专利名称：步进马达驱动装置和方法
技术领域：
本发明涉及步进马达驱动装置，具体地说，涉及一种噪声低和振动小的步进马达驱动技术。
背景技术：
近年来，步进马达用于图像捕获的电子装置，例如，DSC(数字式静物照相机)和DVC(数字式视频摄像机)，作为调整孔径，焦点，缩放等等用的光学系统执行机构。
步进马达，尤其是用于图像捕获的电子装置的步进马达需要以低噪声和小振动进行操作。这是因为步进马达产生的声音被内装的微音器捕获，并作为噪音记录下来，而同时步进马达产生的振动致使图像模糊，导致记录的图像质量下降。
针对这样的需要，例如，日本公开特许公报No.H06-343295公开了一种噪声低和振动小的步进马达操作的驱动技术。
图33是所述日本公开特许公报公开的一种驱动装置。以下的描述将仅仅集中在说明所述驱动装置原理所需的部件上。
在图33中，标号20表示步进马达，亦即控制对象，标号45是转子，而标号19a和19b分别是第一线圈和第二线圈。
增减计数器43a根据增减信号DA对时钟信号CLKP进行增减计数，并向模数转换器44a提供表示所述计数值的4位信号DA1-DA4。
数模转换器44a输出与所述4位信号DA1-DA4对应的电压信号VCA。电压信号VCA具有阶式增大和减小的阶梯波形。电压信号VCA的变化速率可以随时钟信号CLKP的脉冲频率和电压信号VCA的阶梯高度而改变，并随着时钟信号CLKP的脉冲频率变高或者电压信号VCA的阶梯高度变大而加速。另外，电压信号VCA可以因时钟信号CLKP停止而维持恒定。
在电压驱动电路39a中，电压信号VCA被非反相功率放大器41放大，还被反相功率放大器42a放大。于是，通过施加电压来驱动连接在功率放大器41a和42a的输出端子之间的第一线圈19a。
为了通过施加所述阶梯波电压来驱动第二线圈19b，为第二线圈19b设置类似于上述第一线圈19a的元件，并执行相同的操作。
按照这种配置，在向所述线圈供电的时段开始时，外加的电压逐渐增大，而同时所述外加电压在停止供电时逐渐减小。由此减小由开始和停止供电时扭矩值急剧波动引起的振动和噪音。
然而，关于上述先有技术的驱动装置，在阶梯信号下降时，线圈电流的衰减缓慢，因此，线圈电流不太跟随阶梯信号。例如，若为了减小步进马达的振动和噪音而采用近似正弦波阶梯信号(以下简称″近似正弦的阶梯信号″)，则情况也还是如此。线圈电流并不准确跟随所述近似正弦的阶梯信号。结果，这就造成第一个问题，即，想要减小振动和噪音，却无法达到。
这是严重的问题，当步进马达用于图像捕获电子装置，并因而更需要进一步减小步进马达操作的噪音和振动时，情况尤为如此。
另外，有第二个问题，就是所述先有技术的驱动装置要求相当大的功率，因为线圈电流是连续供应的。
发明内容
鉴于上述问题，本发明的第一目的是，提供一种减小由所述装置驱动的步进马达的操作所引起的噪音和振动的驱动装置。
另外，本发明的第二个目的是，提供一种减小驱动步进马达所要求的功率的驱动装置。
为了解决上述问题，本发明的步进马达驱动装置包括供电电流测量单元，用以测量输入到步进马达线圈的供电电流；基准信号产生单元，用以产生其信号电平随时间连续变化并且代表所述供电电流的极限值的基准信号；斩波单元，用以在导通状态下让供电电流通过，而在非导通状态下停止供电电流；脉宽调制控制单元，用以(i)使斩波单元在预定周期进入导通状态，并(ii)在每一个周期中，当实测电流超过供电电流要控制到的并由预定的其信号电平随着时间而变化的基准信号代表的极限值时，使所述斩波单元进入非导通状态；同步整流单元，用以在导通状态下与所述线圈形成闭合电路；同步整流控制单元，用以在斩波单元处于非传导状态的时段内，使所述同步整流单元进入导通状态，以便使来自线圈的再生电流围绕所述闭合电路循环流动；以及同步整流禁止单元，用以在所述极限值减小的时段的至少一部份时间里，禁止同步整流控制单元使所述同步整流单元进入导通状态。
这里，基准信号产生单元可以包括阶梯生成单元，用于产生阶梯信号；以及积分电路，用于通过求阶梯信号的积分来产生基准信号。
这里，步进马达驱动装置还可包括桥式整流电路，其中包括斩波单元、同步整流单元和多个开关单元，用于对供电电流进行整流；以及基准方向控制单元，用于通过使桥式整流电路中的每个开关单元进入属于导通状态和非导通状态之一的预定状态来反转待控制的供电电流的方向。
这里，供电电流测量单元可以是与线圈串联的电阻器，并且可利用出现在电阻器两端的电压来实测的供电电流。
这里，电阻器可以是导通状态的半导体元件。
这里，步进马达可具有与多个相位一一对应的多个线圈，其中，供电电流测量单元测量多个线圈中的每一个的供电电流；基准信号产生单元产生多个线圈中的每一个的基准信号；斩波单元被提供给多个线圈中的每一个，在导通状态向每个线圈传递供电电流并在非导通状态停止施加到每个线圈的供电电流；PWM控制单元对于多个线圈中的每一个执行以下步骤(i)在预定周期使对应的斩波单元进入导通状态，以及(ii)当实测的供电电流在每个周期超过极限值时，使对应的斩波单元进入非导通状态；同步整流单元被提供给多个线圈中的每一个，并在导通状态与对应的线圈共同形成单独的闭合电路；对于多个线圈中的每一个，同步整流控制单元控制对应的同步整流单元，以便使来自线圈的再生电流在对应的闭合电路中流通；以及对于多个线圈中的每一个，同步整流禁止单元禁止对应的同步整流控制单元使对应的同步整流单元进入导通状态。
发明的有利效果在具有上述配置的步进马达驱动装置中，供电电流被控制为由基准信号所表示的目标值，其中基准信号的信号电平随时间连续变化。因此，与其中供电控制的目标值是由阶梯信号表示的先有技术相比，消除了在目标值的逐渐增大和减小时的转矩波动所引起的振动和噪声。
此外，为了实现振动和噪声的充分减小，线圈电流按照由例如近似正弦阶梯信号所表示的供电电流的极限值来控制。在这种情况下，通过禁止同步整流，在基准信号正以较快速率减小时的时段中使线圈电流迅速衰落。因此，线圈电流密切跟随极限值。另一方面，在上述时段以外的时间，电源效率通过执行同步整流从而减小线圈电流的衰落得到提高。
因此，根据基准信号的减小速率提供同步整流的实行和禁止周期使得能够实现振动和噪声的减小以及取得良好的电源效率。
另外，本发明的步进马达驱动装置利用电流斩波法对施加到线圈的供电电流实行PWM控制。这与电流通过电压控制被提供给线圈的情况相比，实现低功率操作。
这里，积分电路可以通过利用与阶梯信号的电平的变化速率对应的时间常数求阶梯信号的积分，产生跟随阶梯信号的平均梯度的基准信号。
