专利名称：计算机用电源装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及利用由交流侧电源电路对例如从商用交流电源(AC)来的交流电压进行整流后的直流输出、或从电池或蓄电池等的直流电源来的直流电压而用来驱动各种负载的计算机用电源装置。
背景技术：
在对例如1U(高度44mm单位)尺寸提供高输出容量(200～300W)的开关电源作为上述计算机用电源装置之际，为了按照在小型尺寸下输出210W以上的输出容量那样作，传统方式通过多用冷却风扇来回避因内部热耗引起的效率降低，不仅效率充其量只达到65％～68％程度，而且由于冷却风扇的个数越多，则耗电越大，所以不太能提高效率，迫切期望早日改善。
提出这样构成(例如，参照专利文献1)，以便对应于因负载电流而变化的发热量变更从冷却风扇来的流量，使内部温度始终保持一定。
专利文献1，特开平7-231058号公报(参照图1)。
在上述专利文献中，通过在负载电流小时，减小冷却风扇的流量，与全部驱动多个冷却风扇的情况相比，多多少少可以提高效率，但未根本上解决问题。
发明内容
因此，本发明鉴于前述状况，要解决的任务是提供可以通过电路自身的改良，降低热损耗本身，来大幅度提高效率的计算机用电源装置。
为了解决前述任务，本发明的计算机用电源装置的特征为，在这些极性各异的状态下，在高频变压器的初级侧配置以直流电压作为输入而动作的第一开关元件及第二开关元件，在前述高频变压器的初级侧线圈的一端上连接前述第一开关元件，而且，在该初级侧线圈的与第一开关元件连接侧相同的一端，经谐振用电容器连接前述第二开关元件，由前述初级侧线圈和谐振用电容器和2个开关元件构成部分谐振电路，在前述高频变压器的次级侧上经线圈连接用于驱动负载的次级侧输出电路，为了根据驱动信号使前述第一开关元件及第二开关元件各自相位错开地驱动及停止驱动，包含具有延迟元件的第一驱动电路及第二驱动电路，包含用于把与前述另一方的驱动电路的绝缘及倒相输入电压供给到前述一方的驱动电路的输入部的反向变换器。
因此，通过用部分谐振电路及反向变换器可以回避在用正向变换器时发生的逆程电压的下降，可是，通过由在驱动电路内具有延迟元件的构成，在2个开关元件的一方停止驱动(断开(OFF))，另一方开关元件驱动(接通(ON))时，或者与此相反，在一方的开关元件驱动(接通(ON))，而另一方开关元件停止驱动(断开(OFF))时，可以使两开关元件动作重复的部分尽可能少。
通过由对铁芯在其极性各异状态下配置初级侧线圈和次级侧线圈构成前述反向变换器，可以取得绝缘和反向输出两方的效果。
通过在前述次级侧输出电路上包含具有死角的磁放大器，或在同步整流电路中包含磁缓冲器，可以延迟次级侧的电流流出。
通过电容量各异的2个电容器使前述至少一方的开关元件的前述初级侧线圈侧端和地侧端串联连接，通过在前述电容量小的电容器上并联二极管，可以减少开关元件停止驱动(断开(OFF))时的开关损耗。
在该次级侧上配置与在前述高频变压器的次级侧上设置的与输出用线圈不同的2个辅助用线圈，在极性各异的状态下，分别连接用于在损耗低的状态下将从初级侧来的输出传递到这2个辅助用线圈的2个同步整流驱动电路，包含与前述高频变压器的次级电压同步而给予接通(ON)-断开(OFF)信号的前述2个同步整流驱动电路用的开关元件。
对于前述2个同步整流驱动电路用开关元件，与高频变压器的次级电压同步而将接通(ON)/断开(OFF)信号提供给各开关元件。该高频变压器的次级电压是，由于利用发明第一方面的驱动电路的反向变换器产生的次级波形通过逆程能量提供足够的电压和断开(OFF)同步，与高频二极管整流相比，仅存在由开关元件的接通(ON)电阻造成的电力耗损，所以可以实现高效率。
