专利名称：用于控制永磁无刷直流电动机的电路装置和方法
技术领域：
本发明涉及用于自换向地控制永磁无刷直流电动机的电子电路装置和方法，其中在无附加传感器的情况下确定转子位置。
如果应该将电子换向的电动机作为自换向机器来运行，则需要检测瞬时的转子旋转位置。为此可以应用诸如编码器、分解器或者霍尔集成电路的独立的传感器。但是此处也可采用通过分析在电动机相位中所感应的电压来无传感器地检测转子位置。
在US专利文献5 469 033 A中说明了一种方法，通过该方法由电子电路装置来代替在无刷直流电动机中布置多个霍尔传感器。该电路装置借助于逻辑单元生成在功能上代替霍尔传感器信号的信号。但是，首先在较小的传动装置中，霍尔传感器的精确定位受到限制。机械花费显著增加。为了保持定位的分散宽度微小并且为了得到好的效率和/或高的电动机转矩，往往还只可能在制造过程中高成本地调整传感器。结果，特别是在非常小、尽管如此对其提出十分高的要求的电动机中成本显著地提高。在此，尽管有较高的电子花费，无传感器地检测转子位置是一种经济的替代方案。即使在其中给转子加罩并且由此针对霍尔传感器信号的外壳引线要求附加的机械耗费的那些电动机中，也可以有利地采用通过分析在电动机相位中所感应的电压来无传感器地检测转子旋转位置。特别是在其中对动力没有高要求的小功率的电动机中，以及在应该工作在有限的转速带之内的电动机中，已建立无传感器的转子位置检测。这例如是硬盘电机、泵驱动器、风扇和通风机电动机。这种方法的原理基于检测和分析在相位中所感应的电信号，这些信号也被称为反电动势信号(Back-EMF-Signal)并且在下文中被简称为感应信号。
欧洲专利申请EP 0 840 439 A1公开了一种放大器和一种方法，用于确定直流电动机的相位的感应信号(反电动势信号)，以确定转子的旋转位置。为此，借助于比较器电路将该感应信号与基准信号进行比较，并且在超过该基准信号时变换输出信号的状态。为了消除由响应滞后引起的构件专有的不可靠性，偏压(电压偏置)既被叠加有感应信号又被叠加有基准信号，其中只有在感应信号接近过零点时才根据控制信号在基准信号上接入偏压。
在公知的方法中，在分析用于确定转子旋转位置的感应信号时从感应信号的理想的分布出发，可是这在运行中不对应于实际上待测的、电动机相位的感应信号。实际上，这种信号叠加有例如由控制电子设备造成的干扰和振荡。这在脉宽调制地驱动电动机并且利用功率半导体换向地布线时特别切合实际。就是说，这种信号与未知频率带宽和振幅带宽的干扰叠加，该干扰使得难于准确地确定感应信号分布并且因此难于准确地确定相对的转子旋转位置。这特别是在较高转速时再次导致运行中的显著的功率损耗，并且导致控制/调节转速和转矩时受到限制。
本发明所基于的任务在于，更准确地确定无刷直流电动机的转子的瞬时相对旋转位置，并且因此能够差动地控制调节参数，所述调节参数决定性地确定电动机在自换向运行时的功率和效率。
根据本发明，这种任务利用权利要求1所述的电路装置和具有权利要求7所述特征的方法来解决。
可以不依赖于电动机的相数和以星形、三角形或者多边形形式错接电动机相位地采用根据本发明的电路装置。原则上，在每种这样的相位错接中得出每相位一个开放的、外部相位接线，所述开放的、外部相位接线通过功率开关元件可以选择地接到供电直流电压源的较高电势或者较低电势上，或者也可以与这两个电势分离，并且从而可以近似零电势地接通。
用于切换单个电动机相位的上述三个换向状态的功率控制单元由功率开关元件构成。在此，在半桥电路中，每个相位装设有至少两个这种功率开关元件。由控制单元如此控制所述功率开关元件，以致每个电动机相位换向地、交替地首先以直流电压源的较高电势(换向状态(Schaltzustand)1)、然后零电势地(换向状态2)并且接着以直流电压源的较低电势(换向状态3)接线路，换向也就是按照循环的顺序并随时间分别偏置到其余电动机相位一段持续时间。换向状态的这种变化过程被称为相位的换向循环，所述换向循环连续重复。由此，根据电动机的结构原理，在定子中或者在转子中产生旋转磁场，永磁转子或定子同步地跟随所述旋转磁场并且旋转。
