专利名称：一种单级式功率因数校正全桥变换器的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种电源电路，具体涉及一种能进行有源功率因数校正的交流—直流变换电路。
背景技术：
目前，人们对有源功率因数校正技术研究和应用较多的是两级结构，它有其自身的优点，但是由于前后两级电路须分别控制，导致控制电路相对复杂；同时采用的器件也较多，效率相对较低。为了克服这些缺点，现在也出现了一些单级功率因数校正电路，它们大部分应用于中小功率场合，但或者是结构比较复杂，或者在使用中存在各种各样的缺陷，都不能得到大面积推广和应用。
发明内容
为了克服已有技术结构复杂等缺陷，提供一种结构简单、工作可靠的电源电路。本发明的技术方案如下一种单级式功率因数校正全桥变换器，它由升压电感Lf、四个功率场效应管(Q1～Q4)、变压器T、输入整流电路3、移相控制电路2和直流输出电路1组成，升压电感Lf的一端连接输入整流电路3的正极输出端，升压电感Lf的另一端连功率场效应管Q1的漏极和功率场效应管Q3的漏极，功率场效应管Q1的源极连变压器T原边的非同名端和功率场效应管Q2的漏极，变压器T原边的同名端连功率场效应管Q3的源极和功率场效应管Q4的漏极，功率场效应管Q4的源极连功率场效应管Q2的源极连接输入整流电路3的负极输出端，，直流输出电路1连接在变压器T的副边上，移相控制电路2的四个输出端分别连接在四个功率场效应管(Q1～Q4)的栅极上。在本发明的变换器中，本专利所提出的变换器结构如图1所示，该电路的基本结构是电流型全桥变换器，Lf是升压电感，Q1～Q4是主开关，由四只功率场效应管(MOSFET)构成，D1～D4和C1～C4分别为其内部漏源间寄生的二极管和等效电容，Lr是变压器的漏感。该变换器采用移相控制，以此来完成功率因数校正和AC-DC功率变换。Q1和Q3的驱动信号分别超前于Q4和Q2，因此称Q1和Q3为超前管，Q4和Q2则为滞后管。超前管控制信号之间有一个重叠的时间，并且以此来实现超前管的零电流开关，而滞后管的零电压开关是通过MOSFET的结电容和移相控制方式实现的，所以该变换器软开关的实现没有通常情况下实现同样功能所必需的谐振元件，使电路更加简单，容易控制。T为高频变压器，它能实现低电压输出，同时可以实现输入与输出的电气隔离，提高电路的可靠性。本发明中的变换器结构非常简单，而且能够实现超前管Q1和Q3的零电流开关和滞后管Q2和Q4的零电压开关，不但提高了变换器效率和减小了变换器的体积、重量，而且使功率场效应管的工作寿命延长，因此工作可靠。由于该变换器具有效率高、可靠性高、结构简单、功率因数校正效果好等显著优点，在中大功率应用领域具有良好的应用前景。
图1是本发明的结构示意图，图2是本发明的变换器工作模态1的说明示意图，图3是本发明的变换器工作模态2的说明示意图，图4是本发明的变换器工作模态3和工作模态4的说明示意图，图5是本发明的变换器工作模态5的说明示意图，图6是本发明的变换器工作模态6的说明示意图，图7是本发明的变换器工作模态7和工作模态8的说明示意图，图8是本发明的变换器一个周期内的主要波形对应图。
具体实施例方式
一下面结合图1至图8具体说明本实施方式。本实施方式由升压电感Lf、四个功率场效应管(Q1～Q4)、变压器T、输入整流电路3、移相控制电路2和直流输出电路1组成，升压电感Lf的一端连接输入整流电路3的正极输出端，升压电感Lf的另一端连功率场效应管Q1的漏极和功率场效应管Q3的漏极，功率场效应管Q1的源极连变压器T原边的非同名端和功率场效应管Q2的漏极，变压器T原边的同名端连功率场效应管Q3的源极和功率场效应管Q4的漏极，功率场效应管Q4的源极连功率场效应管Q2的源极连接输入整流电路3的负极输出端，直流输出电路1连接在变压器T的副边上。直流输出电路1由二极管D01、二极管D02、电容C0和负载电阻RL组成，二极管D01的正极连变压器T副边的同名端，二极管D01的负极连二极管D02的负极、电容C0的一端和电阻RL的一端，电阻RL的另一端连电容C0的另一端和变压器T的中间抽头端，二极管D02的正极连变压器T副边的非同名端，移相控制电路2的四个输出端分别连接在四个功率场效应管(Q1～Q4)的栅极上。输入整流电路3是由四个二极管D5～D8组成的全桥整流电路。下面结合本发明的变换器一个周期内的各个工作时段所对应的工作模态具体说明本发明。模态1(t0时刻以前)Q2和Q3导通。Iin流经Q2、漏感Lr、变压器原边绕组和Q3，电网和电感中的能量同时向负载供电。副边电流i0流经整流管DO1。此时，原边电流Ip＝Iin，原边电压VAB(t0)＝nV0，VC2＝VC3＝0，VC1＝VC4＝nV0，n是变压器T的原、副边间的匝数比。
