专利名称：开关电源装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及开关电源装置，例如适用于以开关元件通断直流电源来获得交变信号，并通过整流/平滑该交变信号来获得任意直流电力的装置。
背景技术：
近年，随着耐高频的较大电流与电压的开关元件及器件的开发，可从商用电源较容易地变换为直流电力的开关电源装置得到普及。
图1表示一例相关开关电源的方框图。
该图中，11是可连接到商用电源的连接器，12是用以除去开关电源发生的噪声的输入滤波器，13是用整流二极管将交流电源整流后获得直流电压(Vin)的整流电路。
14是有一次线圈N1、二次线圈N2和三次线圈N3的变压器(T1)，15是负载电路(用电设备装置)，它由该变压器(T1)14的二次线圈感应的交变电力经整流二极管D3和平滑电容C2变换成直流的输出电压(Vo)供电。
该负载电路15是一种电子设备(例如，数码摄像机、视频摄像机、小型TV等)，其中设有二次电池，负载电路在动作停止状态下给二次电池充电，而负载电路在工作状态时被供给使负载电路工作的电力。
16和17是用以检出输出电压(Vo)和输出电流(Io)的运算放大器(OP1)、(OP2)，18是由上述运算放大器16、17的检测信号经由二极管D1、D2输入的光敏二极管和光敏晶体管构成的光耦合器(PH1)，上述运算放大器(OP1)、(OP2)的输出成为检出负载电力的检测部件的信号，由上述光耦合器(PH1)从光敏二极管传送到光敏晶体管，再连接到控制电路19的FB端子，作为对开关元件即晶体管Q1进行导通和截止控制的控制信号。
还有，开关元件Q1可由MOSFET构成。
另外，由普通IC电路构成的控制电路19上，经由二极管D4和平滑电容C1构成的整流电路供给三次线圈N3上感应的电力。
以下，就上述开关电源的动作进行说明。
若从上述将交流电源整流后的直流电压(Vin)经由起动电阻Rp向控制用IC电路有少量起动电流流入而使控制电路19的电压(Vcc)转移至动作区域，则根据从控制电路19输出的驱动脉冲，例如用开关元件Q1以100kHz的振荡频率来通断流入变压器(T1)14的一次线圈N1的电流。
以下，作为回扫(fly-back)方式的电源对本电源进行说明，例如在开关元件Q1导通时一次线圈N1中蓄积的电磁能在开关元件Q1截止时在变压器(T1)14的二次侧线圈(N2)和三次线圈(N3)上产生感应电力。
上述开关电源的输出电压控制中，用二极管D3、平滑电容C2对从二次侧线圈(N2)感应的电压进行整流，其输出电压(Vo)输入到运算放大器(OP1)16的-端子，同时与运算放大器16(OP1)的+端子被输入的基准电压REF1，与上述输出电压(Vo)进行比较，该输出电压(Vo)和基准电压REF1的误差信号经由二极管D1连接到光耦合器(PH1)18。
然后，上述电压的误差信号经光耦合器(PH1)18从二次侧传递到一次侧，并通过在控制电路19内部构成的脉宽调制电路(PWMPulse width modulation)控制一次侧的开关元件(Q1)的导通期间，进而控制供给二次侧的电力。
结果，控制成由上述二次侧的基准电压即运算放大器16的基准电压REF1设定的输出电压。
另一方面，流入上述负载电路15的输出电流(Io)流过由低电阻构成的电阻R1，流过电阻R1的电流量经电压变换后，经由基准电压REF2连接到运算放大器(OP2)17的+端子。
运算放大器(OP2)17的-端子与连接上述基准电压REF2的电阻R1的另一端子相连，比较该基准电压REF2和流过上述电阻R1的电流量。
运算放大器(OP2)17比较以基准电压REF2设定的电流量和流过电阻R1的电流量，该误差信号经由二极管D2输入光耦合器(PH1)18。该输出电流的误差信号与上述电压控制时一样，由一次侧的控制电路(IC电路)19对开关元件Q1的通断比进行控制，使输出电流Io成为用基准电压REF2设定的预定电流量。
