专利名称：脉宽调制电荷泵的制作方法
技术领域：
本发明涉及可调节的电荷泵，尤其涉及脉宽调制的电荷泵。
背景技术：
电荷泵在本领域是众所周知的。例如，图1A例示一种简化的电荷泵100，它包括振荡器101，在一个时钟周期的前半周期，振荡器101将开关104连接至接地GND端，以及将开关105连接到输入电压VIN端。在该结构中，电容102(即，泵电容)可充电至输入电压VIN，而对电容103(只连接至接地)不充电。在时钟周期的后半周期，振荡器101将开关104连接至输入电压VIN端以及将开关105连接至输出电压VOUT端。在该结构中，电容102的负端连接至输入电压VIN端，而它的正端可增加到两倍的源电压。如此，电容103(即，储存电容)依次可充电至两倍的输入电压。于是，电荷泵100就产生了2VIN的输出电压。
尽管电荷泵相对容易实现，但其输出电压在承受负载时会出现不利的下降，并且会随着它的输入电压VIN而变化。而且，某些应用可能要求比输入电压高但低于两倍的电压。例如，系统可能提供3.3V的输入电压，但只需要5.0V。图1B例示一个公知的、改进的电荷泵110，它可使用解决上述问题。具体地说，电荷泵110，除参考图1A详细描述的部件之外，还包括一个标准的线性调节器111，可使用它将所产生的2VIN调整下来到所指定的中间值输出电压。
电荷泵100和110两者都要求系统能够处理放大后的输出电压，例如，2VIN。因而，可能需要特殊的电路来保护低电压晶体管/器件避免该放大的输出电压损坏。此外，在实现电荷泵110中的线性调节器111需要求相当大的硅片面积，因此不利地增加系统的成本。
图2例示连续调制调节器206的一个例子，它包括一个比较器201用于响应电荷泵200的输出电压202与参考电压203之间的差值。比较器201构成模拟反馈回路的一部分，该模拟反馈回路可以控制泵电容204的充电，泵电容204依次控制储存电容205的充电。美国专利5,680,300详细地描述这个调节器。遗憾地，调节器206提供低效率并且不利通过使用大的n-沟道器件会不利的增加IC(集成电路)拓扑结构。
另外，脉冲模式的调节器即可替代线性调节器亦可替代连续调制调节器，这适用于电荷泵，可根据需要来开启或关闭时钟(其中，当时钟开动时，它可以固定的频率运行)，以致输出电压达到所要求的电压电平。一个已知的具有这样的脉冲功能的电荷泵是由Maxim有限公司销售的MAX1682器件。不过，开启和关闭时钟会引起某些与板上其它电路的相相互调制制问题。例如，相相互调制制会引起误差信号或不利反馈信号(诸如在蜂窝电话应用中可听见的声音)。
因此，就产生了对不占用相当大的硅片面积或者不会引起相互调制问题且能提供中间输出电压的电荷泵的需求。
概述提供一种电荷泵系统和方法，它包括一个电荷泵和一个脉宽调制(PWM)控制器。电荷泵包括一个泵电容，一个储存电容以及泵电路。在第一阶段期间，泵电路与连接在第一电源电压与第二电源电压之间的泵电容相耦合。在第二阶段期间，泵电路与串在在第一电源电压与电荷泵系统的输出端之间的泵电容和储存电容相耦合。PWM控制器连接到泵电路系统，它用于确定电荷泵的阶段。
在一个实施例中，泵电路包括一个反馈至PWM控制器的回路，以及PWM控制器包括误差放大器，它将反馈回路上的电压与参考电压相比较。PWM控制器还包括一个比较器它用于接收误差放大器的输出和一斜坡信号，以产生PWM信号。多路转接器电路可以选择PWM信号或者一个开关信号，其中，多路转接器电路的输出确定电荷泵的阶段。具体地说，该输出确定与第一阶段相关联的第一时间和与第二阶段相关联的第二时间。在较佳的实施例中，电荷泵提供“先断后通”开关，从而防止泵电容在第一阶段的无意的放电。
还提供一种用于选择性地将第一线路与第二线路隔离开来的电路和方法。该电路可以包括第一、第二和第三晶体管。第一晶体管具有第一控制端、第一载流端、第二载流端以及第一衬底。第二晶体管具有第二控制端、第二源极、第二漏极和第二衬底，其中第二源极连接至第一载流端和第一线路。第三晶体管具有第三控制端、第三载流端、第三载流端和第三衬底，其中第三源极连接至第二载流端和第二线路，第三漏极连接至第二漏极，以及第一、第二和第三衬底连接至第二漏极。