这里，积分电路可以获取表示阶梯信号的电平的变化速率的变化速率信号，并根据变化速率信号确定时间常数。
这里，阶梯生成单元可以通过对于为阶梯信号的每个阶梯提供一个脉冲的脉冲信号计数，来产生阶梯信号，其中步进马达驱动装置还包括用于识别脉冲信号的脉冲鉴频单元，以及积分电路根据识别结果确定时间常数。
根据上述配置，产生平滑的基准信号，以便跟随相应的阶梯信号，其中的每个以不同的速率变化。因此，对于步进马达的各种旋转频率，可以实现振动和噪声的减小。
这里，步进马达驱动装置还可以包括接收单元，用于接收表示阶梯信号的每个阶梯的电平的数据信号，其中，阶梯生成单元通过在对应于每个阶梯的时段内对所接收的数据信号进行数模转换，来产生阶梯信号。
按照这个配置，根据数据信号产生接近任何波形的阶梯信号。尤其是利用近似正弦阶梯信号对振动和噪声的减小产生显著效果。
这里，基准方向可由极性信号来表示，其中，步进马达驱动装置还包括定时调整单元，用于把极性信号延迟使极限值减小预定量所需的一个时段，以及基准方向控制单元根据延迟后的极性信号反转基准方向。
在极性信号当基准信号所表示的极限值仍然没有充分接近零时反转其相位的情况下，这个配置具有积极的效果。在上述配置中，在经过极性信号的反相之后使极限值充分接近零所需的时段之前，基准方向没有被反转。因此，与极性信号的反相之后立即反转基准方向的情况相比，可减小线圈电流的波纹因数。因此，可充分减小马达被驱动时引起的振动和噪声。
这里，基准信号产生单元可以包括阶梯生成单元，用于产生阶梯信号；以及积分电路，用于通过求阶梯信号的积分产生基准信号，其中PWM控制单元在阶梯信号的电平为零时的时段中使斩波单元保持为非导通状态。
这个配置不仅得到上述效果，而且还提高电源效率，因为加到线圈的供电在基准信号为零时的时段中被完全停止。
这里，供电电流测量单元可以输出通过把正偏移量附加到实测的供电电流所得到的测量结果，其中，PWM控制单元(i)在预定周期中使斩波单元进入导通状态，以及(ii)当测量结果在各周期中超过极限值时，使斩波单元进入非导通状态。
存在一个问题对于低于预定电流电平的线圈电流，没有得到来自供电电流测量单元的输出，因此线圈电流无法被控制为低于预定电流电平。上述配置消除了这个问题，即使在各供电电流测量单元之间的个体差异以及温度变化的最坏情况下。也就是说，线圈电流可被正确控制为基准信号所表示的极限值，直至它达到零。因此，、根除了基准方向反转时发生的会产生波纹因数的线圈电流的下降，因此可以充分地减小马达被驱动时引起的振动和噪声。
为了解决上述问题，一种驱动装置步进马达驱动方法(所述驱动装置具有同步整流单元，所述同步整流单元在导通状态下与包括在步进马达中的线圈共同形成闭合电路)包括以下步骤(a)测量施加到线圈的供电电流；(b)产生表示供电电流的极限值并且其信号电平随时间连续变化的基准信号；(c)在预定周期使供电电流开始流向线圈并且当每个周期中实测的供电电流超过极限值时停止供电电流；(d)在停止供电电流的同时使同步整流单元进入导通状态，从而使来自线圈的再生电流在闭合电路中流通；以及(e)在步骤(d)中，在极限值正减小的时段中的至少一部分时段内禁止使同步整流单元进入导通状态。
这里，步骤(b)可包括产生阶梯信号的阶梯生成子步骤；以及通过求阶梯信号的积分来产生基准信号的积分子步骤。
这里，积分子步骤可通过利用与阶梯信号的电平的变化速率对应的时间常数求阶梯信号的积分来产生跟随阶梯信号的平均梯度的基准信号。
这里，步进马达驱动装置还可包括以下步骤(f)获取表示待控制的供电电流的基准方向的极性信号；(g)把极性信号延迟使极限值减小预定量所需的一个时段；以及(h)根据延迟后的极性信号反转基准方向。
这里，步骤(a)可包括把正偏移量附加到实测的供电电流的偏移量附加子步骤，其中，所述步骤(a)获取其中已经附加正偏移量的供电电流作为测量结果，以及所述步骤(c)在预定周期中使供电电流开始流向线圈并且当每个周期中测量结果超过极限值时停止所述供电电流。
根据这些方法驱动步进马达可取得针对驱动装置所述的同样效果。
附图简介从以下结合阐述本发明具体实施例的附图所进行的说明中，本发明的这些目的及其它目的、优点和特征将变得十分清楚。
附图包括
图1是原理框图，表示根据第一实施例的步进马达的配置；图2是原理框图，表示阶梯生成单元的配置；图3是波形图，说明阶梯生成单元中主信号的时间变化；图4是原理框图，表示积分电路的配置；图5A和5B是概念图，表示可以获得各自跟随具有不同速率的阶梯信号的、由时间常数确定的基准信号；图6是原理框图，表示同步整流禁止单元的配置；图7是波形图，说明与对于同步整流的禁止控制有关的主信号的时间变化；图8是波形图，说明与PWM控制有关的主信号的时间变化；
图9是概念图，用于说明根据激励逻辑单元施加的控制形成的线圈电流路径径；图10是波形图，说明与PWM控制有关的主信号的时间变化；图11A和11B是再生电流路径的等效电路，在每一个电路中，考虑了线圈上的反电动势；图12是曲线图，说明由电流路径所确定的再生电流的衰落特性；图13是原理框图，表示与基准信号生成有关的改型；图14是原理框图，表示脉冲鉴频单元的配置；图15是波形图，说明脉冲鉴频单元中主信号的时间变化；图16是原理框图，表示与基准信号生成有关的另一种改型；图17是原理框图，表示根据第三实施例的积分电路的配置；图18是原理框图，表示根据第四实施例的步进马达的配置；图19是原理框图，表示定时调整单元的配置；图20是波形图，说明定时调整单元中主信号的时间变化；图21A和21B是概念图，表示用于反转线圈电流的基准方向的定时调整的作用；图22是原理框图，表示定时调整单元的另一种配置；图23A和23B是原理框图，表示供电电流测量单元的改型；图24是曲线图，表示放大器的输入输出特性的分布；图25是波形图，说明用于供电电流测量的放大器的输入输出特性所确定的线圈电流的时间变化；图26是运算放大器的等效电路，其中，把正偏移量附加到输入输出特性上；图27是原理框图，表示与阶梯生成有关的改型；图28是波形图，说明接收单元中接收信号和主信号的时间变化；图29是原理框图，表示接收单元的配置；图30是原理框图，表示地址计数器电路、数据计数器电路、串并行转换电路以及写信号生成电路的配置；
图31是原理框图，表示地址解码器电路的配置；图32是原理框图，表示寄存器电路的配置；以及图33是原理框图，表示传统步进马达驱动装置的配置。
具体实施例方式
参照附图来描述根据本发明的实施例的步进马达驱动装置。