在用于输出前述驱动信号的PWM控制电路，连接前述第一开关元件及第二开关元件的决定接通(ON)时间用的2个电阻，使得用于控制该第一开关元件及第二开关元件的比较器25在接通时并联。
通过如上所述地构成，在输入输入电压时或输入遥控器来的接通(ON)信号时，开关元件没有全开地上升(在短的接通(ON)时间下急激地上升)，软起动，可以回避上冲或下冲等的瞬态的发生。
图1是计算机用电源装置的概略的电路图。
图2是示出在第一FET接通(ON)、第二FET断开(OFF)时电流流动的说明图。
图3是示出在第一FET及第二FET同为断开(OFF)时电流流动时的说明图。
图4是示出在第一FET断开(OFF)、第二FET接通(ON)时电流流动的说明图。
图5是示出计算机用电源装置的初级侧开关电路的图。
图6是示出在第一FET接通(ON)、第四FET接通(ON)时次级侧电流流动的说明图。
图7是示出在第一FET断开(OFF)、第五FET及第六FET同为接通(ON)时次级侧电流流动的说明图。
图8是示出在初级侧特定点的电压波形及电流波形及次级侧电压波形随时间变化的时间流程图。
符号说明1电池，2初级侧开关电路，3高频变压器，4初级侧输出电路，5、6驱动电路，7谐振用电容器，8部分谐振电路，9、10寄生二极管，11反向变换器，11A、11B线圈，11C铁芯，12、13电容器，14二极管，15肖脱基势垒二极管，16、17同步整流驱动电路，18平滑用扼流圈，19A+12V控制用磁放大器，19B+3.3V磁放大器，20、30控制电路，21过电流检测器，22定电压控制电路，23光电耦合器，24PWM控制电路，25比较器，26光电耦合器，28磁缓冲器(magnetic snubber)。
具体实施例方式
图1示出计算机用电源装置，一般是例如设置用于对从商用交流电源来的交流加以整流变换为直流电压的电路，利用从该电路来的直流电压，为了简化说明，在图1例示了包含产生直流电压的电池1，然而并不限于例示，图1所示的次级侧输出应当可以输出+12、+5V、+3.3V3种输出电压，然而怎么设定输出个数及输出电压也没有关系。
前述计算机用电源装置由以电池1的直流电压作为输入而动作的初级侧开关电路2、和为了经高频变压器3利用从开关电路2的输出而驱动计算机的各种装置从而在该高频变压器3的次级侧上设置的次级侧输出电路4构成。
前述初级侧开关电路2在极性不同的状态下，将作为第一开关元件的第一FET(场效应晶体管)Q1、和经谐振用电容器7作为第二开关元件的第二FET(场效应晶体管)Q2与在前述高频变压器3的初级侧上设置的初级线圈N1的负极侧连接，即分别将第一FETQ1的漏极侧和第二FETQ2的阴极侧分别连接，在FETQ1的栅-阴极之间连接具有根据驱动信号驱动前述第一FETQ1的延迟元件(例如延迟电路)的第一驱动电路5，第二FETQ2的栅-阴极之间连接具有根据驱动信号驱动第二FETQ2的延迟元件(例如延迟电路)的第二驱动电路6。由这些初级线圈N1、谐振用电容器7、2个FETQ1、Q2构成只在FETQ1、Q2两方共同断开(OFF)时谐振的部分谐振电路8。还有，在前述FETQ1、Q2的内部各自包含寄生二极管9、10。
在前述第一驱动电路5和前述第二驱动电路6之间包含用于前述两驱动电路5、6的绝缘以及对第二驱动电路6供给反向输出电压的反向变换器11。
前述反向变换器11在使初级侧的线圈11B和次级侧的线圈11A对铁芯11C其极性相异的状态下，即如果令在图上初级侧的线圈11B的右侧作为负极，则这样配置，以便使次级侧线圈11A的右侧成为正极，从初级侧的线圈11B来的第三FETQ3在断开(OFF)时的逆程电压在极性反向的状态下可以传递给次级侧线圈11A。而且，设置作为用于驱动前述反向变换器11的第三开关元件的第三FETQ3。图1所示的14是为了根据从后述的PWM控制电路24来的驱动信号驱动前述第三FETQ3而与第三FETQ3的栅极连接的第三驱动电路。