如上所述，形成了检测部件，其中运算放大器(OP1)16将输出电压Vo控制成预定电压，运算放大器(OP2)17将输出电流Io控制成预定电流。
以下，就基于上述动作在输出电流Io不流过负载电路15的无负载时的动作进行说明。
通常，有负载电流(Io)流过时，控制电路19(PWM IC控制电路)经控制以某一预定基本振荡频率例如基本频率100kHz重复振荡，并对应于负载电力对开关元件Q1的导通期间进行PWM控制。
另一方面，无负载时，如后述那样进行控制，以在脉宽最小的脉冲期间将上述基本频率转移到低频侧而低频振荡。用图2的波形表示这种定时中的开关元件Q1的基极波形和集电极波形。
有负载电流流过时，从控制电路19(PWM控制电路)输出的开关元件Q1的基极波形例如以f1(100kHz)振荡，但成为接近最小脉宽的无负载时振荡频率减小，例如以f2(20kHz)振荡。这是由于即使在无负载时也需要运算放大器16、17、光耦合器18等的驱动电力以及将控制电路19设成工作状态的驱动电力，即将开关元件Q1的导通期间保持一定而对截止期间进行可变控制，使输出电压成为预定电压，从而通过对截止(OFF)期间的可变控制而减小振荡频率。
特开平10-14217号公报中公开了轻负载时(检出负载大小)进行PFM(频率下降)控制的内容，但未记载该时的导通(ON)脉宽、交流输入电压等。
以下，通过图3和图4就这种控制中存在的问题进行说明。
图3中在横轴上表示了相对于负载侧二次线圈的电流变化定时的从光耦合器18输出的负载电力的检测信号(FB端子电压)、开关元件Q1的集电极以及基极电压波形的变化。
图3中示出设备在工作状态下从二次侧流过Max负载电流(例2A)的模式变成设备待机模式的情况，负载电流较缓慢减小时，FB端子电压也从高电压值缓慢地下降，变化到Min负载工作状态。
在该期间电源的电力变换在基本频率(例100kHz)下进行，成为仅缩短开关元件的导通时间的脉宽变换动作(PWM控制)。
接着，通过负载电流的进一步减小，FB端子电压也下降，若该FB电压值下降到频率可变(VCO)开始电压(本例中设定为1V)电平以下，则成为开关元件的开关频率向低频下降的频率可变动作。另外，该时刻三次线圈的直流电压V3也开始下降。于是，本发明的实施例中在无负载时(待机时)，例如用1.5kHz的振荡频率来稳定无负载时的动作。
接着，参照图4的波形，就发生了急剧的负载变动时的情况进行说明。
如上所述，若设备工作时的Max动作(例2A)状态因设备的断电等造成负载电流急剧减小而成为负载电流为零的无负载动作，则因上述Max负载电流的流过而产生的电压降在负载电流为零时与输出电压相重叠(负载电流为零的时刻)，结果，二次侧的电压瞬间成为控制输出电压值(Vo)以上，暂时停止向二次侧的电力变换。这时控制电力变换的信号即FB(反馈)电压值在负载电流为零时从H电平(高电平)急剧向L电平(如图4所示)下降，并因下降到输出停止电压电平以下而发生电力变换停止(开关频率停止)。
就是说，该时刻电力变换用IC的输出(开关元件Q1的导通脉冲(ON pulse))因振荡停止而成为截止状态。
电力变换停止使三次线圈电压(V3)也开始逐渐下降，该电压V3也下降到构成控制电路19的IC动作停止电压(例如9V)以下。
一旦成为IC动作停止电压，即使上述FB电压变得比输出停止电压值高，该控制电路用IC电路的动作也一直处于停止状态。
从而，控制IC成为动作停止电压以下，被开始基于再次起动电路的起动开始的动作。
该起动过程中，经前述图1的电阻Rp而起动电流流入控制电路19，经过某段时间后若控制电路19的IC电路的动作范围(动作开始电压)成为(如本实施例中的)16V，则输出电压开始上升。三次线圈的整流电压V3例如成为V3＝16V以上(图4所示)，开始IC动作，该时刻才开始对二次线圈、三次线圈的电力变换。