1.第一实施例本发明的第一实施例的步进马达驱动装置产生其信号电平随时间连续变化的基准信号。基准信号的电平表示供电电流的极限值。这里，‘其电平随时间连续变化的信号’表示该信号的信号电平没有突然的阶式变化。这类信号的实例是正弦波信号、其上升和下降均为倾斜的三角波信号以及梯形波信号。
步进马达驱动装置根据所产生的基准信号表示的极限值对施加到马达线圈的电流实行PWM(脉宽调制)控制。更明确地说，采用电流斩波法来执行PWM控制。
另外，步进马达驱动装置实现同步整流。在所述整流过程中，在提供给马达线圈的电流停止的周期期间，使同步整流用的开关处于导通状态，并与马达线圈一起形成闭合电路。在所述闭合电路中，来自马达线圈的再生电流经过所述开关循环流动。然而所述开关至少在当基准信号所代表的所述极限值减小的一段时间里所述开关不导通，而来自马达线圈的再生电流经过一个与所述开关并联的续流二极管循环流动。简而言之，所述同步整流在所述时段中被禁止。
下面参照附图解释所述步进马达装置的细节。
1.1总体配置图1是功能框图，表示所述步进马达驱动装置的总体配置。应当指出，由所述装置驱动的步进马达也示于图中。
在图1中，标号20表示步进马达，标号45是转子，而标号19a和19b是第一线圈和第二线圈，各自对应于不同的相位。
所述步进马达驱动装置包括脉宽调制基准信号发生单元1、基准信号发生单元110a、同步整流禁止单元(下文中简称SR禁止单元)115a、PWM控制单元120a、桥式整流电路130a、供电电流测量单元140a和电源8。
因为为各个线圈提供相同的部件，所以以下的描述介绍第一线圈的部件作为典型的示例。
基准信号产生单元110a包括阶梯生成单元2和积分电路3。PWM控制单元120a包括比较器4、触发器5和激励逻辑单元6.。包括在所述激励逻辑单元6中的是防止直通电流(flow-through protection)逻辑装置7。桥式整流电路130a包括MOS场效应晶体管(金属氧化物半导体场效应晶体管，以下简称”晶体管”)10至13和续流二极管14至17。
激励逻辑单元6起本申请的权利要求引用的同步整流控制单元以及基准方向控制单元的作用。通过向桥式整流电路130a发送预定的栅极信号，激励逻辑单元6控制基准电流的方向(以下称”基准方向”)，用以控制同步整流和供电电流。
向线圈19a提供电流时，晶体管11和13中与基准方向对应的一个按照从激励逻辑单元6发送的栅极信号对供电电流进行斩波。这里，晶体管11和13是权利要求所引用的斩波单元。在再生周期中，晶体管10和12都进入导通状态，而来自线圈19的再生电流受同步整流控制。或者，晶体管10和12中的一个进入导通状态，而同时另一个进入非导通状态，而再生电流经过与处于非导通状态的所述晶体管并联的续流二极管循环流动。
供电电流测量单元140a包括接通电阻校准电路24、晶体管23和放大器21。
1.2阶梯生成单元2图2是功能框图，表示阶梯生成单元2的详细配置。按照变化速率信号FDA所确定的，变化速率切换单元在时钟信号CLKP和由时钟信号CLKP二分频而获得的信号之间进行选择。所述变化速率切换单元把所选择的信号发送给增减计数器作为信号CR，后者为阶梯信号的每个阶梯提供一个脉冲。
增减计数器根据增减信号DA对信号CR进行增或者减计数，并向只读存储器(ROM)输出计数值DA0-DA3。只读存储器预先存储表示例如近似正弦的阶梯信号每一个阶梯电平的数据，并向模数转换器输出由增减计数器的计数值DA0-DA3识别的阶梯电平数据DD0，DD1，...，DDn。数模转换器把所述阶梯电平数据转换为模拟电压，并将其作为近似正弦的阶梯信号VCA输出。由于增减计数器、只读存储器和数模转换器全都是众所周知的通用电路，这里不再对它们进行详细说明。
图3是波形图，表示阶梯生成单元2中主信号随时间的变化，并举例说明变化速率信号FDA(未示出)的电平，例如是高电平的情况。
从时刻t10到时刻t11，提供时钟信号CLKP、高电平极性信号PHCA和高电平增减信号DA。根据这些信号，增减计数器输出从0增加到15的计数值DA0-DA3。数模转换器对从ROM读出的步进电平数据DD0-DDn进行数模转换，并由此产生近似正弦的阶梯信号VCA的1/4周期。
从时刻t11到时刻t12，提供低电平增减信号DA。增减计数器输出一个从15减小到0的计数值DA0-DA3。数模转换器产生近似正弦的阶梯信号VCA的下一个1/4周期。
在时刻t12，计数值DA0-DA3一达到零，所述极性信号PHCA便切换到低电平。
从时刻t12到t14，产生近似正弦的阶梯信号VCA周期的余下部分(亦即，第二半周)，同时，极性信号PHCA保持低电平。
这里应该指出，当步进频率EDA的电平低时，信号CR将是通过对时钟信号CLKP二分频获得的信号。在这种情况下，所产生的近似正弦的阶梯信号VCA具有图3中举例示出的频率的一半。这里通过外部电路(未示出)分别预先调整极性信号PHCA和增-减信号DA，以便使极性信号PHCA和增-减信号DA各自具有适当的频率，然后提供这些信号。
1.3积分电路3图4是电路图，表示积分电路3的详细配置。这个电路称作巴氏低通滤波器。积分电路3利用与变化速率信号FDA对应的时间常数求阶梯信号VCA的积分，以便输出跟随阶梯信号VCA的平均梯度的基准信号VCTA。
为此，提供由变化速率信号FDA控制的开关SW1和SW2，从而调整确定时间常数的电阻值。
图5A和5B是概念图，表示可以获得由时间常数确定的各自跟随具有不同变化速率的阶梯信号VCA的基准信号VCTA。
高电平变化速率信号FDA表明阶梯信号VCA以高频增大和减小。当提供这个高电平变化速率信号FDA时，开关SW1和SW2短路。因此，电阻设置为低，从而时间常数设置为较短。图5A表明，在这样一种情况下，产生基准信号VCTA，它跟随以高频增大和减小的阶梯信号VCA的平均梯度。
低电平变化速率信号FDA表明阶梯信号VCA以低频增大和减小。当提供这个低电平变化速率信号FDA时，开关SW1和SW2开路。因此，电阻设置为高，从而时间常数设置为较长。图5B表明，在这样一种情况下，产生基准信号VCTA，它跟随以低频增大和减小的阶梯信号VCA的平均梯度。
以上述方式产生的基准信号VCTA具有连续电平变化，并且不再具有如在阶梯信号VCA中看到的那种突然的阶式变化。