通过电容量各异的2个电容器12、13串联前述第一FETQ1的前述初级侧线圈N1侧端(漏极侧)和地(阴极)侧端，在前述电容量小的电容器12上并联连接二极管14，可以降低第一FETQ1在断开(OFF)时的开关损耗。
对前述第一FETQ1及第二FETQ2的动作加以说明，如果通过由从后述的PWM控制电路来的驱动信号从第一驱动电路5输出，使第一FETQ1接通(ON)(极性相异的第二FETQ2断开(OFF))，则如图2所示流过电流I1A。其次，如果第一FETQ1成为断开(OFF)，为了对谐振用电容器7充电，则如图3所示，电流I1B通过寄生二极管10而流过。通过设置前述第二FETQ2，其优点为，在通过谐振用电容器7内流过高频变压器3的逆程反电动势(flyback counter-electromotiveforce)重置高频变压器3的励磁的同时，可以减少第一FETQ1的断开时的开关损耗。换言之，在没有前述第二FETQ2的情况下，由于在第一FETQ1断开(OFF)时高频变压器3的逆程电压急激地上升，所以在第一FETQ1内流过的漏极电流断开期间的串扰(cross)时产生的断开时损耗变大。一旦前述谐振用电容器7的充电终止，则第二FETQ2导通(接通(ON))(第一FETQ1保持断开(OFF)原样)，放出在谐振用电容器7上积蓄的能量，如图4所示地流过电流I1C。一旦前述放电终止，则前述第一FETQ1如前述所示地接通(ON)，重复上述动作。在前述第一FETQ1接通(ON)时，在没有前述第二FETQ2的情况下，第一FETQ1的漏极-源极间的电压下降延迟，与第一FETQ1的接通(ON)电流的上升重叠，导通时的损耗变大。
前述次级侧输出电路4包含在高频变压器3的次级侧配置的4个线圈N2、N3、N4、N5，在图上，处于上侧的线圈N3的正极侧上，经磁放大器19A连接作为次级侧的整流元件的高速整流用二极管15，可以取得+12V的电压，然而为了抑制电力耗损也可以在续流侧二极管(flywheel side diode)上用FET。此外，用于在损耗低的状态下将初级侧输出传递到从前述上面开始位于第三个位置的线圈N2的2个同步整流驱动电路16、17在极性相互各异的状态下与从前述上面开始位于第二个和第四个位置的辅助用2个线圈N4、N5连接。即，在线圈N4的正极侧上连接上侧的第一同步整流驱动电路16，而且在线圈N5的负极侧上连接下侧的第二同步整流驱动电路17，包含用于根据来自这2个同步整流驱动电路16、17的输出信号进行接通(ON)/断开(OFF)的作为同步整流侧开关元件的第四FETQ4及作为续流侧开关元件的第五FETQ5和第六FETQ6，构成同步整流电路。而且，前述第四FETQ4在前述第一FETQ1的接通(ON)状态下成为接通(ON)状态，输出+3.3V和+5V，前述续流侧的第五FETQ5及第六FETQ6在前述第一FETQ1的断开(OFF)状态下成为接通(ON)状态，分别连接3个FETQ4、Q5、Q6，以便通过扼流圈18C、18B的反电动势输出+3.3V和5V。图1所示的30是用于定电压控制+12V输出的磁放大器19A控制用电路，20是用于定电压控制+3.3V输出的磁放大器19B的控制用电路。此外，图1所示的21是过电流检测用的电流互感器，未图示，然而构成过电流保护电路。如前述所示，因为通过高速整流用二极管15整流取得+12V的输出，由于通过续流侧二极管(高速整流用二极管)15的VF(顺方向阈值电压)产生的电力损耗变大，因此使通过将与前述第五、六FETQ5、Q6同样的利用同步整流驱动电路17驱动的FET变为与第五、六FETQ5、Q6同样进行动作的续流侧二极管(高速整流用二极管)15，加以连接，可以降低电力损耗。