采用这种IC电路的控制电路19具有以上的动作特性，因此，在构成控制电路19的IC电路的动作停止至开始起动的期间，控制二次侧的设备(如虚线所示)并导通电源时，负载电流急剧增加，但由于控制电路19处于动作停止状态而不传输电力，结果，输出电压Vo在该导通电源时刻下降(如虚线所示)，起动开始后逐渐上升。因此，发生在该期间连设备的动作也不能开始的问题。
如此，在负载设备动作开始的瞬间电源的输出电压下降的情况，成为发生设备侧的系统微型计算机的复位误差或使设备不稳定地动作的要因。
并且，近年来降低设备侧耗电的研究已取得进展，待机时负载电流也接近零的低耗电设备正逐渐商品化，待机模式因输出电压的下降而变成动作停止模式，这样，保存设备工作状态的元件会需要被复位。
例如，用摄像机等周期性录像时，若录像暂时结束为了省电而成为待机时的零电流模式，会发生设备动作被复位而不能继续录像的情况。
本发明旨在提供如上述那样在设备侧的起动或停止等负载急剧变动时稳定供给输出电压的开关电源装置。
发明的公开本发明的开关电源为解决上述问题而构思，该开关电源装置中设有从交流电压变换为直流电压的整流电路；经由变压器的一次线圈通断从该整流电路获得的直流电压的开关元件；电力变换部件，它包括通过上述开关元件的通断感应产生与供给上述变压器的一次线圈的电力对应的电力的二次线圈和三次线圈，对从上述二次线圈输出的电力进行整流/平滑后供给二次侧的负载电路；控制信号检测部件，它用将从上述三次线圈获得的电力整流/平滑后的直流电压来驱动，将上述二次线圈供给上述负载电路的电力控制成为预定的电压和电流；以及控制电路，该电路包括振荡部和PWM调制部，该振荡部控制上述开关元件的导通期间，以基于由上述检测部件检出的控制信号使向上述二次侧供给的电力成为预定值，其特征在于上述开关电源装置中还设有将从上述三次线圈获得的直流电压和基准电压进行比较的比较部件和将上述检测部件的控制信号供给上述控制电路的电路；上述三次线圈的直流电压设定为上述控制电路的最低工作电压值以上，同时因上述负载电路的突然断电而成为振荡停止状态并成，为上述最低工作电压以下时，基于从上述比较部件输出的信号解除上述控制电路的振荡停止状态，进而控制开关元件的导通期间。
附图的简单说明图1是表示普通开关电源原理图的方框图。图2表示开关元件的驱动脉冲和输出波形图。图3是表示负载电路的电流变化时的控制信号FB和导通脉宽的关系的波形图。图4是负载电路突然断电时各部分的波形图。图5是表示本发明的一例开关电源装置的方框电路图。图6表示开关元件驱动控制电路(IC)的位置例的方框电路图。图7是表示图6的各部分的动作的波形图。图8是表示Vcc电压与振荡频率及FB端子电压之间的关系的曲线图。图9是表示起动和瞬态负载变动模式中的Vcc电压变化的曲线图。图10表示与瞬态负载变动时对应的各部分的电压和信号的波形图。
本发明的最佳实施方式图5的方框电路图中示出本发明的开关电源装置的一实施例。
图5中与在前所示的图1相同部分上采用同一符号，省略其详细说明。
就是说，经由商用交流电源的连接器11、输入滤波器12、整流电路13变换成直流电源(Vin)，例如开关元件Q1以100kHz的振荡频率，控制流过变压器(T1)14的一次线圈N1的电流，在变压器(T1)14的二次侧线圈(N2)和三次线圈(N3)上产生感应电力。
由上述二次侧线圈(N2)感应产生的电压通过二极管D3、电容C2的整流电路变换成直流电压源Vo，向下一级的负载电路(电子设备装置)15供电。
该输出电压(Vo)被输入运算放大器(OP1)16的-端子。
另一方面，运算放大器(OP1)16的+端子上被输入基准电压REF1，并与上述输出电压Vo进行比较，与基准电压的误差信号经由二极管D1连接到光耦合器(PH1)18。
上述电压误差信号经由光耦合器18从二次侧传递到一次侧，通过内置脉宽调制电路(PWMPulse width modulation)的控制电路19控制一次侧的开关元件(Q1)的导通期间，进而控制供给二次侧的电力。