隔离电路还包括连接至第一、第二和第三控制端的控制电路系统。在第一阶段期间，在第一线路上的第一电压大于在第二线路上的第二电压，第一和第三晶体管截止，第二晶体管导通，以及第一载流端用作为源极。在第二阶段期间，在第二线路上的第二电压大于在第一线路上的第一电压，第一和第三晶体管被导通，第二晶体管被截止，以及第二载流端用作为源极。
图1A例示简化的电荷泵。
图1B例示改进的电荷泵，它包括线性调节器。
图2例示描述一例包括比较器的连续调制调节器的例子，所述比较器用于响应电荷泵的输出电压与参考电压之间的差值。
图3例示根据本发明的一个实施例的电荷泵系统。
图4A例示一例由脉宽调制信号控制的调节电荷泵的例子。
图4B-4E例示在图3和4A中所示的各种信号的时序图。
图5例示示例性的用于调节电荷泵的三态驱动器。
图6A例示示例性的用于电荷泵系统的PWM控制电路。
图6B例示开关信号SW与脉宽调制信号PWM_OUT之间的基本关系时序图。
图6C-6E例示图3和6A的各种信号的时序图。
图7A例示一例用于电荷泵系统的时钟电路的例子。
图7B例示一例延迟下降电路的一个实施例。
图7C例示延迟下降电路的几个信号的时序图。
图8例示一例的具有四个级的比较器的例子。
详细说明按照本发明的一个方面，可使用脉宽调制(PWM)来调整时钟开关周期的长短，因此允许电荷泵系统产生所需的输出电压。因为PWM调整开关，与脉冲模式中开启/关闭时钟相比，PWM不造成相互调制问题。而且，PWM解决方案为电荷泵调节器提供面积-效率的解决方案。在一个实施例中，电荷泵系统可选择性地在PWM模式或者在可变频率模式中运行。在可变频率控制中，可根据负载要求来调整振荡器频率(具有相等的开关时间)。具体地说，较轻的负载导致较低的频率，而较重的负载导致较高的频率。
电荷泵系统图3例示电荷泵系统300的简化原理图，电荷泵系统300包括一个调节电荷泵301，一个脉宽调制(PWM)控制器304，一个带隙参考电压发生器305和时钟电路306。或者位于芯片上或者位于芯片外的泵电容302和储存电容303，可有效地连接至电荷泵系统300。在该实施例中，所接收到的模式信号MD可确定调节泵系统300是以脉宽调制模式运行还是以可变的频率模式运行。在一个实施例中，模式信号MD可由用户输入提供。在另一个实施例中，模式信号MD可由系统控制器(未示出)自动地产生，系统控制器优化包括电荷泵系统300在内的多个系统的运行。
在电荷泵系统300中，PWM控制器304接收多个输入信号，并且产生控制调节电荷泵301的输出信号PWM_OUT，因此可选择性地充电电容302和303。由PWM控制器304接收的输入信号之一包括从系统输出电压(VOUT)得到的反馈信号(FB)。具体地说，在这个实施例中，将VOUT馈至包括电阻316-325的平衡电阻网络，它依次产生反馈信号FB。如此，PWM控制器304接收到已知百分比的VOUT，就能方便地产生校正输出信号PWM_OUT。
在一个实施例中，包括电阻316-325的电阻网络还包括多个熔丝313-315，可使用熔丝313-315精细地调谐电阻网络。具体地说，烧断熔丝315将电阻319-322增加到电阻323-325组中，而烧断熔丝314增加电阻317-318，以及烧断熔丝313增加电阻316。在一个实施例中，每个电阻316-322具有5千欧姆阻值。相反，电阻323-325分别可具有310千欧姆、65千欧姆和120千欧姆的电阻。在一个实施例中，开关电路326允许用户从电阻网络中的节点选择多个电压之一。例如，在图3的实施例中并且在电阻网络中使用上述数值，节点327能提供3.3V，以及节点328能提供5.0V。
值得注意的是，反馈信号FB也馈至比较器307的一个输入端。比较器307的其它输入端接收由带隙参考电压发生器305的产生的参考电压REF。在一个实施例中，参考电压REF可以是1.25V。包括电阻316-325的电阻网络一般可根据所需系统输出电压VOUT设置成产生相同的参考电压。
现在更详细地描述电荷泵系统300的各种部件和这些部件的作用。