相位的换向循环中的循环段或者换向状态的持续时间在下文中也被称为换向持续时间或者换向角，在所述循环段或者换向状态中给所述相位施加电池电势。
通过转子的旋转，同时在所述相位中产生电感应信号，所述电感应信号理想化表述地基本上具有正弦形的分布。该正弦曲线从0°至360°的一次过程表征电动机相位的电气循环。在旋转磁场和转子同步时，一个相位的完整换向循环对应于电气循环，并且从而对应于360°的角。因此，也可以与一个相位的完整的换向循环有关地将被称为换相角的角度区间分配给换向持续时间。
通过换向持续时间，以及涉及转子旋转位置的相应转换的时刻来影响电动机的转速和转矩，所述换向持续时间确定零电势的循环段与其中给相位施加电池电势的循环段的时间比例。
影响电动机的功率的另一种可能性在于所谓的脉宽调制控制，该脉宽调制控制在下文中被称为PWM控制。PWM控制指的是，在整个换向持续时间期间不是连续地保持不是零电势的换向状态(换向状态1和3)，而是以可变的脉宽比例接通和关断相应的电池电势。该脉宽比例限定了接通和关断持续时间的时间比例，并共同决定电动机的平均功率以及因此共同决定电动机的转速和转矩。
由于从一个换向状态相应地转换到下一个换向状态的时刻根据转子旋转位置确定，所以尽可能准确地知道当前的转子旋转位置是重要的。为了确定转子旋转位置，考虑到在该相位中通过转子旋转所感应的电感应信号。可是对此，只讨论其中相应的相位被零电势地连接(换向状态2)的电气换向循环的区域，因为此处没有电池电压或者电池电流叠加感应信号。该区域随着换向角变大而变小并且随着转子速度的增加而随时间缩短。为了在此情况下能够以必要的精确度分析感应信号的分布，要看是否能够尽可能无干扰地提供该信号。
由功率开关元件的结构决定，可是这些功率开关元件具有起寄生作用的电容。这些电容干扰地作用在感应信号上，其方式是，这些电容负载待测的相位并由此引起叠加有感应信号的电流振荡和电压振荡。由环境影响与电动机和控制电路的结构决定，给感应信号当然本来就已经叠加大多是高频的干扰。这样不纯的、与干扰叠加的感应信号使得没有附加的信号发生器就不能够准确地确定转子旋转位置。
现在借助于本发明多半成功补偿了感应信号的所述干扰。本发明基于这样的认识通过相位分组和功率开关元件给出的电路结构(分别只涉及一个相位)可以被看作桥式电路，在所述桥式电路中分别只缺少一个环节(Glied)。
根据本发明，与此相应地只考虑一个相位，用于测量必要的感应信号，该相位在下文中也被称为信号相位。在信号相位的相位接线与在换向循环中相邻的相位的相位接线之间引入电容性去干扰构件、例如R/C环节，所述去干扰构件与信号相位有关地使桥式电路完备。
因此，所述桥式电路由以下部分组成-在换向循环中与该信号相位相邻的两个相位，这两个相位构成桥式电路的一个臂，-被分配给信号相位的功率开关元件的寄生总电容和一起构成桥式电路的第二臂的电容性去干扰构件，以及-构成测量电桥的信号相位本身，应该在所述测量电桥上测量感应信号。
如此确定电容性去干扰构件的大小，以致平衡所述桥式电路并且由此补偿功率开关元件的干扰影响。因此，可以在相位接线上测量消除了所述干扰影响的感应信号。
然后把该感应信号输送给独立的分析电子设备或者被集成在主控制单元中的分析逻辑电路，在所述分析逻辑电路中借助于信号分布确定转子的当前旋转位置。
从而，通过本发明，特别是在边界范围中，在高转速、大换向角和交替的脉宽比例的情况下能够抗干扰地运转，并且提高效率。这对电动机的单位功率之重量和结构尺寸以及对运行时的能耗有枳极作用。本发明的扩展方案由从属权利要求来表征。
下面借助于示意性附图详细地说明本发明的实施例。其中
