关的“接通持续时间”，来调整输出电压。该反馈回路经常结合光耦合器。
虽然dc-dc双向回扫转换器的初级和次级侧之间的反馈回路已经用于调整输出电压以及同时实现理想的ZVS条件，而没有所提及的缺点，但是它们增加了额外的电路，且对于电路设计者而言，增加额外的复杂性级别。
因此，需要一种至少克服上述电路和方法的缺点和缺陷的双向回扫电路。
根据本发明的一个示例性实施例，双向回扫电路包括初级侧开关，其调整再循环的能量以实现基本上为零电压的切换；以及调整输出电压的次级侧开关。在该双向回扫电路的输出端与输入端之间不需要反馈电路来调整输出电压。
从下面参照附图的详细说明，可以最佳地理解本发明。需要强调的是，各种特征未必按比例绘制。实际上，为了讨论的清楚，这些尺寸可以任意地增加或减小。
图1是根据本发明的一个示例性实施例的dc-dc双向回扫电路的示意图。
图2是在根据本发明的一个示例性实施例中，在基本最佳的循环能量条件(tI，zero＝tV，zero)下双向回扫波形的曲线图表示，其中输入电压大于反射电压(Vin＞Vr)。
图3是在根据本发明的一个示例性实施例中，在基本最佳的循环能量条件(Ineg，p＝0)下双向回扫波形的曲线图表示，其中输入电压小于反射电压(Vin＜Vr)。
图4是在根据本发明的一个示例性实施例中，参考电流作为实现初级侧开关的软切换和最小循环能量(最小负电流的调整)的输入电压的函数的曲线图表示。
图5是在根据本发明的一个示例性实施例中，参考电荷作为实现初级侧开关的软切换和最小循环能量的输入电压的函数的曲线图表示。
图6是示出在根据本发明的一个示例性实施例中，在初级电流的负值部分下，使用积分的调整的初级侧控制中波形的曲线图表示。
图7是示出在根据本发明的一个示例性实施例中，在最佳循环条件(tI，zero＝tV，zero)下双向回扫波形的曲线图表示，其中Vin＞Vr。
图8是示出在根据本发明的一个示例性实施例中，在最佳循环条件(Ineg，p＝0)下双向回扫波形的曲线图表示，其中Vin≤Vr。
在下面的详细描述中，为了说明而非限制的目的，阐述公开具体细节的示例性实施例，以提供对本发明透彻的理解。然而，对于获知本公开的优点的本领域普通技术人员，明显的是可以在脱离此处公开的具体细节的其它实施方案中实践本发明。此外，为了不混淆对本发明的描述，可能省略了对已知器件、方法和材料的描述。
图1是根据本发明的一个示例性实施例的dc-dc双向回扫电路(dc-dc BFC)100的电路图。该dc-dc BFC100包括隔离变压器101，该变压器101包括初级侧绕组102和次级侧绕组103。输入104在dc-dc BFC100的初级侧上接收输入电压(Vin)，且输出105传送在次级侧输出的输出电压(Vl)。输入电压可以是来自第一电压源的电压，输出电压可以是来自第二电压源的电压，而dc-dc BFC100作为通用市电电源。注意，在该示例性实施例中，次级侧电容器111是输出电压源。
dc-dc BFC100的初级侧包括初级侧开关106，其可以是本领域普通技术人员公知的场效应晶体管(FET)开关电路。同样，次级侧开关107也可以是这种开关。当然，其它类型的开关可以根据其能力用在该电路100中。初级侧控制器108和次级侧控制器109可分别以结合有本发明的示例性实施例中描述的方式来控制再循环能量和输出电压。
简要地，由本文中的示例性实施例描述的方法和装置除了调整输出电压之外，还控制从次级侧绕组103到初级侧绕组102的循环能量。有利的是，从隔离变压器101的次级侧到初级侧没有使用直接反馈(例如，光耦合器)。在根据示例性实施例的控制方法和装置中，负的次级电流流过次级侧开关107的间隔用于调整输出电压(Vl)。初级侧开关106控制从输出到次级侧的循环能量，以便循环能量的量是实现初级开关的基本ZVS所需的最小量(以下称为最优循环的能量)。