调节电荷泵图4A例示一例调节电荷泵301的实施例。值的注意的是，图4A中也示出了泵电容302和储存电容303，以便于进一步理解电荷泵301的作用。电荷泵301具有两个阶段在第一阶段，泵电容302能充电至电压VDDA，而在第二阶段，储存电容303能充电至所要求的输出电压VOUT。
在输入开关信号SW是逻辑0时，电荷泵301进入第一阶段。在这个阶段，用作为反相器的晶体管401和402分别导通和截止，因此提供逻辑1信号至晶体管407(截止的晶体管)和晶体管408(导通的晶体管)。导通的晶体管408提供逻辑0信号至晶体管409、410和416，因此导通这些晶体管导通。在这个第一阶段，也用作为反相器的晶体管403和404分别导通和截止，因此提供逻辑1信号至晶体管405(截止的晶体管)，晶体管412(截止的晶体管)，和晶体管413(导通的晶体管)。导通的晶体管413提供逻辑0信号至三态反相器414，它依次输出逻辑1信号(假设使能三态反相器414，参考图5讨论)并截止晶体管417。
当晶体管415和417被截止时，线路421可与调节电荷泵301的其余部分隔离开来，因此允许VOUT向下漂移至0伏。由导通的晶体管413提供的逻辑0信号截止420并且导通晶体管418和419。值得注意的是，晶体管418-420有效地用作为反相器，其中串联地提供晶体管418和419，以处理在线路421上的可能大的电压。
在该第一阶段，逻辑1的PWM_OUT信号提供给晶体管406，从而导通该晶体管。如此，泵电容302通过导通的晶体管409连接至电压源VDDA，以及通过导通的晶体管406连接至电压源PGND。因此，泵电容302能充电至由电压源VDDA提供的电压电平。
在输入开关信号SW是逻辑1时，电荷泵301进入运行的第二的阶段。因此，分别导通和截止晶体管401和402，从而提供逻辑1信号至晶体管407(导通的晶体管)和晶体管408(截止的晶体管)。在这个阶段，也用作为反相器的晶体管403和晶体管404分别被截止和导通，从而提供逻辑0信号至晶体管405(导通的晶体管)，晶体管412(导通的晶体管)，和晶体管413(截止的晶体管)。导通的晶体管405和407提供逻辑1信号至晶体管409、410和416，从而这些晶体管截止。导通的晶体管412传送逻辑1信号至三态反相器414，它依次产生逻辑0输出信号。该输出信号导通晶体管417。三态反相器414的逻辑1信号也提供至晶体管418(截止的晶体管)，晶体管419(截止的晶体管)，和晶体管420(导通的晶体管)。导通的晶体管420提供逻辑0信号至晶体管411和415，因此这些晶体管导通。在该第二阶段，提供逻辑0的PWM_OUT信号至晶体管406，从而该晶体管截止。如此，泵电容302通过导通的晶体管405连接至电压源VDDA，以及通过导通的晶体管417连接至储存电容303。因此，储存电容303能充电至两倍的由电压源VDDA提供的电压电平。
电荷泵的阶段开关如果电荷泵301正运行于最大功率，则晶体管406将以50％的时间导通，而另外的50％的时间截止(即提供50％占空因数)。在不需要最大功率的情况下，即不需要2×VDDA的VOUT时，那么PWM_OUT信号选择性地可以是开关至高/低来提供所需VOUT。具体地说，在一个实施例中，PWM控制器304(图3)在第一阶段期间导通晶体管406以充电电容302，但只对于提供所需的调节输出电压VOUT所需的时间段。在一个实施例中，PWM控制器304可在第二阶段期间，为晶体管406提供一个不变的“截止”时间。
图4B-4E例示在图3和4A中所示的各种信号的时序图。例如，图4B例示三态反相器414的输出信号的时序图。图4C例示电压VOUT和VDDA的时序图，以及表示电容302(图3)的负端的电压特性的波形430。图4D例示以PWM模式提供的负载电流，其中负载电流是正斜波，从0至200mA。图4E例示在PWM模式期间电压VOUT和PWM_OUT的时序图。在图4E中，信号PWM_OUT的时段432表示轻负载及低占空因数，而时段433表示重负载及最大占空因数。值得注意的是，在时间434即正好在最大占空因数之前，电压VOUT退出调节。