如果用图6对前述第四FETQ4、第五FETQ5、第六FETQ6的动作加以说明，首先，前述第一FETQ1成为接通(ON)，通过初级侧的线圈N1上流过图示的电流I1A，接受从第一同步整流驱动电路16的输出，第四FETQ4成为接通(ON)。据此，如图6所示流过电流I1，以便产生+5V的输出的同时，流过电流I2，以便发生+3.3V的输出。
一旦前述第一FETQ1成为断开(OFF)，则通过在第一FETQ1成为接通(ON)时将平滑用扼流圈18B、18C上积蓄的能量作为反电动势放出，接受从第二同步整流驱动电路17来的输出，第五FEQ5及第六FEQ6成为接通(ON)。据此，如图7所示流过电流I3，以便发生+5V输出的同时，流过电流I4，以便产生+3.3V的输出。
如图1所示，通过2个线圈N2、N3分别连接具有死角(dead angle)的磁放大器19A、19B，可以在图8所示的T1领域用死角(也称为导通角)延迟次级侧电流的流出，可以起到防止损伤ZVS(零电压开关)功能。通过用磁缓冲器28与未从磁放大器输入(未接通(ON))+5V的整流用FETQ4串联，具有与设置前述磁放大器19情况同等的效果。在多路输出的情况下可以并用。图1所示的29是在第四FETQ4的内部包含的寄生二极管。
其构成是这样的，如图1所示，自+5V定电压控制电路22的输出，经光电耦合器23输入，设置用于发生驱动信号的PWM控制电路24，在该PWM控制电路24上连接前述第一FETQ1及第二FETQ2的决定接通(ON)时间用的2个电阻R1、R2，以便用于控制该第一FETQ1及第二FETQ2的接通(ON)时间的比较器25在接通(ON)时并联，在前述比较器25的基准电压输入侧上经光电耦合器26输入遥控信号。
通常，在输入输入电压时或输入从遥控器来的接通(ON)信号时，由于第一FETQ1、第二FETQ2全开地上升(为使输出快上升，接通(ON)时间成为全开)，所以产生过冲或下冲等的瞬态。通过对其如上述所示变更接通(ON)时间，使第一FETQ1、第二FETQ2软起动，可以实现在输出电压上升时没有瞬态的平滑上升。图1所示的27是定电压电路。
根据图8所示的时间图，对本发明的动作加以说明，一旦驱动信号(有关前述驱动信号)以周期TA输出，则下降电路动作时等，接通(ON)时间Ta如图的右侧所示那样变得极其狭窄。而且，通过由前述驱动信号可以在驱动电路5、6上接通(ON)-断开(OFF)控制FETQ1、Q2，第二FETQ2的栅极电压VG2对第一FETQ1的栅极电压VG1成为相似的反相位。这时，第一FETQ1的栅极电压VG1的上升时期从驱动信号上升时间延迟T1，此外，第二FETQ2的栅极电压VG2的上升时期从驱动信号下降时间延迟T2。如果用通常的正向变换器(接通(ON)/接通(ON)电路)作为第二FETQ2的驱动电路，则第三FETQ3的漏极-源极间电压VDS3如图中所示，从中途成为下降状态，然而如本发明所示，通过用反向变换器11(接通(ON)-断开(OFF)电路)，可以作成如图的右侧所示没有电压下降的大体矩形波。如图7所示的ID1示出第一FETQ1的漏极电流，在图5用ID示出。VT示出高频变压器3的初级侧及次级侧的电压。
根据发明第一方面，通过用部分谐振电路及反向变换器，可以回避驱动用电压(具体讲是栅极电压VG2)陷落那样的情形，可是，通过在驱动电路内具有延迟元件的构成，减轻开关损耗，与传统的用冷却风扇的比较，可以提供实现至少提高5％(70％～75％)以上效率的计算机用电源装置。
根据发明第三方面，通过在次级侧输出电路内包含具有死角的磁放大器，或者在同步整流电路中包含磁缓冲器，可以延迟次级侧的电流流出，可以起到防止损伤ZVS(零电压开关)的功能。