图1示出用于控制无刷直流电动机的电路装置的方框电路图，图2示出在一个相位的电气循环上的相位信号的信号分布，图3示出由三个电动机相位、功率开关元件和一个去干扰构件构成的桥式电路，图4示出具有滤波功能的半波差分放大器单元的电路装置，图5示出时钟脉冲发生器的实施例，图6示出用于产生开窗(Open-Window)控制信号的信号发生器的电路结构，图7A示出用于产生位置信号的具有数字滤波功能的位置检测器的实施例，图7B示出具有信号随时间分布的图示的曲线图部分，考虑所述信号随时间的分布，以产生位置信号，图8示出用于产生和激活阈值信号的阈值发生器，图9a至图9d示出在不同的转子转速下，为确定转子位置所考虑或者所产生的理想的信号随时间的分布，以及图10示出用于控制无刷电动机的原理电路装置，其中由主控制单元承担感应信号的处理和位置信号的生成。
在附图中，功能相同的元件和信号标以同样的参考符号或标记。
图1示出具有无刷电动机的控制电子设备的原理结构的方框电路图。主要示出的单元是电动机1、功率控制单元6、电容性去干扰构件2(CR)、信号处理单元4C、带有位置处理模块4A和换向模块4B的主控制单元4、脉宽发生器4D、功率直流电压源5和控制直流电压源3。
电动机1被示为无刷直流电动机，所述无刷直流电动机在下文中也称为BLDC电动机，并且具有三个电动机相位。功率控制单元6包括用于控制电动机相位P1的晶体管半桥电路形式的功率开关元件K1_高、K1_低的装置的示意图，所述功率开关元件K1_高、K1_低代表其它电动机相位P2至Pn上的功率开关元件，其中电动机的相数n原则上是任意的。
电动机1的电动机相位P1至Pn由功率控制单元6换向地以功率直流电压源5的电势来接线路。通过主控制单元4的换向模块4B来控制功率控制单元6的功率开关元件。附加地，在电动机1的电动机相位P1至Pn上连接有信号线路V1至Vn，通过所述信号线路V1至Vn向信号处理单元4C输送电动机相P1至Pn的相位信号。
信号处理单元4C用于产生位置信号，所述位置信号被馈入主控制单元4中，并且在主控制单元4中在位置处理模块4A中被进一步处理。
电容性去干扰构件2(CR)位于在下文也被称作信号相位P1的电动机相位P1与相邻的电动机相位P2之间，该电容性去干扰构件2(CR)用于补偿对信号相位P1的感应信号的干扰影响。
通过所谓的控制直流电压源3给信号处理单元4C以及主控制单元4供应电流。可替换地，控制直流电压源3也可以通过从功率直流电压源5中输出耦合电源电压来代替。所述电源电压可以借助于电压调节器7或者电压互感器7适配到主控制单元4和信号处理单元4C的工作电压的电平。
在信号处理单元4C中，根据主控制单元4的状态信号从信号相位P1的感应信号中产生转子位置信号，并且将该转子位置信号输送给主控制单元4的位置处理模块4A。主控制单元4的位置处理模块4A从中产生对应于相应的转子位置段的状态信号。为了调节电动机功率，该状态信号既被输送给信号处理单元4C又被输送给换向模块4B。
换向模块4B根据状态信号和脉宽发生器4D的信号输出功率开关元件的控制信号1_hi至n_低。根据PWM信号调制该控制信号，这用于改变有效的电动机功率。
在功率控制单元6中必要时处理控制信号1_hi至n_低，并且由此控制功率开关元件。
图2在上方的相位图中示出在脉宽调制控制时电动机的信号相位P1上的相位信号U1的理想的随时间的分布。在该相位信号的背景上示出感应信号Ui的理想化示出的正弦形分布和所属的正弦轴S。完整的电气循环Zel被划分成六个各60°的单个等长的段S1至S6，这些段在下文中被称为“状态”。
在下方示出针对该信号相位的所属的功率开关元件的所属的控制信号1_高和1_低。
通过转子对定子的相对旋转，属于一个相位的相位绕组分别穿过对应磁极的磁场。
在零电势连接的相位接线中，在穿过各自的磁场时，在相应的相位上理想化示出地构成感应信号Ui绕正弦轴S的基本上正弦形的分布。该正弦曲线从0°至360°的一次过程对应于各个相位的电气循环Zel。根据电动机的磁极数，在转子旋转期间多次经历相位上的电气循环Zel。