1.4 SR禁止单元115a图4是功能框图，表示SR禁止单元115a的详细配置。SR禁止单元115a根据计数值DA0-DA3和增-减信号DA，至少在计数值DA0-DA3减小的一段时段，输出同步整流禁止信号(下文称SR禁止信号)MMCPA。按照图6的这个具体的例子，当增-减信号DA处于减计数阶段(亦即低电平)以及计数值DA0-DA3处于7和0之间时，输出SR禁止信号MMCPA。
图7是波形图，举例说明与对同步整流的禁止控制有关的主信号随时间的变化。该图与图3中所示的某些信号一起描述了基准信号VCTA和SR禁止信号MMCPA。正如在图77可以看到的，当所述阶梯信号VCA以相对较快的速率减小时，输出SSR禁止信号MMCPA。
1.5对线圈电流的PWM控制操作以下说明与脉宽调制基准信号发生单元1、基准信号发生单元110a、SR禁止单元115a、脉宽调制控制单元120a、桥式整流电路130a和供电电流测量单元140a协作执行的线圈供电和再生控制的操作细节。
首先，描述进行同步整流的情况。
图8是波形图，表示与当进行同步整流时对线圈电流的控制有关的主控制信号随时间的变化。所述图举例说明当极性信号PHCA处于低电平而SR禁止信号MMCPA也处于低电平时的情况。
脉宽调制基准信号发生单元1产生脉宽调制基准信号SETE(未示出)，它指示在预定周期中向线圈提供电流的时段的开始。
触发器5与脉宽调制基准信号SETE的下降沿同步置位。当向所述线圈提供的供电电流超过所述基准信号VCTA所代表的电流时，比较器4输出使所述触发器5复位的信号。触发器5输出的供电指令信号Q的电平或者表示供电时段(高电平Q)或者表示再生时段(低电平Q)。
防直通电流逻辑单元7产生信号CHA1，表示缩短的供电时段，以及信号CHA2，表示缩短的再生时段。所述激励逻辑单元6按照信号CHA1和CHA2和极性信号PHCA输出相应的栅极信号GA1-GA4。
这里应该指出，栅极信号GA1和GA3是负逻辑信号，其中的每一个在所述信号处于低电平时使相应的晶体管进入导通状态。另一方面，栅极信号GA2和GA4是正逻辑信号，其中的每一个在所述信号处于高电平时使相应的晶体管进入导通状态。
如图8所示，电源指令信号Q的一个周期被分成(A)缩短的供电时段，(B)防直通电流时段和(C)缩短的再生时段。各周期由信号CHA1和CHA2的电平的组合决定。
极性信号PHCA总是低电平。栅极信号GA1在缩短的再生时段(因此，所述晶体管10只有在这期间才导通)期间变成低电平，而栅极信号CA2在缩短的供电时段期间变成高电平(晶体管11只有在这期间才导通)。另外，栅极信号GA3总是低电平(晶体管12总是导通)，而栅极信号GA4总是低电平(晶体管13总不处于导通状态)。
图9是概念示意图，举例说明在上述周期期间按照由激励逻辑单元6所进行的控制形成的线圈电流路径。
路径A是在缩短的供电时段期间形成的。电流沿着路径A输送到所述线圈，并且供电电流逐渐增加。
一旦供电电流超过由阶梯信号VCA表示的电流，所述周期便向流通防护周期移动，并形成路径B。所述再生电流从所述线圈沿着路径B通过续流二极管14和晶体管12循环，然后逐渐地衰减。
在所述缩短的再生时段中，形成路径C。所述再生电流从所述线圈在沿着路径C经由晶体管10和12流通时逐渐地衰减。再生电流沿着路径循环的这种状态是同步整流。
提供直通防护时段，以便使晶体管10和11两者不会在电流路径从一个向另一个切换时同时进入导通状态而使电流源8短路。
在每个脉宽调制基准信号周期重复上述控制操作，并通过由阶梯信号代表的极限值控制所述线圈电流。
其次，描述不进行同步整流的情况。
图10是波形图，表示不进行同步整流时与对线圈电流进行的控制有关的主控制信号随时间的变化。该图说明极性信号PHCA处于低电平而同时SR禁止信号MMCPA处于高电平时的情况。
在所述情况下，不进行同步整流，SR禁止信号MMCPA变成高电平并屏蔽信号CHA2。结果，栅极信号GA1的电平不仅在缩短的供电时段和直通防护时段期间，而且在缩短的再生时段期间维持在高电平，因此晶体管10不导通。结果，所述线圈电流沿着路径B经过续流二极管不断循环，并逐渐地衰减。就是说，不进行同步整流。
不进行同步整流时，所述再生电流由于续流二极管14.的电压损失而被抑制。因此，与进行同步整流的情况相比，储存在所述线圈19a中的能量快速减小，从而使再生电流快速衰减。
当极性信号PHCA处于高电平时，以图7中所示电路左-右镜像反转的方式进行上面描述的同一操作。
按照上述配置，为了禁止同步整流，当阶梯信号VCA以相对较快的速率减小时，输出SR信号禁止MMPCA。由此，所述线圈电流在这期间快速衰减，并因此使线圈电流紧紧跟随所述极限值。而且，在上述周期以外的时间里，通过减轻线圈电流的衰退而提高电源效率。
1.5禁止同步整流的功能如上所述，与进行同步整流时相比，不进行同步整流时来自所述线圈的再生电流快速衰减。这将利用下列等效电路解释。
图11A和11B是图9中所示路径C和路径B的等效电路。图中示出这样两个等效电路它们考虑到由于马达的旋转而出现在所述线圈的反电动势但忽略所述晶体管的导通电阻。在这些附图中，I＝线圈电流，L＝所述线圈的电抗值，R＝所述线圈的电阻，而E是由于转子旋转时发生磁场变化而在所述线圈出现的反电动势。为了简单起见，假设E是与所述马达的转速有关的常数。
这里，t＝以供电周期切换到再生周期的时刻为基点(即，t＝0)的时间，I0＝t为0时的线圈电流，r＝L/r(时间常数)，而Vd＝续流二极管的电压损失。图11A中的进行同步整流的等效电路的线圈电流值Ia，可以用以下方程式表示Ia＝(I0+(E/R)×exp(-t/τ)-E/R (0≤t) (方程式1)图11B中不进行同步整流的等效电路的线圈电流值1b表达为
Lb＝(I0+(E+Vd)/R)×exp(-t/τ)-(E+Vd)/R (0≤t) (方程式2)图12是曲线图，表示分别用方程式1和方程式2表达的再生电流衰减特性的例子。图中示出的这些例子中假定Vd为大约0.7V而E比-Vd小得多。
从方程式1可知，数值-(E/R)随着马达旋转速度增大而增大，其结果是线圈电流衰退减慢。若禁止同步整流，则线圈上出现的反电动势被续流二极管的电压损失抵销，因此将会加速线圈电流的衰减。
这意味着，当极限值的绝对值快速减小时，禁止同步整流将使线圈电流紧紧地跟随极限值。所述效果是显著的，在线圈电流衰减的时候马达旋转速度高时尤为如此。
1.7评论使用阶梯作为基准信号存在一个问题。即，因阶梯信号的电平逐渐增大和减小时出现的转矩波动而产生噪声和振动。但是，本发明的基准信号VCTA没有逐渐的电平变化。因此，本发明完全消除了上述问题。