另一方面，电阻R1检出流过负载电路15的输出电流Io的电流量。流过电阻R1的电流量经电压变换后经由基准电压REF2输入到运算放大器(OP2)17的+端子。
并且，运算放大器(OP2)17的-端子与上述电阻R1的另一端子相连，从而比较流过上述电阻R1的电流量。
运算放大器(OP2)17对以REF2的基准电压设定的电流量和流过电阻R1的电流量进行比较，该误差信号经由二极管D2输入到光耦合器18。该输出电流的误差信号与上述电压控制时一样，由一次侧的控制电路19(IC PWM控制电路)对开关元件Q1进行控制，以使输出电流(Io)成为基准电压REF2设定的预定电流量。
如上所述，在检测电路的结构中，运算放大器(OP1)16将输出电压Vo控制为预定的电压，运算放大器(OP2)17将输出电流Io控制为预定的电流，该检测电路与光耦合器18一起构成控制信号的检测部件。
还有，由三次线圈(N3)感应产生的电压经由二极管D4、平滑电容C1的整流电路供给，作为设于一次侧的控制电路19(PWM控制IC电路)的工作电压源，不仅可作为开关元件Q1的驱动用信号使用，而且在该控制电路19中，尤其在电源的输出容量为较低电力时，可将开关元件Q1在于IC电路内一体化形成。
还有，本实施例具有以下特征在控制电路19的内部或外部(如图所示)，设有对三次线圈的输出电压V3和基准电压REF3进行比较的电压比较器20(OP3)，用该电压比较器20的输出来控制晶体管Q2，同时经由该晶体管Q2，FB电压被提供给构成控制电路19的IC电路。
以下，就输出电流Io不流入负载电路15的无负载时的动作进行说明。
如上所述，通常有负载电流流过时，IC化的控制电路19(PWM控制电路)提供以某预定的基本振荡频率(例如100kHz)振荡的、经PWM控制的脉冲信号，而无负载时，使脉宽保持一定使振荡频率降低为低频。
如上所述，运算放大器(OP1)16将输出电压Vo控制成预定的电压，且运算放大器(OP2)17将输出电流Io控制成预定的电流。
另外，由上述三次线圈(N3)感应产生的电压，经由二极管D4和电容C1的整流电路，作为一次侧的PWM控制IC(控制电路19)的工作电压源并用于驱动开关元件Q1。
本发明的实施例中，上述三次线圈电压V3被输入电压比较器(OP3)20的+端子，电压比较器(OP3)20的-端子与基准电压REF3相连，从而检测V3电压。
而且，三次线圈的整流电压V3比基准电压REF3高时，电压比较器20的输出成为H电平状态，并将晶体管Q2设成导通状态。
晶体管Q2的集电极与控制用的IC电路19相连，晶体管Q2的发射极与光耦合器18的一次侧晶体管的集电极相连。
就是说，只要三次线圈电压值V3成为预定的基准电压值以上，电压比较器20就使晶体管Q2导通，从而设成将导通光耦合器18的电力控制信号导通的状态，而三次线圈的整流电压V3成为基准电压值REF3以下时，使晶体管Q2从导通变成截止状态，从而控制光耦合器18的信号成为截止状态。
供给控制电路19的FB1信号，如后所述，在负载电流为Max负载时，FB端子电压成为1V以上(本例中)的高电压，对控制电路19驱动的开关元件Q1的输出脉冲(Q1的基极)成为最宽，随着该FB端子电压的下降，设定成使上述开关元件Q1的导通时间被控制成较短的脉宽控制动作。
还有，本例中，例如该FB端子电压成为1V(频率可变开始电压)以下时，使导通信号脉宽成为最小脉宽例如0.5微秒的一定的导通脉冲将开关频率逐渐控制成低频，伴随该频率的降低，将上述最小脉宽逐渐控制成较长，最大例如为1.3微秒脉宽的信号地控制开关元件Q1的导通期间。
如此，进行这样的控制根据控制电路19的FB端子电压，在有负载时以基本振荡频率切换而进行脉宽控制，而且在FB端子电压降低而成为频率可变开始电压以下时开始降低频率，通过降低该FB端子电压值来使上述低频振荡频率进一步降低。
如上所述，本发明中的对控制用的FB端子的控制信号，由连接于负载电路的二次侧的电压、电流(光耦合器的输出)和提供给控制电路19的三次线圈电压V3与预定的基准电压值(REF3)比较时的晶体管Q2的控制信号形成。