给该感应信号Ui的正弦形分布叠加具有电池电势Vbatt的换向的、脉调调制的信号相位布线，这是转子和旋转磁场同步的前提。从而，在转子和旋转磁场同步时，电气循环Zel对应于换向循环Zkom。随着转子转速升高，相位的电气循环以变短的时间间隔运行。相应地，也必须通过主控制单元更快地重复该换向循环。
为了保持由此得出的对主控制单元(例如微控制器)的要求，以在合理的范围中控制单个电动机相位，把换向周期Zkom划分成预定数量的、一般情况下等量的状态。至少对于一个状态的持续时间分别保持单个电动机相位的布线。为了图示简单，在图2中把电气循环划分成各60°的六个状态S1至S6，可是也完全可能进行较高或者较低的划分。
电气循环Zel中的感应信号Ui的正弦形分布叠加有在某一状态(状态S1和S2以及S4和S5)之内接入的直流电压源的电压电势(0V/Vbatt)。相位分别切换到直流电压源的电势的持续时间被称为换向角KW。如在图2中所示，如果分别针对两个相继的60°的状态在电动机相位上连接直流电压源的电势，就得出120°的换向角KW。在图2中脉宽调制地示出位于相位接线上一个或者也可是多个相继的状态的持续时间的上述的直流电压源的电势Vbatt。这就是说，通过控制信号1高可控地在换向角KW内以某一频率接通和关断该电势。接通时间和关断时间的比例对由电动机发出的功率产生作用。
在每个关断过程中，相位信号U1过冲到0V电势以下要归因于相位绕组的感应特性，所述相位信号U1由感应信号Ui和相应的连接到该相位的、直流电压源的电势(0V/Vbatt)组成。
在状态S3期间，信号相位P1与直流电压源的两个电势分离。在该状态内可以看出所隔离的感应信号Ui，因为感应信号没有叠加电池电势。点XS也位于该区域中，其中近似正弦的感应信号Ui与正弦轴S相交，这也可以被称为正弦曲线的过零点。该点对应于在信号相位P1的一个电气循环内关于定子的所分配的转子位置。
可是要注意，这里在关断电池电势Vbatt以后也要记录该相位信号U1由感应决定过冲到0V电平以下。由此，在可以见到具有其类似正弦的分布的感应信号Ui以前，相位信号U1首先在0V电平的方向穿过正弦轴S，然后再以相反方向地穿过该正弦轴S。在确定转子位置时必须屏蔽(ausblenden)该过冲的区域。
图3的电路图示出BLDC电动机1的电动机相位分组P1、P2、Pn，相位接线V2和Vn上的脉冲源6B，信号相位P1的相位接线V1上的功率开关元件(K1_高和K1_低)的具体示出的装置，以及电动机相位P1或P2的相位接线V1和V2之间的电容性去干扰构件2(CR)的装置。在此，去干扰构件2由串联的电阻Rk和电容器Ck组成。
这里，BLDC电动机1被实施为三相电动机。脉冲源6B是电动机相位P2和Pn的功率开关元件的半桥装置的简化图示，并且可以被假设为以PWM频率振荡。
在动态过程中，相位P1的功率开关元件K1_高和K1_低的寄生MOSFET电容Cp这样起作用，使得所述寄生MOSFET电容Cp可被假设为并联接地。现在，可以利用电容性去干扰构件2(CR)如此平衡由电动机相位P2、电动机相位Pn、2xCp和待测的信号相位P1组成的桥式电路，以致在星形汇接点SP与相位接线V1之间的小信号电势差为零。
理想地，电容性去干扰构件2(CR)的电容值Ck对应于所分配的寄生MOSFET电容Cp的总电容。在此情况下得出电容值Ck为Ck＝2xCp。
在此，电阻Rk用于限制流经去干扰构件2的补偿电流。
在图4中示出针对三相BLDC电动机的半波差分放大器单元、即HDV单元的电路结构，所述半波差分放大器带有附加的滤波功能。该HDV单元具有电动机相位P1、P2和Pn的相位接线V1、V2和Vn的三个信号输入DE1、DE2和DE3并具有偏置信号uos的另一信号输入DE4。此外，该HDV单元还具有比较器构件K和电容器C2以及各种不同的电阻Rx。在信号输出DA1上提供分析信号us。