为了阻止振动和噪声，线圈电流被控制为例如由近似正弦基准信号表示的极限值。在这种情况下，当基准信号VCTA正以较快速率减小时，通过禁止同步整流，使线圈电流以高速率衰落。因此，线圈电流密切跟随极限值。在上述周期以外的时间，通过经由同步整流缓和线圈电流衰落来提高电流电源效率。
因此，根据基准信号VCAT的减小速率提供同步整流的实行和禁止时段使得能够实现振动和噪声的充分减小以及取得良好的电流电源效率。
另外，本发明的步进马达驱动装置利用电流斩波法对输送到线圈的电流实行PWM控制。这与电流通过电压控制被提供给线圈的情况相比，实现了低功率操作。
应当指出，供电电流测量单元140a可以仅由电阻器、而不是由导通电阻调整电路24和晶体管23来构成。此外，供电电流测量单元140a不一定需要包括运算放大器21。
2.第二实施例本发明的第二实施例的步进马达驱动装置与第一实施例的不同之处在于产生基准信号的方式。根据第二实施例，在装置中通过识别时钟信号的脉冲频率来产生上述变化速率信号。然后，利用变化速率信号产生基准信号。下面主要描述第二实施例与第一实施例的差异。
2.1与基准信号生成有关的主要部件的配置图13是原理框图，表示与第二实施例中的基准信号生成有关的配置。与第一实施例相比，增加了脉冲鉴频单元22。在第一实施例中，变化速率信号FDA从外部提供。但是，在第二实施例中，脉冲鉴频单元22通过识别时钟信号CLKP的脉冲频率产生变化速率信号FDA。
图14是原理框图，表示脉冲鉴频单元22的配置。
第一单稳多谐单元是采用数字电路构建的单稳态多谐振荡器。与时钟信号CLKP同步地触发第一单稳多谐单元，而第一单稳多谐单元在识别信号MCLK的8个脉冲的时段输出其输出信号OUT1。
第二单稳多谐单元是采用数字电路构建的单稳态多谐振荡器。第二单稳多谐单元在输出信号OUT1的输出结束时被触发，并在识别信号MCLK的8个脉冲的周期输出其输出信号OUT2。
信号J1表示输出OUT1以及OUT2时的时段，而信号J2则表示没有输出OUT1以及OUT2时的时段。
脉冲鉴频单元22根据后续OUT1的输出是在先前OUT2的输出期间还是在先前OUT2的输出之后开始，来区别时钟信号CLKP的短和长周期(即脉冲频率)。
2.2脉冲鉴频单元22的操作图15是波形图，说明脉冲鉴频单元22中主信号的时间变化。
图15的左半侧表示其中的时钟信号CLKP的周期为短(即高脉冲频率)的情况。在这种情况下，后续OUT1的输出在先前OUT2的输出期间开始。因此，信号J1与时钟信号CLKP同步输出，而信号J2没有被输出。因此，触发器保持设置状态，以及变化速率信号FDA保持为高电平。
图15的右半侧表示其中的时钟信号CLKP的周期为长(即低脉冲频率)的情况。在这种情况下，后续OUT1的输出在先前OUT2的输出之后开始。因此，信号J2与时钟信号CLKP同步输出，而信号J1没有被输出。因此，触发器保持重置状态，因而变化速率信号FDA保持为低电平。
3.第三实施例本发明的第三实施例的步进马达驱动装置与第二实施例的不同之处在于与基准信号VCTA的生成有关的配置。下面主要描述第三实施例与第二实施例的差异。
3.1与基准信号生成有关的主要部件的配置图16是原理框图，表示与第三实施例中的基准信号生成有关的配置。与第二实施例相比，采用积分电路25而不是积分电路3。
3.2积分电路25积分电路25包括由变化速率信号FDA以及程序信号PRG控制的开关，以便调整确定时间常数的电阻。
图17是原理框图，表示积分电路25的详细配置。为了选择适应某种情况的适当时间常数，ROM预先存储多个时间常数中的每个的信息。这个信息表明相应开关是否应当为短路/开路，从而得到预定时间常数。积分电路25根据变化速率信号FDA和程序信号PRG从ROM读取信息。然后，积分电路25向相应的开关输出信号，每个信号指示预定开关处于读出信息表明的短路/开路状态。
在本配置中，为积分电路25提供例如与阶梯信号VCA的阶梯电平一致的程序信号PRG以及通过识别阶梯信号VCA的阶梯周期得到的变化速率信号FDA。因此，积分电路25能够设置适当的时间常数，以及得到跟随阶梯信号VCA的平均梯度的基准信号VCTA。
这里，如第一实施例中所述的利用近似正弦阶梯信号VCA的情况是充分和具体的实例。在这种情况下，可在阶梯信号VCA的陡度变得较大时、例如在阶梯生成单元的升降计数器表示0与7之间的计数值时，提供程序信号PRG。根据这种程序信号PRG，基准信号VCTA呈现更近似的正弦波形，它精确地跟随暂时变化的阶梯VCA的平均梯度。因此，进一步减小了所产生的振动和噪声。
4.第四实施例本发明第四实施例的步进马达驱动装置与第一实施例的差异在于添加用于延迟后的极性信号的单元。以下主要描述第四实施例与第一实施例的差异。
4.1总体配置图18是功能框图，表示按照第四实施例的步进马达驱动装置的总体配置。应当指出，由所述装置驱动的步进马达也示于所述图。所述步进马达驱动装置是通过在第一实施例上添加定时调整单元116a而配置成的(见图1)。定时调整单元116a在延迟特定时段后向激励逻辑单元6输出极性信号PHCA。
4.2定时调整单元116a图19是功能框图，表示定时调整单元116a的详细配置。输入极性信号PHCA和延迟信号DCLK，定时调整单元116a输出延迟后的极性信号G。
延迟信号DCLK是其周期比阶梯信号VCA的每个阶梯的一个脉冲短的时钟信号。例如，从脉宽调制基准信号发生单元1输出的所述脉宽调制基准信号能被用作延迟信号DCLK。图18中，省略了提供延迟信号DCLK的信号线。
定时调整单元116a根据延迟信号DCLK对极性信号PHCA的上升沿同步地和下降沿进行微分，以便分别产生信号a和信号E。延长信号A，以产生信号C，而同时延伸信号E，以产生信号F。然后通过将信号C和E与极性信号PHCA合成，定时调整单元116A输出延迟后的极性信号G。
图20是波形图，举例说明与相位翻转定时的校准有关的主信号随时间的变化。在所述例子中，使每一信号C和E的输出周期基本上与阶梯信号VCA的一个阶梯的时段匹配。所述输出时段对应于使基准信号VCTA的电平(亦即线圈电流的极限值)降低近似等于阶梯信号VCA的一个阶梯的数量所需的时段。结果，获得延迟后的极性信号G，它是延迟了上述时段的极性信号PHCA。
4.3将极性信号延迟的作用图21A和21B是说明极性信号的延迟作用的示意图和表示线圈电流随时间的变化的波形图。图21A描述利用延迟后的极性信号G的情况，而图21B描述利用无延迟的极性信号PHCA的情况。应当指出，每一条垂直线都表示脉宽调制基准信号下降沿的时间点(未示出)。极性信号PHCA应当大约在阶梯信号VCA的电平到达零的同时翻转其相位。