图6表示一例具有包含图5的一次侧的控制电路19的点划线部分的功能的IC电路框图。
图7表示上述图6中的控制用IC电路中的动作定时。
图6的电路中如图5所示，将交流电源整流后的直流输入电压Vin用恒流电路CC1例如以100μA的恒流，在开始起动时SW1导通的状态下向IC电路的Vcc(端子)线供电。
该Vcc线用带有磁滞作用的比较器COP0监视，例如在该电压成为16V时向电压监视控制电路的VCONT1输入信号。VCONT1根据该输出信号将振荡电路OSC、触发电路FF2、输出缓冲电路BF1等的主要电路设成工作状态。
这里，若振荡电路OSC成为工作状态，则开始如图7的波形图所示的三角波振荡，从三角波波形上部获得的脉冲信号作为触发脉冲TRC输入到触发电路FF2。通过向触发电路FF2输入触发脉冲TRC，将下一级的触发电路FF1的置位脉冲S输入到触发电路FF1的S端子。
另一方面，该IC电路的FB端子(反馈)上，经由晶体管T1连接了图5中的光耦合器PH1(18)的输出信号，被输入二次侧的负载电路的控制信号。
增加二次侧的输出电力时，光耦合器PH1接近截止状态，结果，FB端子的电压上升，相反二次侧的输出电力减小，这时光耦合器PH1接近导通状态而减小FB端子的电压。该情况由图7的FB信号表示。
该FB端子上将图5所示的晶体管Q2作为晶体管T1连接，该晶体管T1与图5所示的进行Vcc的电压检测的电压比较器20即运算放大器OP3连接，对晶体管T1的Vce(导通电压)进行控制。
该运算放大器OP3的+端子与Vcc端子，即三次线圈的整流电压V3被输入的端子相连，-端子上被输入基准电压REF3(例如最低工作电压8.5V)。结果，运算放大器OP3的动作通过基准电压REF3和Vcc电压的比较加以控制，即，Vcc＞REF3(8.5V)时，运算放大器OP3的输出成为H电平，使晶体管T1接近导通状态。在该条件下连接到上述FB端子的光耦合器PH1信号有效，用来自二次侧的控制信号使IC电路动作。
另一方面，若运算放大器OP3中Vcc＜REF3(8.5V)，则运算放大器OP3的输出被按照上述Vcc和REF3的电压差控制成从H电平向L电平变化。结果，晶体管T1根据上述电压差从导通状态向截止状态转变。(Vce变大)该动作产生的信号波形的变化定时用图7的FB1信号表示。根据该信号，在负载状态下将FB1、FB信号均设于H电平状态，通过减小负载电流，降低FB端子电压。
接着，若Vcc的电压下降时Vcc成为REF3(8.5V)以下，则对应于该电位差，FB端子一直维持L电平状态，只有FB1端子随着上述晶体管T1的Vce电压的增大而电压上升。
从而成为如同负载电流增加的工作状态。
该FB信号和FB1信号的电压差就是晶体管T1的集电极-发射极间电压(Vce)，且伴随使IC电路动作的Vcc电压的下降Vce电压增大，这表示将晶体管T1截止的方向。
如上动作的FB1信号输入用以改变频率的电路VC1，若该电压成为预定电平以下，则其输出被输入到振荡电路OSC的VOC端子，频率开始可变。
就是说，如图7的定时图所示，若FB1信号电压下降，则其电压通过VC1电路与VCO开始电压比较，若为该电压以下，则延长振荡电路OSC的上升时间，结果，控制成使频率减小。
晶体管T1的输出即FB1信号输入到比较器COP1的+端子，与其-端子的基准电压REF2(例0.5V)相比较。
若FB1电压为REF2电压以下，则COP1输出成为低电平，并经由SW2使触发电路FF1和FF2成为清零(clear)状态，并将表示图5的开关元件Q1的FET1控制成为截止状态。
图7的FF1-S信号中虚线的脉冲信号部分是被控制成上述截止状态的部分。
另外，FB1信号由电阻Rfb1和Rfb2分压，分压点电压信号＝FB2，经由电阻Rs输入到比较器COP2的-端子。该比较器COP2的+端子上被输入用电阻Rc对流过形成开关元件的FET1的开关电流Ic进行电流检测，并由Vic电压源进行电压移位后的信号，该开关电流Ic的信号和FB2电压经比较后被输入到逻辑电路PC1。