经由信号输入DE1、DE2和DE3将信号相位P1或在换向循环中相邻的电动机相位P2和Pn的相位信号U1、U2或Un馈入HDV单元中，所述HDV单元可表示信号处理单元4C的部件。经由另一个信号输入DE4馈入恒定的偏置信号uos。偏置信号uos用于相对参考电势建立联系，并且可以经由由Ro1和Ro2组成的简单分压器提供给直流电压源(未示出)，所述直流电压源的0V电势构成0V参考电势。
通过所述电阻和比较器构件K根据关系式us=23·U1-13·(U2+Un)]]>将三个相位信号U1、U2和Un彼此联系起来，并且涉及直流电压源的0V参考电势。结果是，在HDV单元的信号输出DA1上施加关于直流电压源的0V参考电势的电压US，该0V参考电势在下文中被称为分析信号us。
对此，利用Rn、Rb和Rbc以及从Rn、Rb和Rbc中根据关系式RnRb+2·Rbc=RnRc+2·Rbc=13]]>分别调整比例为1∶3，并且利用电阻Ra1、Ra2、偏置信号源的内阻Ro和Rp根据关系式Rp+RoRa1+Ra2=23]]>调整比例为2∶3。
电容器C2与电阻Rb、Rc和Ra1一起构成滤波器，用于抑制干扰信号，该干扰信号叠加相位信号并且没有已经通过前置的去干扰构件(CR)得到补偿。为了达到高的干扰抑制作用，必须将该滤波器与其周围的电路装置良好地退耦。为此应当选取Rbc＞＞Rb、Rc和Ra2＞＞Ra1。在总放大系数为1时刻，保证最优的信噪比。
通过节点分析和网孔分析可以表明，HDV单元的信号输出DA1上的分析信号us与信号相位P1的相位信号U1成比例。其条件是，相位电感依赖于角度，并且从相位P1的半桥不再有电流流到对应的相位接线V1。在总放大系数为1时，施加在信号输出DA1上的分析信号us对应于施加在信号相位P1上的相位信号U1，应该分析所述相位信号U1，以确定转子的位置。
在图5中示出时钟脉冲发生器的实施例，所述时钟脉冲发生器可以是信号处理单元4C的另一个组成部分。时钟脉冲发生器基本上由时钟脉冲开关元件Q1构成，所述时钟脉冲开关元件Q1连接直流电压源(未示出)的脉冲电势和信号线路VS。时钟脉冲发生器具有两个信号输入GE1和GE2以及两个信号输出GA1和GA2。
信号相位P1的相位信号U1可以直接地或者在诸如借助于如图4所示的HDV单元预先处理之后作为信号输入GE1上的分析信号us被馈入该时钟脉冲发生器的信号线路VS中。该时钟脉冲发生器用于进一步处理为了确定位置所考虑的相位信号或者分析信号U1/us。
在与时钟脉冲开关元件Q1的控制接线q连接的信号输入GE2上施加有开窗控制信号，所述开窗控制信号在下文也被称为owd信号，通过该owd信号操作时钟脉冲开关元件Q1。
首先，在其上施加有分析信号us的信号线路VS上通过退耦电阻Rz将所谓的零电流信号nss输出耦合到信号输出GA1上。该零电流信号nss被考虑用来在外部的、在图5中未示出的信号发生器中初始化owd信号owd。
在信号线路VS中，第二退耦电阻Ry位于时钟脉冲开关元件Q1的接线点之前。借助于时钟脉冲开关元件Q1，通过owd信号owd可控地把直流电压源的正电势连接到信号线路VS上。只要在信号相位P1的相位接线V1上可预期有效的感应信号，owd信号就阻断时钟脉冲开关元件Q1。只要信号相位P1零电势地连接并且在该相位中不再流过空转电流，这就是这种情况。在该区域之外，时钟脉冲开关元件Q1基于owd信号导通，并且信号线路VS被连接到直流电压源的正电势上。以这种方式，从分析信号us的总分布中只提供在观察时间间隔之内与位置确定相关的区域，以在信号输出GA2上进一步分析。
图6示出信号发生器的电路装置，该信号发生器用于提供针对分析信号us确定观察时间间隔的开窗控制信号、即owd信号。该信号发生器具有三个信号输入SE1、SE2和SE3以及一个信号输出SA1。该电路装置基本上由两个比较器器件K1和K2以及两个开关元件Q2和Q3组成。