按照一个实现，在PWM信号实际改变逻辑状态的同时，定时改变开关信号SW的逻辑状态，因此表示从一个阶段至另一个阶段的转换。然而，晶体管405和406的尺寸大小可提供从一个边沿至另一个边沿的最佳切换。具体地说，在一个实施例中，这些晶体管的尺寸大小可提供快速截止边沿或缓慢的导通边沿，从而提供“先断后通”开关。换句话说，例如，在第一和第二阶段之间的转换时，晶体管406在晶体管405导通前截止。这样的时序可防止电容302无意的放电，因为电容302已经在第一阶段期间充电至电压VDDA。
隔离电路按照本发明的一个特征，晶体管415-417可使用栅极电压和衬底偏置将线路421与线路422有利地隔离开来。具体地说，晶体管417的衬底可以选择性地连接至线路421和422之一，且无论哪一个具有较大的电压，从而确保晶体管417不以相反的方式导通。例如，在第一阶段期间，在线路421上的电压大于在线路422上的电压，截止晶体管415和417并导通晶体管416，因此将线路421与线路422隔离开来。在这个配置中，线路421用作为晶体管417的源极，并且在线路421上的电压偏置晶体管417的衬底。相反，在第二阶段期间，在线路422上的电压大于在线路421上的电压，导通晶体管415和417并截止晶体管416，从而将线路421连接至线路422。在该结构中，线路422可用作为晶体管417的源极并且以线路422上的电压来偏置晶体管417的衬底。因而，与阶段无关，晶体管417具有由线路421和422上的较大电压偏置的衬底，从而确保晶体管417不以相反的方向导通。
三态反相器图5例示三态反相器414的一个实施例。在这个实施例中，三态反相器414接收信号OFF，该信号可使能三态反相器414(在这种情况下，逻辑1)或者禁止三态反相器414(在这种情况下，逻辑0)。如果使能，那么提供电压PGND和VB至三态反相器414。如果禁止，那么不提供电压PGND和VB，从而阻止三态反相器414的功能。具体地说，逻辑1使信号EN能够导通晶体管502(通过反相器501)和晶体管506，从而可分别提供电压VB和PGND至晶体管503和506的源极。为了简单，假设电压VB(下面更详细地说明)和使能信号EN两者是逻辑1信号。如果输入信号IN是逻辑1，那么晶体管502、505和506被导通，而晶体管503和504可截止。如此，通过导通的晶体管505和506提供逻辑0信号作为输出信号OUT。相反，如果输入信号IN是逻辑0，那么截止晶体管502、505和506，而导通晶体管503和504。如此，通过导通的晶体管503和504提供逻辑1信号作为输出信号OUT。值得注意的是，电阻507是上拉电阻，它允许输出信号OUT在输入信号IN为高和输入信号OFF为低时变高。
PWM控制器图6A例示PWM控制器304的一个实施例的简化原理图。在该实施例中，PWM控制器304包括一个误差放大器601，它放大参考电压REF(由带隙参考电压发生器305产生的)与反馈信号FB(由包括电阻316-325的电阻网络产生的)之间的任何差值。接着，所放大的误差输出信号EA_OUT连同RAMP信号一起提供至比较器602，它产生脉宽调制信号PWM1。
提供这个PWM1信号至S-R锁存器605的输入端S。这样，PWM1信号作为S-R锁存器的“置位”信号。开关信号SW是由缓冲器603缓冲的，并且接着被提供给S-R锁存器605的输入端R。
如果PWM1信号是逻辑1并且开关信号SW是逻辑0，那么S-R锁存器605可设置为输出逻辑1输出信号Q。另一方面，如果PWM1信号是逻辑0和SW信号是逻辑1，那么S-R锁存器705可复位成输出逻辑0输出信号Q。如果PWM1和SW信号两者都是逻辑0，那么保持最后的Q输出信号。然而，如果PWM1和SW信号两者都是逻辑1，那么强制S-R锁存器605输出逻辑0输出信号Q。
在该实施例中，S-R锁存器605的Q输出信号可提供给多路转接器607，它选择性地确定，是将Q输出信号还是将开关信号SW(由反相器606翻转的)提供给缓冲器(包括第一反相器608和包括晶体管609和610在内的第二反相器)。值得注意的是，多路转接器607是由模式信号MD控制的。如前所述，模式信号MD确定电荷泵系统301是运行在脉宽调制模式还是在可变的频率模式。在PWM模式中，多路转接器607选择在其A端的PWM1信号，而在可变的频率模式中，多路转接器607选择在其B端的反相的(见反相器606)开关信号SW/。