如通过下面的示例性实施例进一步详细描述的那样，对于各种情况，调整在次级侧开关107关断时的负初级侧电流Ineg，p。注意，这些情形包括反射输出电压Vr超过输入电压Vin的情况，以及Vin超过Vr的情况。所描述的这些示例性实施例是针对最佳循环能量的情况，该情况下循环能量恰好足够实现初级开关的零电压切换。初级侧控制可以使用下述的数学表达式来确定该初级侧开关的接通持续时间。
为了满足该最佳循环能量的期望目标，初级侧开关106必须将足够的能量传递到变压器101，以便在次级侧开关107将所需的能量传递给次级侧的输出105处的负载之后，有足够的剩余能量来保证初级开关106的ZVS。这显然表明能量存储于变压器101的次级绕组103中。当次级开关107在该循环期间被“关断”时，次级侧(在次级绕组103中的)电流被反射到初级侧并且使电容器110在初级侧开关106上放电。在本发明的该示例性实施例中，其中初级侧开关106包括FET，这导致漏电压基本为零；并且当在下一循环中初级侧开关接通时导致ZVS。因此，根据本发明的示例性实施例，控制负初级侧电流以实现初级侧开关106的ZVS，因此消除对从该dc-dc双向回扫电路100的输出端到输入端的反馈回路的需要。
为了更清楚地表示本发明的示例性实施例，可以参照图2和3。这些图示出了在基本最佳循环能量条件下的一个循环周期(Tper)中各种元件的波形，其中该条件分别是输入电压小于反射电压(Vin＜Vr)、输入电压大约反射电压(Vin＞Vr)。
根据本发明的一个示例性实施例，初级侧控制器108通过调整负初级电流下面的面积来间接调整再循环能量。这可以通过控制初级开关So106的“接通持续时间”来实现。该初级侧控制器108感应流过与开关So106串联的感应电阻器(未示出)的初级电流；初级侧开关So106的FET的漏电压Vc(t)112；以及输入电压Vin。当Vc(t)112达到零时，开关So106接通。
从下面的详细描述可以理解，初级侧的控制器108直接将负初级电流下的面积调整到一个值，该值是感应的输入电压Vin104以及输出电压到初级侧的反射电压Vr的值的函数。值Vr，对于给定输出DC电压是固定的，可以通过连接到初级侧控制器108的管脚的电阻器的值在该控制器中被编程。在本发明的另一个示例性实施例中，值Vr可以从开关So106的FET的漏电压以及输入电压Vin104得出。
次级侧控制器109通过控制负次级电流的间隔来调整输出电压(Vl)。该次级侧控制器109感应输出电压105和流过感应电阻器(未示出)的次级电流，所述感应电阻器与次级侧开关S1107串联。次级侧控制器109示例性地包括次级侧调整回路，该调整回路示例性地包括误差信号放大器。该误差信号放大器接收感应的输出电压作为输入，接收参考电压作为另一个输入。如果输出电压降低于参考电压，次级侧调整回路将减小负次级电流流动的间隔。如果输出电压超过该参考电压，负次级电流流动的间隔将增加。类似，如果输出电压小于该参考电压，则其将降低，且如果它们相等，则保持不变。
次级侧调整回路的带宽示例性地显著高于初级侧调整回路的带宽，这里对其详细描述。为此，负载的变化率决定该次级侧调整回路带宽的下限。尤其是该次级侧调整回路带宽必须显著高于该负载变化率，以保证在瞬态条件下的输出电压调整。选择初级侧回路的带宽远小于次级侧调整回路，以便其不干扰该输出调整回路的操作。