模态2(t0～t1)t0时刻开通Q1，此时，Q1，Q2和Q3均导通，副边电流i0流经整流管DO1。变压器原边电压为VAB(t0)＝nV0，该电压全部加在漏感Lr上，使原边电流Ip只能线性减小，即
Ip=Im-nV0(t-t0)Lr---(1)]]>Q3中的电流向Q1转移，而Q1中的电流从零线性上升，漏感Lr的存在，使Q1导通时刻漏源极间电流为0，实现了零电流开通，在t1时刻，原边电流Ip减小到零，Q3的电流为零。而Q1的电流则上升到输入电流Iin，输出电流i0和输出整流二极管DO1的电流也减小到零，DO1自然关断，不存在反向恢复问题。
在该模态中，通过Q2和变压器原边，C4上的电压慢慢下降，到t1时刻也降为零。
模态3(t1～t2)在该模态中，Q1、Q2继续导通，Iin通过Q1和Q2。而Q3中电流虽然为零，但关断信号还未加在栅极上，此时有VC1＝VC2＝VC3＝0，又由于VC1+VC2＝VC3+VC4，则C4上的电压被钳位在零值，也就有VAB＝0，所以漏感中的电流Ip在t1时刻降为零值后不能反向流动，也一直保持为零。在t2时刻关断Q3时，Q3既是零电压关断，又是零电流关断。
模态4(t2～t3)在该模态中，只有Q1和Q2导通，Iin也只通过Q1和Q2。因为副边整流二极管DO1、DO2均不导通，负载靠输出电容C0供电。所以，Q3、Q4和变压器原边的状态都保持模态3中的状态不变。
在t3时刻关断Q2，同时开通Q4，由于C2两端的电压不能跃变，Q2两端的电压从零上升，Q2实现了零电压关断。而Q4则实现了零电压开通。Q2中的电流转移到Q4中。
模态5(t3～t4)在该模态中，Q1、Q4导通，电网和电感中的能量同时向负载供电，副边电流i0经过整流管DO2，电感电流Iin通过Q1、Q4向C2、C3充电，直到C2和C3两端的电压为nV0。
模态6(t4～t5)在t4时刻开通Q3，该模态的工作方式和模态2相同，Q1中电流向Q3转移，Q3的电流从零线性上升，则Q3实现了零电流开通。在t5时刻，Q1中的电流降为零。
模态7(t5～t6)该模态的工作状态和模态3相同，在t6时刻关断Q1，则Q1为零电流和零电压关断。
模态8(t6～t7)在该模态中，Q3、Q4导通，和模态4的工作状态相同，在t7时刻关断Q4，则Q4实现零电压关断，同时开通Q2，则Q2实现零电压开通。经过t7时刻，则进入模态1，变换器又开始另一周期的工作。
权利要求
1.一种单级式功率因数校正全桥变换器，其特征是它由升压电感(Lf)、四个功率场效应管(Q1～Q4)、变压器(T)、输入整流电路(3)、移相控制电路(2)和直流输出电路(1)组成，升压电感(Lf)的一端连接输入整流电路(3)的正极输出端，升压电感(Lf)的另一端连功率场效应管(Q1)的漏极和功率场效应管(Q3)的漏极，功率场效应管(Q1)的源极连变压器(T)原边的非同名端和功率场效应管(Q2)的漏极，变压器(T)原边的同名端连功率场效应管(Q3)的源极和功率场效应管(Q4)的漏极，功率场效应管(Q4)的源极连功率场效应管(Q2)的源极连接输入整流电路(3)的负极输出端，直流输出电路(1)连接在变压器(T)的副边上，移相控制电路(2)的四个输出端分别连接在四个功率场效应管(Q1～Q4)的栅极上。
2.根据权利要求1所述的一种单级式功率因数校正全桥变换器，其特征在于变换器中含有高频变压器，变换器输入与输出之间具有电气隔离。
3.根据权利要求1所述的一种单级式功率因数校正全桥变换器，其特征在于变换器中的超前管控制信号之间有一个重叠的时间，并且以此来实现超前管的零电流开关；滞后管的零电压开关是通过MOSFET的结电容和移相控制方式实现的。
4.根据权利要求1所述的一种单级式功率因数校正全桥变换器，其特征在于直流输出电路(1)由二极管(D01)、二极管(D02)、电容(C0)和负载电阻(RL)组成，二极管(D01)的正极连变压器(T)副边的同名端，二极管(D01)的负极连二极管(D02)的负极、电容(C0)的一端和电阻(RL)的一端，电阻(RL)的另一端连电容(C0)的另一端和变压器(T)的中间抽头端，二极管(D02)的正极连变压器(T)副边的非同名端。
全文摘要
本发明公开一种能进行有源功率因数校正的交流—直流变换电路——一种单级式功率因数校正全桥变换器。它由升压电感(L
文档编号H02M7/12GK1560990SQ20041001361
公开日2005年1月5日 申请日期2004年3月11日 优先权日2004年3月11日
发明者贲洪奇, 金祖敏 申请人:哈尔滨工业大学