根据发明第四方面，通过由电容量各异的2个电容器将至少一方的开关元件的初级侧线圈端和地侧端串联，在前述电容量小的电容器上并联二极管，可以减小开关元件驱动停止(断开(OFF))时的开关损耗，可以进一步提高效率。
根据发明第五方面，借助于，在该次级侧配置与在次级侧上设置的输出用线圈不同的2个辅助用线圈，在极性相互各异的状态下将用于在损耗低的状态下把自初级侧来的输出传递到这2个辅助用线圈的2个同步整流驱动电路分别加以连接，包含与高频变压器次级电压同步而提供接通(ON)-断开(OFF)信号的2个同步整流驱动电路用的开关元件，可使开关元件干净利索地接通(ON)-断开(OFF)，同时，由于利用了变压器的线圈，所以同步定时容易。
根据发明第六方面，在输入输入电压时或输入从遥控器来的接通(ON)信号时，可以使开关元件实现输出电压上升时没有瞬态的平滑的上升。
权利要求
1.一种计算机用电源装置，其特征为，以直流电压作为输入动作的第一开关无件及第二开关元件配置在高频变压器的初级侧，把所述第一开关元件与所述高频变压器的初级侧线圈的一端连接，而且，在该初级侧线圈与第一开关元件连接侧相同的一端，在与第一开关元件的极性不同的状态下，经谐振用电容器连接所述第二开关元件，由所述初级侧线圈和谐振用电容器和2个开关元件构成部分谐振电路，在所述高频变压器的次级侧上经线圈连接用于驱动负载的次级侧输出电路，为了根据驱动信号使所述第一开关元件及所述第二开关元件各自相位错开地驱动及停止驱动，包含具有延迟元件的第一驱动电路及第二驱动电路，包含用于将与所述另一方的驱动电路的绝缘及倒相输入电压供给到所述一方的驱动电路的输入部的反向变换器。
2.根据权利要求1所述的计算机用电源装置，其特征为，所述反向变换器是对铁芯在其极性各异的状态下配置初级侧的线圈和次级侧的线圈。
3.根据权利要求1所述的计算机用电源装置，其特征为，在所述次级侧输出电路上包含具有死角的磁放大器，或在同步整流电路中包含磁缓冲器。
4.根据权利要求1所述的计算机用电源装置，其特征为，通过电容量各异的2个电容器串联连接所述至少一方的开关元件的所述初级侧线圈侧端和地侧端，在所述电容量小的电容器上并联连接二极管。
5.根据权利要求1所述的计算机用电源装置，其特征为，在该次级侧配置与在所述高频变压器的次级侧上设置的输出用线圈不同的2个辅助用线圈，在极性相互各异的状态下，分别连接用于在损耗低的状态下将来自初级侧的输出传递到这2个辅助用线圈的同步整流驱动电路，具有与所述高频变压器的次级电压同步而提供接通(ON)-断开(OFF)信号的所述2个同步整流驱动电路用开关元件。
6.根据权利要求1所述的计算机用电源装置，其特征为，在用于输出所述驱动信号的PWM控制电路上，连接所述第一开关元件及第二开关元件的决定接通(ON)时间用的2个电阻，以便在接通(ON)时用于控制该第一开关元件及第二开关元件的接通(ON)时间的比较器(25)并联。
全文摘要
本发明的目的是提供通过电路本身改进，降低内部热损耗本身，可以大幅度提高效率的计算机用电源装置，其解决手段的特征为，由高频变压器(3)的初级侧线圈(N1)和谐振用电容器(7)和2个开关元件(Q1、Q2)构成部分谐振电路(8)，在高频变压器(3)的次级侧上经线圈连接用于驱动负载的次级侧输出电路(4)，包含用于根据驱动信号分别使第一开关元件及第二开关元件各自相位错开地驱动及停止驱动的反向变换器(11)。
文档编号H02M3/28GK1499338SQ200310103110
公开日2004年5月26日 申请日期2003年10月31日 优先权日2002年11月1日
发明者山田富治, 辰巳章 申请人:株式会社尼普龙