PC1逻辑电路对上述比较器COP2的信号和来自振荡电路OSC的信号(A点脉冲信号)进行逻辑处理，结果作为如图7所示的触发电路FF1的R信号输入到触发电路FF1的R(复位)端子。
如上所述，成为开关元件的FET1的导通的上升沿，如图7所示，被输入触发电路FF1的S信号后，触发电路FF1的Q输出成为L→H，从而开关FET1被控制成导通脉冲期间。
触发电路FF2进行为设定触发电路FET1的最低导通时间的波形整形，在触发电路FF1的S端子上输入S信号。触发电路FF1通过S信号的输入从Q输出端输出H电平信号，经由AND1逻辑电路、缓冲电路BF1，输入到开关FET1的栅极。
结果，开关FET1导通并流过开关电流。一旦有开关电流流过，就由上述电阻Rc检出开关电流，在该信号上重叠Vic电压，并将FB2信号和IC2信号在COP2上比较。(参照图7)
该比较器COP2的输出信号经由PC1逻辑电路输入到触发电路FF1的复位R端子，上述触发电路FF1的Q输出端被以R脉冲复位，输出成为H→L。该触发电路FF1的Q输出端输出L电平，从而上述开关FET1被控制成截止。
关于FB1信号，说明了通过在运算放大器OP1中检出Vcc电压，并控制晶体管T1的输出的情况，但该运算放大器OP1的输出不仅控制晶体管T1，还控制与反相电路IB1的输出端子相连的开关电路SW2。
开关电路SW2在Vcc电压成为REF3(例如8.5V)以下时将SW2电路开路使触发电路清零，即使FB1端子电压成为基准电压REF2电压(0.5V)以下也停止使开关元件即FET1的输出成为截止状态的功能。
另外，运算放大器OP1的输出经反相电路IB1极性反转，也与图6所示的晶体管T2的基极端子相连，在上述Vcc电压为基准电压REF3(8.5V)以下时晶体管T2导通，将比较器COP2的-端子设成L电平状态，结果，将比较器COP2的输出控制成H电平状态。(参照图7)还有，触发电路FF1设成这样的逻辑电路若置位信号S被输入则在S信号的期间向Q端子输出，即使复位信号已被输入。
因此，通过导通晶体管T2，在开关元件即FET1上能够设成触发电路FF1的S信号期间＝最低导通期间的导通脉冲控制模式。
还有，若在这里设置上述晶体管T2的功能，(T2固定为截止状态)则能够进行以基于FB2信号的导通期间控制上述开关FET1的导通期间宽度的脉宽控制。(该部分作为本发明的权利要求2)图8汇总表示以上的本发明的实施例的动作。
该图表示FB端子电压的一例，横轴为开关频率的变化、纵轴为IC电路的工作电压，以下，基于该图就Vcc和FB电压的频率控制方法进行说明。
箭头A的部分表示负载电流流过的状态，FB端子电压例如成为0.8V以上，以基本频率为本例中的100kHz的频率将开关导通期间宽度根据负载的状态进行控制的PWM控制模式。
另外，该PWM控制模式时的最小导通脉宽例如为0.5微秒。
箭头B的区域表示负载电流减小、FB端子电压在频率控制电压以下，本例中为0.8V以下时，成为最低导通期间的状态下的频率控制模式，且按照FB端子电压的减小，频率转移至低频的情况。这时，若因FB端子电压而开始频率下降(0.8V以下)，则随着该电压的下降逐渐延长上述最小导通脉宽0.5微秒，例如FB端子电压在本例中0.6V的最低频率时刻(例如，600Hz)延长至1.3微秒。
另外，以AC输入电压(Vin)控制并设定这时的最小导通脉宽。
例如对上述无负载状态下的最小脉宽进行以下控制在AC输入电压高时(AC240V)，即交流电源经整流后的输入直流电压(Vin)高时，将上述最小脉宽例如设成0.3微秒；在AC输入电压低时(AC100V)，且输入直流电压也同样低时，将上述最小脉宽例如设成1.3微秒，从而根据输入直流电压改变最小脉宽。