在PWM控制器304的这个实施例中，与非门604接收模式信号MD和OFF信号(由时钟电路306提供的)。模式信号MD或OFF信号的任何一个能禁止误差放大器601和比较器602。在这个实施例中，禁止输入是逻辑0信号，因此在与非门604的输出端形成逻辑1。提供给多路转接器607的控制端C的逻辑0模式信号MD，选择反相的开关信号SW(非)/。
在一个实施例中，在第一阶段中每个新时钟周期的开始处，同时导通晶体管406和409(图4A)。基于参考电压RF和反馈信号FB，误差放大器601(图6A)表示何时截止晶体管406。具体地说，在晶体管409之前截止晶体管406，从而控制放在电容302上的充电量。这样，按照本发明的一个特征，电容302没有完全充电。图6B例示一个时序图，示出开关信号SW与脉宽调制信号PWM_OUT之间的基本关系。在这个实施例中，在时间620，开关信号SW的后沿(因而晶体管409“导通”)触发信号PWM_OUT的前沿。值得注意的是，从时间620至时间621，充电电容302。因而，对于轻负载，信号PWM_OUT具有较短的“导通”时间，因为要求较少的充电以保持所需的输出电压。
图6C例示一时序图，示出在PWM模式期间的信号RAMP和EA_OUT，并假设VIN为3.0V。值得注意的是，信号EA_OUT在时间622退出调节。图6D例示一时序图，示出在PWM模式期间的信号PWM_OUT。时间620和621分别对应于信号EA_OUT何时第一次到达其最大值和然后接近其调节极限。图6E例示示出电压VOUT的时序图，其中时间620与621之间的电压的变化接近于151mV。
时钟电路参考图3，时钟电路306产生输出信号OUT，它提供给或非门310的第一输入端。假设或非门310的第二输入端接收逻辑0信号，或非门310用作为反相器。因而，在此条件下，或非门310和反相器311缓冲信号OUT，然后将它提供给调节电荷泵301和PWM控制器304作为开关信号SW。另一方面，如果或非门的第二输入端接收逻辑1信号，那么开关信号SW是逻辑1信号，与信号OUT无关。
在该实施例中，时钟电路306能接收适用于电荷泵系统300的关机信号SDN。一般地，关机信号SDN可由用户提供。不过，关机信号SDN也可以由一个系统信号自动地提供，所述系统信号正在监控包括电荷泵系统300在内的各种系统。
图7A例示时钟电路306的一个实施例。在该实施例中，逻辑0关机信号SDN触发电荷泵系统的关机。具体地说，逻辑0关机信号SDN截止晶体管702、703和706，但导通晶体管701，从而提供电压VDDA至反相器704。反相器704输出上述逻辑0的OFF信号，它能禁止PWM控制器304的误差放大器601和比较器602(图6A)。值得注意的是，逻辑低的OFF信号也禁止比较器711和延迟下降电路714。
相反，如果提供逻辑1关机信号SDN，则晶体管702、703和706导通，而晶体管701截止。在该结构中，提供逻辑0信号(通过导通的晶体管703)给反相器704，它接着输出逻辑1(使能)信号至比较器711、延迟下降电路714、误差放大器601和比较器602。还提供逻辑0信号(通过导通的晶体管706)至晶体管705、707和709的栅极，导通这些晶体管。晶体管705，其源极连接到电压VDDA以及漏极连接至其栅极，是微弱地导通的。晶体管707和709，其源极连接至电压VDDA以及栅极连接至晶体管705的漏极，也提供微弱的上拉。
时钟电路306可以自由运行在PWM模式中，但在可变的频率模式中可以选通。具体地说，在可变的频率模式中，它具有不变的导通时间，但截止时间是由反馈信号FB控制的。具体地说，导通时间只是充分充电电容302，然后截止直到输出电压VOUT下降至低于参考电压REF。在这时，施加另一个脉冲。