根据信号输入SE1上的零电流信号nss、信号输入SE2上的偏置比较信号uv和信号输入SE3上的状态窗口信号swd(在下文也被称为swd信号)产生该owd信号owd，并且提供给信号发生器的信号输出SA1。
利用所示的电路来分析信号相位P1的空转电流，并且根据该空转电流来产生owd信号，其中使所述owd信号动态地与空转电流的持续时间相匹配。
比较器器件K1将施加在信号输入SE1上的零电流信号nss与固定预定的恒定偏置比较信号uv进行比较。可以通过在图6中没有示出的简单的分压器由控制直流电压源提供所述偏置比较信号uv。比较器器件K1的输出信号nst如此长地为正的，就好像在信号相位中流有空转电流一样，所述输出信号nst在下文中也被称为nst信号。该nst信号利用由电阻R4和电容器C4组成的RC环节来平滑。通过借助于电阻R4同时退耦，针对零电流信号nss和swd信号swd得到与连接，将所述swd信号经由信号输入SE3馈入，并且借助于开关元件Q2接通到nst信号上。连接在后面的比较器器件K2将该与连接的信号与所述恒定的偏置比较信号uv进行比较，并且在其输出上提供所希望的针对分析信号us确定观察持续时间的owd信号owd。
也就是只要在经由swd信号swd预定的状态持续时间之内能期待有效的感应信号，owd信号就是正的。该swd信号可以由主控制单元4预定。通过经由开关元件Q3将owd信号反馈到比较器K1的信号输入SE1上，在出现第一正信号沿时，在信号输出SA1上置位owd信号并且保持其稳定。由此防止，零电流信号nss中的干扰过早消除owd信号。通过复位swd信号同样复位owd信号。
在图7A中示意性示出的带有数字滤波器的位置检测器的电路装置基本上具有比较器构件K3和阈值开关SWS以及电容器C3。通过三个信号输入PE1、PE2和PE3将要分析的信号和控制信号馈入该位置检测器中，并且处理成位置信号up，该位置信号up施加在信号输出PA1上。单个信号的随时间的分布在图7B的三个图示Dg.1、Dg.2和Dg.3中示出。
通过将分析信号us与阈值信号ut进行比较来产生位置信号up。为此，比较器构件K3将分析信号us与阈值信号ut进行比较，并且只要低于阈值信号ut的值，就提供正的输出信号。在此，施加在信号输入PE3上的阈值信号ut越高，分析信号就越早低于它。
由于剩余的、叠加分析信号us的干扰，在比较器构件K3的输出上可首先看到只是短暂出现的、具有增长的接通持续时间的信号阶跃。这由此得出，即所叠加的干扰振荡首先只是短时间地低于阈值信号ut的值。
由电阻R3和电容器C3组成的连接在后面的RC环节从该信号阶跃中产生具有信号尖峰的开关信号uss，该信号尖峰具有与接通时间成比例的电压值。这种如此脉动的开关信号uss被馈送到随后的、具有所限定的开关阈的阈值开关SWS、譬如司密特触发器中。只要现在分析信号us持续地低于阈值信号ut的值足够长的持续时间，开关信号uss就增长到超过该随后的阈值开关SWS的内部开关阈的值。只要一超过该开关阈，就在阈值开关SWS的信号输出PA1上将位置信号up置位，也就是说升高到高电势。从而，位置信号up的上升沿与转子的某一旋转位置对应。根据该位置信号up进行电动机相位的换向。以这种方式，RC环节R3/C3与阈值开关SWS配合作为数字滤波器去抖动地工作。
在图7B的图示Dg.1中示出与干扰振荡叠加的分析信号us-实际和阈值信号ut的信号值(U)的分布。虚线示出理想化的分析信号us-理想，在其与阈值信号的理论交点处将位置信号up置位，也就是说数字地升高到高电势。这在图示Dg.3中示出。也就是说，借助于图7A中所示的电路几乎把分析信号的理想化的分布us-理想作为位置信号up的切换时刻的基础。在时刻ta才将所述阈值信号ut持续不断地升高到其预设的值，在所述时刻ta将信号相位P1零电势地连接，并且所述时刻ta描述观察时间间隔TB的开始。时刻te表示观察时间间隔的结束，在所述观察时间间隔之内进行信号比较。在时刻ts，理想化的分析信号us-理想低于阈值信号ut，并且将位置信号up置位。