这就是能够根据输入电压，通过将上述无负载时动作时的振荡频率最适化来最小化待机时的电力的情况。(该部分说明本发明的权利要求3)接着，箭头C的区域表示将最低频率在本例中设定为600Hz，然后，进一步降低FB端子电压，振荡停止设定电压成为本例中的0.4V以下而使开关元件的动作处于截止状态(振荡停止区域)的情形。
另一方面，关于Vcc电压，控制成通常运行时使Vcc电压的工作点在8.5V以上，但在上述说明中的瞬态负载变动下输出电流瞬间变化到零电流等动作中，由于上述振荡停止状态而发生Vcc电压的降低。
该Vcc电压降低由上述的运算放大器OP1检出。设定Vcc控制电压(本例为8.5V以下)，在下降到该电压值以下时如箭头D的区域所示解除上述振荡停止状态，以频率控制模式使开关元件的动作开始。这时，晶体管T1的Vce因Vcc电压的下降而上升，使振荡频率从最低频率逐渐上升到基本频率(100kHz)。
这时，将频率控制成从最低频率提高到基本频率时的开关元件的导通脉冲，从最低频率时的最低导通脉宽例如1.3微秒随着频率的提高而缩短，成为基本频率例如0.5微秒。
还有，关于上述导通脉宽，本实施例中也可将导通脉冲固定为0.5微秒。
本例中，通过设置图6的晶体管T2，在Vcc电压回到8.0V时成为100kHz的基本频率，并且若FB端子电压进一步下降，则将最低导通时间(本例中为0.5微秒)固定下来以基本频率动作。
另外，提出了第二种PWM控制模式，即通过省略晶体管T2(或固定于截止状态)，以在成为基本频率且FB端子的电压进一步下降时使开关元件的导通宽度加宽的方式进行控制。
还有，若Vcc电压成为7.5V以下，则将该电压设成IC电路的动作停止的动作停止电压UVLO，如图8箭头E的区域所示。
图9示出起动时和产生瞬态负载变动时的Vcc电压变动。
图10进一步示出上述瞬态负载变动时的详细动作定时。
如图9所示，在最初起动开关电源的起动模式中，通过导通图6所示的SW1来逐渐提高IC电路的Vcc电压，例如在该电压成为16V时控制电路19成为驱动状态。从而开始开关动作，在三次线圈上产生感应电压，在PWM模式开始时的电压上升后，Vcc电压达到稳定。
这时的基本振荡频率例如成为100kHz，成为根据负载状态来PWM调制驱动脉冲的PWM控制模式。
这里若发生上述的急剧的断电，则成为瞬态负载变动模式，Vcc电压下降而成为振荡停止状态，但如上所述频率例如以600Hz以上继续振荡，以最低导通宽度的频率控制使频率转移到高频侧。频率的上升也使三次线圈电压上升，结果，Vcc电压成为8.5V以上时IC电路不停止动作(电压未降至IC动作停止电压)而能继续稳定的工作状态。
以下，通过图10的负载电流(Io)、三次线圈电压V3、IC电路停止电压电平、FB电压、振荡停止设定电平、开关元件的输出波形以及二次侧输出电压Vo的波形说明这种过程。
例如从MAX负载动作时开始发生瞬态负载变动(断电)时，FB电压从H电平急剧变化到L电平，这时FB电压成为振荡停止电压电平值以下而停止振荡。但由于这时三次线圈的整流电压V3随时间常数减小，Vcc控制电压(本例中为图8的8.5V)也逐渐减小。
然后，Vcc电压成为上述Vcc控制电压值(图8的REF3以下)而进行Vcc控制模式，将振荡停止状态解除而开始动作。
如上所述，振荡再次开始并为使Vcc电压不成为上述Vcc控制电压以下而加以频率控制(VCO控制)，使开关元件导通。
另外，FB端子电压在二次侧输出电压稳定化而成为无负载时控制电压时，FB端子电压从L电平向H电平上升，在成为振荡停止电压以上后使Vcc电压进一步上升。最终向待机时的工作状态稳定化，上述瞬态负载变动中发生的Vcc电压下降被解除。
本发明中，如图10的虚线的定时所示，在上述Vcc控制模式中，负载电路的设备导通电源后，因流入负载电流而使FB电压也急速上升，可稳定地从频率控制的频率上升状态向PWM控制推移，转移到与负载对应的PWM控制工作状态，从而能够解除传统技术中的缺陷。