当延迟后的极性信号G或者极性信号PHCA改变它的符号(正的或者负的)时，反转所述基准方向(亦即对应于当前值的符号的电流方向)。图中示出各自具有表示所述基准方向的符号(+/-)的电流极限值VCAxG和VCAxPHCA。分别根据带符号的极限值VCAXG和VCAXPHCA控制流入所述线圈的供电电流。
在利用无延迟的极性信号PHCA的情况下，在极性信号PHCA的相位已经翻转之后，从脉宽调制基准信号的第一个下降沿的时刻起，开始从电源电路供应电流。所述电流供应一直延续到线圈电流开始沿着与电流供应开始时循环的再生电流的方向相反的方向流动为止，并达到由基准信号VCTA代表的极限值。上述操作举例说明于图16B。在这种情况下，线圈电流的波纹系数大，妨碍驱动马达时振动和噪音的减小。
另一方面，在利用延迟后的极性信号G的情况下，当基准信号VCTA的电平已经充分地接近于零时，基准方向翻转。因此，与利用极性信号PHCA的情况相比，线圈电流的波纹系数保持小值。所述操作在图21A中举例说明。在这种情况下，可以充分减小驱动马达时引起的振动和噪音。
与延迟后的极性信号G的使用一起，还可以考虑在阶梯信号VCA的电平为零的周期内，停止向线圈供电。这样的一种控制可以利用例如解码电路和选通电路来实施。这里，当计数值DA0-DA3为零时，解码电路输出用于禁止供电的信号，并按照供电禁止信号选通电路屏蔽向触发器5提供脉宽调制基准信号。作为供电禁止信号，可以采用从图6中所示的顶栅电路输出的信号。
这种配置可以通过在阶梯信号VCA的电平为零的周期期间完全停止向所述线圈供电来改善电源效率。
4.4定时调整单元的变型图22是功能框图，表示图19中所示的定时调整单元的变型。在这种变型中，图14的各电路用单稳多谐振荡器代替，在所述各电路之一中，通过延伸信号A来产生信号C，而在所述各电路的另一个中，通过延伸信号E来产生信号E。单稳多谐振荡器中的每一个都利用数字电路构造。这种改型了的定时调整单元通过以与图19中所示的定时调整定时调整单元同样的方法进行操作来延迟后的极性信号PHCA。
5.第五实施例本发明第五实施例的步进马达驱动装置与第一实施例的差异在于系统地给用于实测的供电电流的放大器21的输出附加正的偏移量。以下主要描述第五实施例与第一实施例的差异。
5.1用于附加正偏移量的配置图23A和23B是功能框图，举例说明系统地给用于实测的供电电流的放大器21的输出附加正偏移量用的配置示例。两种配置都通过在供电电流测量单元140a放大器21非反相输入端(见图1)加入恒流源和电阻来构成。
利用图23A的配置，将通过给由晶体管23引起的电压降加上偏移电压IXR而获得的输入电压放大，并输出这放大了的输入电压。利用图23B的配置，将通过给由晶体管23引起的电压降加上偏移电压I×(R1+R2)/(R1×R2)而获得的输入电压放大，并输出这个放大了的电压。
图24是曲线图，表示用于线圈电流测量的放大器的输入-输出特性的分布。已知放大器的偏移量本身为零，所述放大器本身的输入-输出特性分布在带有负偏移量的特性曲线A和带有正偏移量的特性曲线C的范围之内，中心在通过原点的特性曲线B周围。这是因为输入-输出特性受各放大器之间个体差别和温度变化的影响。
按照特性曲线A，输出VOUT不是当输入VIN小于VDEAD时获得的。输出VOUT是用于复位脉宽调制控制用的触发器5并切断电流斩波用的晶体管的信号。若脉宽调制控制是根据通过带有特性曲线A的放大器实测的线圈电流执行的，则至少在线圈电流超过对应于VDEAD的电流之前，电流斩波用的晶体管不会被切断。换言之，不能将所述线圈电流控制成小于对应于VDEAD的电流。
图25是示意图，用以说明这引起的问题。该图举例说明利用各具有特性曲线A或者特性曲线B的放大器来测量线圈电流的情况。
在利用带有特性曲线A的放大器的情况下，不能将线圈电流控制成比对应于VDEAD的电流小的电流。因此，线圈电流，正如黑点线所表明的，由通过给对应于VDEAD的电流上加上由基准信号VCTA代表的极限值而获得的显极限值控制。在这种情况下，线圈电流的波纹系数增大，因为显极限值上出现的下降变得比基准方向相反时的正常值大。结果妨碍驱动马达时的振动和噪音的减小。
另一方面，在利用具有特性曲线B的放大器的情况下，直至线圈电流达到零才获得所述输出。因此，所述线圈电流，正如粗实线所表明的，受到由基准信号VCTA代表的极限值的精确控制。在这种情况下，可以充分减小驱动马达时引起的振动和噪音。
于是，若通过系统地在各自的放大器的输出上附加正偏移量来使特性曲线的分布向图19中的特性曲线B和D的范围移动，那么，即使在各放大器之间的个体差别和温度变化的最坏条件下，也可以避免放大器按照特性曲线A操作。结果，可以充分减小驱动马达时引起的振动和噪音。
5.2用于附加正偏移量的修改后的配置图26是电路图，表示用于系统地在放大器的输出上附加上正偏移量的不同的配置。所述电路图举例说明包括如图所示的8个晶体管M1-M8的运算放大器的等效电路。
这样制造所述运算放大器，使得预定的各晶体管具有由图26中所示的关系式定义的栅极长宽比。由此在不引入恒流源和电阻的情况下在所述放大器本身的输入-输出特性上附加正偏移量。
本发明包括一种其中把按上述方式制造的运算放大器用作供电电流测量用的放大器的配置。
6.第六实施例本发明第六实施例的步进马达驱动装置与第四实施例的差异在于(见图18)步进马达驱动装置接收表示阶梯信号各阶梯电平的串行数据，根据所述串行数据产生阶梯信号，并从所述阶梯信号产生基准信号。以下主要描述所述第六实施例与第四实施例的差异。
6.1总体配置图27是功能框图，表示按照第六实施例的步进马达驱动装置的总体配置。
与第四实施例相同的部件用一样的标号或符号标示，并省略对这些部件的说明。另外，因为给相应的线圈提供相同的部件，故以下只介绍第一线圈19a用的部件作为典型的例子，而不再描述其它线圈用的部件。
步进马达驱动装置包括脉宽调制基准信号发生单元1、接收单元32、脉冲鉴频单元22、基准信号发生单元160a、SR禁止单元115a、定时调整单元116a、脉宽调制控制单元120a、桥式整流电路130a、供电电流测量单元140a和电源8。