图示Dg.2示出开关信号uss的分布和阈值开关SWS的开关阈。如果分析信号us-实际低于阈值信号ut，则开关信号uss开始，通过RC环节R3/C3延迟地上升，并且，只要分析信号us-实际重新上升到阈值信号以上，该开关信号uss就重新下降。只有分析信号us-实际足够长时间地低于阈值信号ut，开关信号uss才达到阈值开关的开关阈，所述阈值开关然后将位置信号up置位，也就是说阶跃地升高到高电势。
从而，将位置信号up置位的时刻取决于阈值信号ut的值和RC环节R3/C3的滤波时间常数。理想地，把滤波时间常数刚好调节到功率控制装置的脉宽调制频率。在变化的脉宽中，这也可以动态地实现。
在图8中示出阈值发生器，所述阈值发生器在信号输出WA1上提供其值可变的阈值信号ut。为此，所述阈值发生器具有模拟值发生器AWG和开关元件Q4以及一个信号输入WE1和多个信号输入WEX。
经信号输入WEX将请求信号sax馈入模拟值发生器中。该模拟值发生器AWG从该请求信号sax中产生模拟信号。该数字请求信号sax例如由中央控制单元馈入并且被转换成模拟信号，所述模拟信号表示阈值信号ut的值。
利用开关元件Q4可以根据阈值激活信号uta将模拟值发生器AWG的模拟输出连接到直流电压源的0V参考电势上，所述阈值激活信号uta在下文中也被称为uta信号。只要该uta信号被置位为高电势，开关元件Q4就截止，并且阈值信号ut的值就通过电容器C5延迟地上升到经由请求信号sax所限定的极限值。时间常数由电阻和电容器C5的组合和大小确定，阈值信号ut按照所述时间常数上升。可以与当前转子速度动态匹配地由主控制单元预定请求信号sax，并从而预定阈值信号ut的大小。
可以把诸如通过如图6中所示的信号发生器产生的开窗控制信号owd同时用作阈值激活信号uta。在此情况下，刚好在分析信号us的观察时间间隔开始的时刻激活阈值信号ut，所述观察时间间隔同样通过开窗控制信号owd来确定。
为了处理信号相位P1的相位信号并且为了产生位置信号up，可以把在图3至图8中所示的部件部分地或者全部地相互结合，并且组合成如图1中所示的信号处理单元4c。在这种组合中，单个部件和各个信号彼此依赖地共同作用。
在图9中示出的对于确定转子的旋转位置重要的信号的信号分布是分析信号us、开窗控制信号owd、阈值信号ut以及从中产生的位置信号up。这些信号在图9的信号图示Dg.A、Dg.B和Dg.C中利用信号值U与随时间的分布t来示出。在此，图9的三个图示在不同的按照图示顺序增加的转子转速的情况下示出信号值分布。
图示Dg.A在上部示出owd信号owd的分布，该owd信号为分析信号us限定观察时间间隔TB。该观察时间间隔TB在owd信号变成高电势的时刻ta开始。在图示Dg.A的中部示出了分析信号us和阈值信号ut的分布。在此，在没有叠加干扰的情况下理想化地示出分析信号。在时刻ta开始，在观察时间间隔TB之内通过分析信号us反映在信号相位中所感应的信号的分布。由owd信号owd初始化地，阈值信号ut的值同时在时刻ta开始上升到其预设的值ut0。阈值信号ut的值ut0根据当前的转子速度例如通过主控制单元和阈值发生器来预设。图示Dg.A示出转子的输出转速为V0时的信号分布。阈值信号ut0叠加有偏置值，也就是说在时刻ta以前就已经在0V电势以上了。阈值信号ut0的上升例如按照在阈值发生器的所分配的R/C环节中所限定的时间常数变化。在观察时间间隔TB运行到时刻ts0之前就已得到分析信号us和阈值信号ut0之间的交点X。由该交点X初始化地，在时刻ts0，位置信号up从以前的低电势变换到高电势，这在图示Dg.A的下部示出。电动机相位的后续换向时刻取决于该信号交替。在观察时间间隔结束时，在时刻te将owd信号复位到低电势。这导致，也使位置信号up重新复位到低电势。在其后续的换向循环中再重新将位置信号up置位。