如上所述，通过调整初级电流的积分实现对初级侧开关106的接通持续时间的控制，以及由此对最小初级负电流的控制以获得最佳循环能量。下面给出了当Vin＞Vr时，描述用于最佳循环能量以实现零电压切换的负初级电流曲线下的面积(Aopt)的数学表达式t＝tI，zeroAopt＝∫iL(t)dt＝-Cs*(Vin+Vr)(1)t＝toff，s其中，toff，s是次级开关关断的时刻，且t＝tI，zero是负次级侧绕组电流达到零的时刻。
通过比较，如果Vin＜Vr，则用于零循环能量(不是初级侧开关106的软切换所需要)的负次级电流下的面积为，t＝tI，zeroAopt＝∫iL(t)dt＝-Cs*
(2)t＝toff，s现在描述的示例性实施例包括通过控制初级侧开关106的导通时间来控制dc-dc BFC100的初级侧。然而，控制初级侧开关106的导通时间以调整该反向的负初级电流的积分。如图5所示，该积分的绝对值与参考电荷Qref比较，该参考电荷Qref由等式1和2的积分的绝对值加上余量给出。由于电容110 Cs和用于感应Vin和Vr的部件的公差，需要该余量来保证初级侧开关106(S0)的零电压切换。
可以理解，反向初级电流的积分的调整使得能将正确电流和能量从dc-dc BFC100的初级侧传递到次级侧以保证ZVS。同样，初级侧控制器108实现必需的Aopt的计算，以及该Aopt与先前循环期间反向初级电流的积分的比较，以保证在该电流循环中ZVS。示例性地，采用求逆、积分和峰值检测三种函数来实现初级电流的负值部分的反向积分的计算。相应的波形见图6。假设积分器的电路实现会将其输出限制为高于接地的值。负值将被钳位在地电平。积分器输出波形的峰值等于初级电流的反向负值部分的面积。注意，在该计算中不需要严格的计时。此外，在次级侧开关S1107关断之后，负初级电流中出现的任何阻尼振荡也被滤除。
在当前描述的示例性实施例中，如果对于给定输入电压Vin，确定反向负初级电流的积分小于参考电荷Qref，则S0106的导通时间将增加。在相反的情况中，导通时间将减小。如果由于循环能量减少导致次级侧控制器109增加传送到负载的功率，该积分值将减小。初级侧控制器108将通过增加S0106的导通时间来在下一循环中响应，以增加循环能量，因此增加积分值。如果次级侧控制器107减少传送到负载的功率，该积分值将增加。相应地，初级侧控制器108将减少S0106的导通时间，以减小传送到次级端开关107的功率。
读取作为感应电阻器上的电压降的初级电流，该电阻器与初级开关S0106串联。然后将该电压馈送到增益为-1的放大器(未示出)的输入，该放大器是初级侧控制器的一部分。该放大器的输出连接到积分器的输入。
如图6所示，该积分器的输出在负初级电流的间隔持续期间增加。其在初级电流越过零(在602)之时到达它的峰值601(等于初级电流的负值部分下的面积的绝对值)。
在每个切换周期中，由初级电流的正值部分把该积分器的输出复位到零。连接到该积分器的输出的峰值检测器将提供反向负初级电流的积分值，该值是初级反馈回路将要调整的。特别地，峰值检测器的输出馈送至误差信号放大器的输入，该放大器将峰值检测器输出与参考电荷Qref比较。接着，该误差信号放大器的输出连接到脉冲宽度调制器的输入，所述调制器产生初级侧开关S0的栅极驱动控制信号。
根据本发明的另一示例性实施例，调整最小负初级侧电流以实现ZVS，而不需要反馈电路。参考前述，在其导通时间期间，初级侧开关(S0)106必须提供由次级侧负载汲取的能量和从次级循环回初级侧的能量之和，以实现S0106的零电压切换。如果从次级侧反射的输出电压Vr，3超过输入电压Vin104，则后一能量为零。