如上述说明，在PWM控制方式开关电源的设备动作中，例如应对从有负载电流流过的状态急剧切换到设备动作停止状态的负载电流为零这种瞬态负载变动的情况，停止开关动作，并将该停止状态持续到二次侧的电压控制(FB信号)值等稳定为止，这时一次侧控制用的控制电路(IC)的电源电压源的三次线圈电压下降而停止控制电路的IC动作，而要开始控制电路(IC)的再起动；而本发明中，若成为该振荡停止状态则检出供给IC电路的工作电压，使开关动作自动开始，因此，可回避因有电阻工作状态恢复而造成时间延迟。
结果，能够防止上述控制电路的IC动作停止和起动开始期间，成为负载的设备的动作开始时产生的二次侧输出电压下降，并实现一次侧控制电路的IC电路的电源电压稳定化。
这种二次侧的输出电压下降成为在负载上连接电子设备时发生设备侧的系统微型计算机的复位误差或设备上发生不稳定的动作的要因，但依据本发明这样的设备的误操作可以得到防止。
另外，近年在降低设备耗电方面取得了进展，待机时负载电流也接近零的低耗电设备已商品化，待机模式随着输出电压的下降而成为动作停止模式，存在为继续设备状态而存储的元件也被复位的情况，例如，摄像机等周期性录像的场合，一旦录像结束，为降低耗电而成为待机时等的零电流模式，设备动作复位后便不能继续录像。但是通过安装本发明的开关电源装置，就能有效地回避这样的问题。
权利要求
1.一种开关电源装置，其中设有从交流电压变换为直流电压的整流电路；经由变压器的一次线圈通断从该整流电路获得的直流电压的开关元件；电力变换部件，它包括通过上述开关元件的通断感应产生与供给上述变压器的一次线圈的电力对应的电力的二次线圈和三次线圈，对从上述二次线圈输出的电力进行整流/平滑后供给二次侧的负载电路；控制信号检测部件，它用将从上述三次线圈获得的电力整流/平滑后的直流电压来驱动，将上述二次线圈供给上述负载电路的电力控制成为预定的电压和电流；以及控制电路，该电路包括振荡部和PWM调制部，该振荡部控制上述开关元件的导通期间，以基于由上述检测部件检出的控制信号使向上述二次侧供给的电力成为预定值，其特征在于上述开关电源装置中还设有将从上述三次线圈获得的直流电压和基准电压进行比较的比较部件和将上述检测部件的控制信号供给上述控制电路的电路；上述三次线圈的直流电压设定为上述控制电路的最低工作电压值以上，同时因上述负载电路的突然断电而成为振荡停止状态并成为上述最低工作电压以下时，基于从上述比较部件输出的信号解除上述控制电路的振荡停止状态，进而控制开关元件的导通期间。
2.如权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于在上述负载电路的待机状态，开关元件的开关频率从基本频率降低频率而作低频振荡时，若供给上述控制电路的电压下降至最低工作电压以下，则解除上述控制电路的动作停止状态，将开关频率与从上述最低工作电压值下降的电压量对应地从低频振荡向基本频率升高频率，达到基本振荡频率时就进行延长开关元件的导通时间宽度的脉宽控制。
3.如权利要求2所述的开关电源装置，其特征在于将上述负载电路待机时的开关脉冲的导通时间延长的脉宽控制，以输入的直流电压高时变窄、低时变宽的方式进行。
全文摘要
将从插座11供给的交流电源经由输入滤波器12用整流电路13整流，然后供给变压器14的一次线圈N1，同时设有通过开关元件Q1以预定定时进行导通/截止控制的控制电路19。该控制电路19上经由晶体管Q2供给表示负载电路15的电力状态的FB信号，同时由比较器20对变压器的三次线圈的整流电压V3和基准电压REF3进行比较，根据所得到的误差信号控制晶体管Q2。因此，能够防止在急剧的负载变动时从三次线圈供给的控制电路用电压的下降，并使输出电压Vo变化不大。
文档编号H02M3/335GK1698256SQ20048000025
公开日2005年11月16日 申请日期2004年3月3日 优先权日2003年3月28日
发明者梅津浩二 申请人:索尼株式会社