在用于信号接收控制的单元时间信号ENAB和位同步信号BCLK的控制下，接收单元32接收关于每一个线圈的表示阶梯信号各阶梯电平的串行数据DATA。然后，接收单元32把接收到的串行数据DATA转换为并行数据DATA。另外，接收单元32产生为阶梯信号的每一个阶梯提供一个脉冲的时钟信号，并向对应于所述线圈的基准信号发生单元160a提供提供时钟信号和并行数据。
通过从阶梯生成单元2取消改变速率切换单元、增减计数器和只读存储器来配置基准信号发生单元160a中的阶梯生成单元31a。因此，所述阶梯生成单元31a实际上是模数转换器。通过接收来自接收单元32的表示阶梯信号各阶梯的电平的并行数据，阶梯生成单元31a对关于阶梯信号每一阶梯的每一个脉冲的并行数据进行数模转换，并产生阶梯信号VCA。
6.2串行数据图28是定时图，表示接收单元32接收到的串行数据的一个单元。所述单元对应于一个线圈的阶梯信号的一个阶梯。对于各个线圈，在这样的单元中表示关于阶梯信号的各阶梯的串行数据。以一系列这种单元的形式接收所述串行数据。
串行数据DATA的一个单元包括八位，前三位用作识别线圈的住址A2-A0，随后的一位是增/减方向位SDD，而剩余四位用作表示阶梯电平的数据D3-D0。
应当指出，图28还显示在信号接收定时中接收单元32中主信号的时序变化。
6.3接收单元32图29是功能框图，表示接收单元32的详细配置。接收单元32包括地址计数器电路35、数据计数器电路34、串行-并行转换电路33、写入信号产生电路36、地址译码器电路37和寄存器电路38。
图30是功能框图，表示地址计算器电路35、数据计数器电路34、串行-并行转换电路33和写入信号产生电路36。
地址计算器电路35通过对所述串行数据各单元的同步信号BCLK的前四位进行计数，输出所述位输出地址完成信号ADO和ADT。这些地址完成信号ADO和ADT表示串行数据前四位的接收已经完成。
数据计数器电路34是通过地址完成信号ADO触发的。然后，数据计数器电路34通过对位同步信号BCLK的后四位进行计算输出数据完成信号DATC。数据完成信号DATC表示串行数据DATA所有八位的接收均已完全。
串行-并行转换电路33利用图25中所示的包括上面四个触发器的移位寄存器把串行数据DATA转换为并行数据。然后，在地址完成信号ADT的上升沿，串行-并行转换电路33把地址SAD0-SAD2和包括在前四位中的增/减方向位SDD锁存在该图中较低四个触发器。因此，把地址SAD0-SAD2和增/减方向位SDD从包括在后四位中的数据SD0-SD3分离出来。
写入信号产生电路36在输出数据完成信号DATC和单元信号ENAB两者的时段内输出写入信号REC。
图31是功能框图，表示地址译码器电路37的详细配置。
地址译码器电路37产生信号RCKA和RCKB，它们按照写入信号REC和地址SAD0-SAD2.，指令寄存器电路38存入所述数据SD0-SD3和增/减方向位SDD。信号RCKA也用作时钟信号CLKPA，而同时信号RCKB用作时钟信号CLKPB。这些时钟信号CLKPA和CLKPB分别为各个线圈的阶梯信号的每一阶梯提供一个脉冲。
图32是功能框图，表示所述电阻电路38的详细配置。
寄存器电路38具有分别对应于第一线圈19A和第二线圈19b的五位寄存器组A和B。接收到信号RCKA时，寄存器电路38把数据SD0-SD3和增/减方向位位SDD存储入寄存器组A并将其作为五位并行信号DA0A-DA3A和DA输出。接收到信号RCKB时，寄存器电路38把data SD0-SD3和增/减方向位SDD存储入寄存器组B，并将其作为五位并行信号DA0B-DA3B和DB输出。
然后，所述基准信号发生单元160a通过对关于由时钟信号CLKPA表示的指示阶梯信号每一阶梯的每个脉冲的并行数据DA0A-DA3A进行数模转换，产生阶梯信号VCA。
在这种情况下，由关于每一个阶梯的串行数据来表示阶梯信号VCA的各个阶梯电平。因此，有可能不仅获得第一实施例举例说明的近似正弦的阶梯信号，还获得接近任何波形的阶梯信号VCA。
7.其它变型已经按照上述实施例描述了本发明。然而，本发明显然不限制在这些实施例，下列情况也可以包括在本发明中。
<1>本发明包括步进马达驱动方法，其中采用在上述实施例中描述的步进马达驱动装置。可以通过由计算机系统执行的计算机程序来完成这些方法，或者可以通过表示所述计算机程序的数字信号来完成这些方法。
本发明也可以通过在其上记录上述计算机程序或者数字信号的计算机可读存储介质，诸如软磁盘、硬盘、CD(小光盘)、MO(磁光的)盘、DVD(数字通用光盘)或者半导体存储器来完成。
本发明也可以是经由由电信、有线/无线通信和因特网体现的网络发送的计算机程序或者数字信号。
可以把计算机程序或者数字信号存储在上述存储介质中并传输到独立的计算机系统，或者，可以经由上述网络传输到独立的计算机系统。然后所述独立的计算机系统可以执行所述计算机程序或者数字信号。
<2>在上述各实施例中，晶体管13和11用来对供电电流进行斩波控制。然而代之以利用晶体管10和12，也可以在减小振动和噪音方面达到同样的效果。
<3>虽然上述各个实施例举例说明两相步进马达，但是本发明不限于此。本发明还包括具有不同的相数的步进马达。五相步进马达就是其中的一个例子，其中利用各自具有相应的线圈的单独相位的基准信号分别控制向五个线圈提供的供电电流。
<4>第一实施例描述了基准信号产生单元包括用于产生阶梯信号的阶梯生成单元以及用于求阶梯信号的积分以产生其电平随时间连续变化的基准信号的积分电路的情况。但是，基准信号产生单元的内部配置不局限于此。
本发明还包括例如基准信号产生单元通过使用模拟振荡电路产生其电平随时间连续变化的基准信号的情况。
权利要求
1.一种步进马达驱动装置，它包括供电电流测量单元，用于测量提供给步进马达的线圈的供电电流；基准信号产生单元，用于产生表示所述供电电流的极限值并且其信号电平随时间连续变化的基准信号；斩波单元，用于在导通状态下使所述供电电流从其中通过，以及在非导通状态下阻止所述供电电流；脉宽调制控制单元，用于(i)在预定周期使所述斩波单元进入所述导通状态，以及(ii)当所述实测的供电电流在每个周期中超过所述极限值时，使所述斩波单元进入所述非导通状态；同步整流单元，用于在导通状态与所述线圈共同形成闭合电路；同步整流控制单元，用于在所述斩波单元处于所述非导通状态时的时段中，使所述同步整流单元进入所述导通状态，从而使来自所述线圈的再生电流在所述闭合电路中流通；以及同步整流禁止单元，用于在所述极限值正减小的时段的至少一部分中，禁止所述同步整流控制单元使所述同步整流单元进入所述导通状态。