注意，在初级开关106的导通时间期间存储在变压器内的那部分能量被传送到负载，并且在次极侧开关107关断时，将剩余能量返回初级侧。调整峰值负初级电流的初级侧调整回路将设定初级开关106导通持续时间的值。如果参照下面给出的数学表达式给出的值比该峰值负电流更负，则导通持续时间增加。否则，该导通持续时间减少。在本发明的一个示例性实施例中，初级侧调整回路在初级侧控制器108内包括误差信号放大器(未示出)，以实现初级侧开关106的导通持续时间的变化。该误差信号放大器的输入是峰值检测后的负电流的积分。因此，该误差信号放大器输出控制初级侧开关106的持续时间。
在最佳循环能量条件下，对于Vin＞Vr，描述最小初级负电流IL，min的数学表达式如下IL，min＝-Vin*(Cs/Lp)1/2，Vin＞Vr(3)其中，Cs是电容器110的电容，Lp是初级绕组102的感应系数。
然而，如果Vin＜Vr，则对于零循环能量(即，对于初级侧切换106的软切换(ZVS)不需要循环能量)，该最小初级负电流IL，min可以按如下给出IL，min＝-Vr*(Cs/Lp)1/2，Vin＜Vr(4)注意，当初级侧开关的漏电压Vc(t)112变得等于Vin时，初级电流iL(t)111达到其最小负值。
在本示例性实施例中，初级侧控制方法包括控制S0106的导通时间以调整该最小负初级电流，IL，min。在初级侧开关S0106的FET的源极处感应该电流。当Vc(t)＝Vin时，取样初级电流iL(t)。然后将iL(t)的取样值与由方程式3和4加上余量401给出的参考电流Iref相比较，如图4所示。
初级侧控制器106感应初级电流作为感应电阻器上的电压降，该感应电阻器连接到开关S0106的源。该电压降被馈送至初级侧控制器108中的取样和保持电路。初级侧控制器108中的比较器用于通过降低初级侧开关S0106的漏电压V0(t)来检测输入电压Vin的交叉(crossing)。比较器的输出驱动初级侧控制器108中的单触发电路的输入。该单触发电路的输出驱动取样和保持电路的控制输入。
可以理解，该示例性方法包括通过调整初级开关106的导通持续时间，来控制传送到次级侧的能量以获得最佳循环能量。参照图4，如果IL，min的绝对值小于Iref，则S0的导通时间增加。否则，其减少。如果次级侧控制器109减少负次级电流流动的间隔以响应负载增加，则最小值IL，min减小。负次级电流的减小导致更少的再循环能量到达变压器101的初级侧绕组102。初级侧控制器108将通过增加S0106的导通持续时间来增加循环能量，并因此增加IL，min的绝对值，以在下一循环中响应。如果次级侧控制增加负次级电流流动的间隔以响应于负载减小，则IL，min的绝对值将增加。在下一循环中，初级侧控制将响应并减少S0的导通时间以减少传送到次级侧级的功率。
根据本发明的另一个示例性实施例，通过初级侧控制器108来调整初级开关漏电压在时间上的积分。该初级侧控制器108控制初级开关漏电压在tvin(当该其穿过Vin时)和tv，zero(当其到达零时)之间(与漏电压波形的谷一致)的积分Av，opt(如图7所示)。
当Vin＞Vr时，描述用于实现零电压切换的最佳循环能量的面积Av，opt的数学表达式由下式给出t＝tv，zeroAv，opt＝∫vc(t)dt＝(Lp*Cs)1/2*[(θf-θin)-1]*Vin(5)t＝tvin其中θf＝tan-1[-(Vin2-Vr2)1/2/Vr]，π/2＞θf＞0，和θin＝tan-1[Vr/(Vin2-Vr2)1/2]，π＞θin＞π/2.