要获得所控制的脉冲，内部电容710最初可放电至0伏。然后，通过导通的晶体管705、707和709(它们构成电流反射镜)提供恒定的电流至电容710，从而使电容710以不变的速度向上坡行。当电容710达到与参考电压REF(例如1.2V)相同的电压时，那么比较器711输出逻辑0输出信号至延迟下降电路714。在那时，信号通过延迟下降电路714(它翻转信号)传播并且导通晶体管712(它也导通PNP晶体管708)，从而放电电容710。延迟下降电路714可有利地轻微延迟比较器711的输出，从而确保最小脉宽至晶体管712，它可依次完全地放电电容710。在电容710预定的放电之后，比较器711切换状态并且输出逻辑1的输出信号。
图7B例示延迟下降电路714的一个实施例。在该实施例中，晶体管721提供微弱的上拉(其中信号IP相对低，因此微弱地导通晶体管721以提供斜波电流至正电源)，而晶体管722和723以类似反相器的方式响应输入信号IN。电容724产生斜坡信号，见在图7C中所示的斜坡信号725，它作为一个输入信号提供给与非门726。与非门726接收另一个输入信号OFF，它确定延迟下降电路714是否有效的(在这种情况下，高是有效的)。
图8例示用于实现比较器711的示例性比较器。为了提高开关速度，代替提供一级具有显著增益的级，可以连接具有相对小的增益的多级，从而有效地放大各级的增益。在这个实施例中，比较器可以包括四级801(包括晶体管810，811，817，818，824和825)，802(包括晶体管812，819，820，826和827)，803(包括晶体管813，814，822和828)和804(包括晶体管815，816，和与非门821，以及反相器823)，其中各级都能提供预定的增益(例如，5)。在该结构中，比较器的输出可接近于高增益(例如，1000)。这时，可以使用差分至单端的变换来电平移动输出。
值得注意的是，也可以使用其它比较器结构来实现比较器711。这些结构应该最好包括高输入阻抗，复位功能，以及选通功能，所述选通功能可以或者用时钟或者用复位信号来设置。
再参考图7A，触发器715让它的D输入端连接至它的QB输出端，因此提供除以二的运算。换句话说，触发器715可恒定地输出1-0-1-0等等序列。这样，触发器715的功能基本上用作为一个翻转触发器，其中，在其时钟端CK提供的各个前沿处其输出端QB提供反转的信号。该反转信号是方波，并且是在时钟端CK上的信号的一半的频率。在由反相器716缓冲之后，翻转信号OUT作为开关信号SW来驱动电荷泵系统中的其它电路。值得注意的是，时钟信号306还产生斜坡信号RAMP用于PWM控制器304。
值得注意的是，比较器711可以由停止信号STP控制。该停止信号STP可以由比较器307产生(见图3)。在一个实施例中，在可变的频率模式中而不是在PWM模式中使用比较器307。具体地说，在PWM模式中，时钟是连续地运行的，因此显得比较器307是不必要的。但是，在可变的频率模式中，将反馈信号FB与参考电压相比较以确定何时要转移更多的电荷。
比较器307可以用与在图8中所示的比较器相类似的比较器来实现。在一个实施例中，比较器307可以五级(代替四级)实现，并且可具有三个(代替两个)控制输入。比较器307还可以包括高输入阻抗，复位功能(使用OFF或HOLD)，以及选通功能，所述选通功能可以或者用时钟或者用复位信号来设置。
尽管在此已经参考附图描述了本发明的说明性实施例，但是要理解不要将本发明限制于那些精确的实施例。它们不是想要穷举或者将本发明限制于所揭示的精确形式。同样，许多修改和变化将是显而易见的。例如，可以提供这样的调节PWM电荷泵，其中输入电压是正的以及输出电压是负的也是调节的。值得注意的是，可以改变在附图中晶体管/部件的尺寸大小，以提供用户所要求的运行特性。因此，旨在由下列权利要求书及其等效方案来定义本发明的范围。
权利要求
1.一种电荷泵系统，所述电荷泵包括一电荷泵包括一泵电容；一储存电容；泵电路，用于在第一阶段期间，与连接在第一电源电压与第二电源电压之间的泵电容相耦合，以及在第二阶段期间，与串联地连接在第一电源电压和电荷泵系统的输出端之间的泵电容和储存电容相耦合；以及一连接到泵电路的脉宽调制(PWM)控制器，其特征在于，PWM控制器的输出确定所述电荷泵的阶段。