2.如权利要求1所述的步进马达驱动装置，其中所述基准信号产生单元包括阶梯生成单元，用于产生阶梯信号；以及积分电路，用于通过求所述阶梯信号的积分来产生所述基准信号。
3.如权利要求2所述的步进马达驱动装置，其中所述积分电路通过利用与所述阶梯信号的电平的变化速率对应的时间常数求所述阶梯信号的积分，产生跟随所述阶梯信号的平均梯度的所述基准信号。
4.如权利要求3所述的步进马达驱动装置，其中所述积分电路获取表示所述阶梯信号的电平的所述变化速率的变化速率信号，并根据所述变化速率信号确定所述时间常数。
5.如权利要求3所述的步进马达驱动装置，其中所述阶梯生成单元通过对为所述阶梯信号的每个阶梯提供一个脉冲的脉冲信号计数，产生所述阶梯信号，所述步进马达驱动装置还包括识别单元，用于识别所述脉冲信号的脉冲频率，以及所述积分电路根据所述识别的结果来确定所述时间常数。
6.如权利要求2所述的步进马达驱动装置，其中还包括接收单元，用于接收表示所述阶梯信号的每个阶梯的电平的数据信号，其中所述阶梯生成单元通过在对应于每个阶梯的时段中对所述接收的数据信号进行数模转换，产生所述阶梯信号。
7.如权利要求1所述的步进马达驱动装置，其中还包括桥式整流电路，其中包括所述斩波单元、所述同步整流单元以及多个开关单元，并且用于对所述供电电流进行整流；以及基准方向控制单元，用于通过使所述桥式整流电路中的每个所述开关单元进入预定状态来反转所述待控制的供电电流的基准方向，其中所述预定状态为所述导通状态和所述非导通状态之一。
8.如权利要求7所述的步进马达驱动装置，其中所述基准方向由极性信号表示，所述步进马达驱动装置还包括定时调整单元，用于把所述极性信号延迟所述极限值减小预定量所需的时段，以及所述基准方向控制单元根据所述延迟后的极性信号反转所述基准方向。
9.如权利要求8所述的步进马达驱动装置，其中所述基准信号产生单元包括阶梯生成单元，用于产生阶梯信号；以及积分电路，用于通过求所述阶梯信号的积分来产生所述基准信号，以及所述脉宽调制控制单元在所述阶梯信号的电平为零时的时段内使所述斩波单元保持非导通状态。
10.如权利要求1所述的步进马达驱动装置，其中所述供电电流测量单元是与所述线圈串联的电阻器，并且利用出现在所述电阻器两端的电压来测量供电电流。
11.如权利要求10所述的步进马达驱动装置，其中所述电阻器可以是导通状态的半导体元件。
12.如权利要求10所述的步进马达驱动装置，其中所述供电电流测量单元输出通过把正偏移量附加到所述实测的供电电流而获得到的测量结果，以及所述脉宽调制控制单元(i)在所述预定周期使所述斩波单元进入所述导通状态以及(ii)当所述测量结果在每个周期中超过所述极限值时使所述斩波单元进入所述非导通状态。
13.如权利要求1所述的步进马达驱动装置，其中所述步进马达具有与多个相位一一对应的多个线圈，所述供电电流测量单元测量所述多个线圈中的每个线圈的所述供电电流，所述基准信号产生单元产生所述多个线圈中的每个线圈的所述基准信号，为所述多个线圈中的每个线圈提供所述斩波单元，以及在所述导通状态下把所述供电电流传送给每个所述线圈而在所述非导通状态下停止输送到所述每个线圈的所述供电电流，对于所述多个线圈中的每个线圈，所述脉宽调制控制单元(i)在所述预定周期使所述对应的斩波单元进入所述导通状态以及(ii)当所述实测的供电电流在每个周期中超过所述极限值时使所述对应的斩波单元进入所述非导通状态，为所述多个线圈中的每个线圈提供所述同步整流单元，并且在所述导通状态下所述同步整流单元与所述对应的线圈共同形成单独的闭合电路，对于所述多个线圈中的每个线圈，所述同步整流控制单元控制所述对应的同步整流单元，从而使来自所述线圈的所述再生电流在所述对应的闭合电路中流通，以及对于所述多个线圈中的每个线圈，所述同步整流禁止单元禁止所述对应的同步整流控制单元使所述对应的同步整流单元进入所述导通状态。
14.一种驱动装置用的步进马达驱动方法，所述驱动装置具有同步整流单元，所述同步整流单元在导通状态下与包括在步进马达中的线圈一起形成闭合电路，所述步进马达驱动方法包括以下步骤(a)测量加到所述线圈上的供电电流；(b)产生表示所述供电电流的极限值并且其信号电平随时间连续变化的基准信号；(c)在预定周期使所述供电电流开始流向所述线圈，并在所述实测的供电电流在每个周期中超过所述极限值时停止所述供电电流；(d)当所述供电电流被停止时，使所述同步整流单元进入导通状态，从而使来自所述线圈的再生电流在所述闭合电路中流通；以及(e)在所述步骤(d)中，在所述极限值正减小的时段的至少一部分时段内禁止所述同步整流单元进入所述导通状态。
15.如权利要求14所述的步进马达驱动方法，其中所述步骤(b)包括产生阶梯信号的阶梯生成子步骤；以及通过求所述阶梯信号的积分来产生所述基准信号的积分子步骤。
16.如权利要求15所述的步进马达驱动方法，其中所述积分子步骤通过利用与所述阶梯信号的电平的变化速率对应的时间常数求所述阶梯信号的积分，产生跟随所述阶梯信号的平均梯度的所述基准信号。
17.如权利要求14所述的步进马达驱动方法，其中还包括以下步骤(f)获取表示所述待控制的供电电流的基准方向的极性信号；(g)把所述极性信号延迟所述极限值减小预定量所需的时段，以及(h)根据所述延迟后的极性信号反转所述基准方向。
18.如权利要求14所述的步进马达驱动方法，其中所述步骤(a)包括把正偏移量附加到所述实测的供电电流的偏移量附加子步骤，所述步骤(a)获取其中已经附加了所述正偏移量的所述供电电流作为测量结果，所述步骤(c)在所述预定周期使所述供电电流开始流向所述线圈，并在所述测量结果在每个周期中超过所述极限值时停止所述供电电流。
全文摘要
基准信号产生单元110a在积分电路3中对阶梯生成单元2产生的阶梯信号求积分，从而产生表示供电电流的极限值并且其信号电平随时间连续变化的基准信号VCTA。按照PWM控制单元120a的控制，桥式整流电路130a利用电流斩波法使线圈供电电流保持为极限值。另外，当供电被停止时，桥式整流电路130a执行同步整流，其中使晶体管10和12进入导通状态，以及再生电流在与线圈19a共同形成的闭合电路中流通。当基准信号VCTA较快地减小时，同步整流禁止单元11 5a在供电被停止时禁止晶体管10和12之一进入导通状态。
文档编号H02P8/10GK1630183SQ20041010497
公开日2005年6月22日 申请日期2004年12月20日 优先权日2003年12月19日
发明者深水新吾, 大西胜裕 申请人:松下电器产业株式会社