最后，如果Vr≥Vin，对于零循环能量(其不是初级开关的软切换所需要的)，初级开关漏电压下的面积Av，opt由下式给出t＝tv，zeroAopt＝∫Vc(t)dt＝(Lp*Cs)1/2*[sin-1(Vin/Vr)*Vin+(Vr2-Vin2)1/2-Vr](6)t＝tVin如此描述了本发明，显而易见，如果本领域的技术人员得知了本公开的优点，则可以以很多方式变化本发明。这些变化不被认为脱离本发明的精神和范围，并且这种对于本领域的技术人员显而易见的修改旨在包含于下述权利要求和它们的等效物的范围内。
权利要求
1.一种电子电路，包括dc-dc双向回扫电路，具有在零电压切换下工作的初级侧开关，而该dc-dc双向回扫电路的输出侧和输入侧之间没有反馈电路。
2.如权利要求1所述的电子电路，还包括次级侧控制器，用于将所述初级侧开关的导通持续时间调整成在所述回扫电路中基本达到最佳的循环能量条件。
3.如权利要求2所述的电子电路，其中次级侧控制器将负初级电流的反向积分与参考电荷比较，并基于比较执行所述调整。
4.如权利要求1所述的电子电路，其中所述初级侧开关调整再循环的能量以实现所述基本上为零的电压切换。
5.如权利要求1所述的电子电路，其中所述次级侧开关调整输出电压。
6.如权利要求2所述的电子电路，其中所述初级侧控制器调整最小负初级电流。
7.如权利要求5所述的电子电路，其中所述次级侧开关使用负次级电流流过其的间隔来调整所述输出电压。
8.如权利要求2所述的电子电路，其中所述初级侧控制器调整初级开关漏电压在时间上的积分。
9.如权利要求3所述的电子电路，其中所述次级侧控制器增加到负载的功率，且所述初级侧控制器在随后的循环中增加所述初级侧开关的导通时间。
10.如权利要求3所述的电子电路，其中次级侧控制器减小到负载的功率，并且所述初级侧控制器在随后的循环中减少所述初级侧开关的导通时间。
11.如权利要求1所述的电子电路，其中该电子电路是dc-dc双向回扫转换器。
12.如权利要求12所述的电子电路，其中所述dc-dc双向回扫转换器是通用市电电压源。
13.一种控制dc-dc双向回扫电路的方法，包括提供初级侧开关；以及控制所述初级侧开关以在该电路中实现基本上最佳的循环能量，而不用提供从该电路的次级侧到初级侧的反馈。
14.如权利要求14所述的方法，还包括提供初级侧控制器，该控制器调整所述初级侧开关的导通持续时间以在所述回扫电路中基本上达到最佳的循环能量的条件。
15.如权利要求14所述的方法，其中所述初级侧开关调整再循环的能量以实现所述基本上为零的电压切换。
16.如权利要求14所述的方法，还包括提供用于调整输出电压的次级侧开关。
17.如权利要求15所述的方法，其中所述初级侧控制器调整最小负初级电流。
18.如权利要求15所述的方法，其中所述初级侧控制器调整初级开关漏电压在时间上的积分。
19.如权利要求15所述的方法，次级侧控制器比较负初级电流的反向积分与参考电荷，并基于比较来执行所述调整。
全文摘要
双向回扫电路，包括初级侧开关(106)，用于调整再循环的能量以实现基本上为零的电压切换；以及用于调整输出电压的次级侧开关(107)。在该双向回扫电路的输出侧和输入侧之间不需要反馈电路来调整输出电压(v1)。
文档编号H02M3/24GK1685596SQ03822885
公开日2005年10月19日 申请日期2003年9月10日 优先权日2002年9月26日
发明者L·布尔迪永, D·伊安诺普洛斯, N·－C·李 申请人:皇家飞利浦电子股份有限公司