2.如权利要求1所述的电荷泵系统，其特征在于，所述泵电路系统包括一反馈至PWM控制器的回路，以及所述PWM控制器包括一误差放大器，所述误差放大器将反馈回路上的电压与参考电压相比较。
3.如权利要求2所述的电荷泵系统，其特征在于，所述PWM控制器还包括一比较器，用于接收误差放大器的输出和一斜坡信号，从而产生PWM信号。
4.如权利要求3所述的电荷泵系统，其特征在于，所述PWM控制器还包括一多路转接器电路，用于选择PWM信号和开关信号之一。
5.如权利要求1所述的电荷泵系统，其特征在于，所述PWM控制器的输出确定与第一阶段相关联的第一时间和与第二阶段相关联的第二时间。
6.如权利要求1所述的电荷泵系统，其特征在于，所述电荷泵提供“先断后通”开关，从而防止在第一阶段泵电容的无意的放电。
7.一种从电荷泵产生所需的电压的方法，所述方法包括在第一阶段期间，将一泵电容连接在第一电压电压与第二电源电压之间；在第二阶段期间，将泵电容和储存电容串联地连接第一电源电压与电荷泵系统的输出端之间；以及使用脉宽调制(PWM)信号控制电荷泵的阶段，从而产生所需的电压。
8.如权利要求7所述的方法，其特征在于，所述控制阶段的步骤包括，将电荷泵的输出电压与参考电压相比较，以产生误差信号。
9.如权利要求8所述的方法，其特征在于，所述控制阶段的步骤还包括，将误差信号与斜坡信号相比较以产生PWM信号。
10.如权利要求9所述的方法，其特征在于，所述控制阶段的步骤还包括，选择PWM信号和开关信号之一。
11.如权利要求7所述的方法，还包括确定与第一阶段相关联的第一时间和与第二阶段相关联的第二时间，其特征在于，第一时间不同于第二时间。
12.如权利要求7所述的方法，还包括提供“先断后通”的切换，从而防止在第一阶段泵电容的无意的放电。
13.一种用于选择性地将第一线路与第二线路隔离开来的电路，其特征在于，所述电路包括第一晶体管，具有第一控制端、第一载流端、第二载流端和第一衬底，其中，第一和第二载流端可交换地用作为第一源极和第一漏极；一第二晶体管，具有第二控制端、第二源极、第二漏极和第二衬底，其中，第二源极被连接至第一载流端和第一线路；一第三晶体管，具有第三控制端、第三载流端、第三载流端和第三衬底，其中，第三源极被连接至第二载流端和第二线路，第三漏极被连接至第二漏极，以及第一、第二和第三衬底被连接至第二漏极；以及连接至第一、第二和第三控制端的控制电路系统，其中，在第一阶段期间，在第一线路上的第一电压大于在第二线路上的第二电压，第一和第三晶体管截止，第二晶体管导通，以及第一载流端用作为源极，以及其中，在第二阶段期间，在第二线路上的第二电压大于在第一线路上的第一电压，第一和第三晶体管导通，第二晶体管截止，以及第二载流端用作为源极。
14.一种选择性地将第一线路与第二线路隔离开来的方法，所述方法包括将一晶体管连接在第一和第二线路之间；以及选择性地将晶体管的衬底连接至第一和第二线路之一，且无论哪一个线路是具有较大的电压。
15.如权利要求14所述的方法，其特征在于，如果晶体管不导通以及在第一线路上的第一电压大于在第二线路上的第二电压，那么将晶体管的衬底连接至第一线路。
16.如权利要求14所述的方法，其特征在于，如果晶体管不导通以及在第二线路上的第二电压大于在第一线路上的第一电压，那么将晶体管的衬底连接至第二线路。
全文摘要
提供一种电荷泵系统和方法，包括电荷泵和脉宽调制(PWM)控制器。电荷泵包括泵电容，储存电容和泵电路系统。在第一阶段期间，泵电路与连接在第一电源电压与第二电源电压之间的泵电容相耦合。在第二阶段期间，泵电路将泵电容和储存电容串联地连接在第一电源电压与电荷泵系统的输出端之间的泵电容和储存电容相耦合。连接到泵电路系统的PWM控制器，确定电荷泵的阶段。
文档编号H02M3/07GK1574574SQ200410047480
公开日2005年2月2日 申请日期2004年5月24日 优先权日2003年5月22日
发明者B·罗森瑟尔, R·L·格雷 申请人:模拟微电子学股份有限公司