为了提高转子的速度，把关于转子位置的换向时刻在时间上向前推移，由此实现提前换向。由此，旋转磁场使旋转的转子提前了某一转角。该角度被称为点火提前角。转子由该超前的磁场牵引并且从而加速。可以通过提高阈值信号ut的值来调整点火提前角。这在图9的图示Dg.B中示出。
随着在时刻ta开始观察时间间隔TB，阈值信号ut上升到相对值ut0提高了的值ut1。由此，分析信号us在时刻ts1与阈值信号ut相交于交点X1，并且从而比在ut＝ut0时相交得早，由此再次同样也更早地置位触发换向的位置信号up。在时刻ts1与ts0之间的时间区间代表点火提前角1。
转子速度和对应的阈值信号的进一步提高在图9的图示Dg.C中示出。能够识别出，通过提高转子的转速，分析信号us与最初的阈值信号ut＝ut0的理论交点X2′也在时间上退回到较早的时刻ts0′。阈值信号ut被置位到进一步提高了的值ut＝ut2，由此产生进一步加大的点火提前角2。
由于该很大的点火提前角，在信号相位中所感应的电压变得高于所施加的电动机直流电压源的电池电压。由此，所分配的功率开关元件的空转二极管再次导通，这在观察时间间隔TB开始时导致分析信号us的过冲的分布。
在此情况下，利用阈值信号ut延迟地持续上升到其预设的值ut2来避免过冲的分析信号us与阈值信号ut的过早的交点，并且从而避免错误换向。
在信号相位的感应信号中电压进一步过高地上升时，在分析信号us的分布中构成平台形的区域变大，所述构成平台形的区域表征所述空转二极管导通的区域。由此分析信号的下降的分布在时间上后推移，并且从而交点X2在时间上向后推移，由此点火提前角2自动减小。这有稳定的效果，并且相对负载突变、干扰突变或者导向突变有高的不敏感性。
电容性去干扰构件、具有滤波功能的半波差分放大器单元、时钟脉冲发生器、信号发生器、具有数字滤波器的位置检测器以及阈值发生器的单个上述电路装置可以部分地以不同组合，或者也可以全部组合成独立构造的用于处理感应信号的电路单元。同样地，可利用所述的电路装置执行的单个方法步骤或者部分方法也可以借助于类似建立的电路装置或者也可通过计算算法在控制单元中执行。为此，所述控制单元可以包括一个或者多个微处理器。图10示出BLDC电动机1的控制单元的总装置，而不是用于处理相位信号的独立构造的电路装置。这里，直接由中央主控制单元4实施必要的用于处理、放大、滤波和分析相位信号的功能，并且生成位置信号以馈入另一个功能组件中。在图10的方框电路图中示意性地示出了主控制单元4的单个功能组件。这些功能组件是位置处理模块4A、换向模块4B、信号处理模块4C和脉宽发生器4D。为了不仅向BLDC电动机1供电而且向主控制单元和功率控制单元供电，只装设共同的直流电压源5。在必要时要求的使电压值与主控制单元的特定要求匹配利用电压调节器7或者利用在功能上起类似作用的单元(诸如电压互感器或者电压稳定器)来实现。电容性去干扰构件2(CR)如前文所述利用独立的电路元件来构造并且被布置在两个电动机相位之间。
权利要求
1.用于控制永磁无刷直流电动机(BLDC电动机，1)的电路装置，所述永磁无刷直流电动机具有转子、定子和分别带有外部相位接线(V1、V2、...Vn)的多个相位(P1、P2、...Pn)，-具有功率控制单元(6)，在所述功率控制单元(6)上连接所述相位和功率直流电压源(5)，并且利用该功率控制单元(6)把所述相位与所述功率直流电压源(5)的较高的或者较低的电压电势导电连接，或者与这两个电势电气分离，-具有主控制单元(4)，所述主控制单元(4)与所述相位接线和所述功率控制单元(6)电气连接，利用该主控制单元(4)根据由转子的旋转所感应的、所述电动机的一个信号相位(P1)上的电感应信号(U1)如此地控制所述功率控制单元(6)，以致根据所述转子的相对旋转位置在电气上以循环的顺序(P1、P2、P3、...Pn或者Pn、...P3、P2、P1)、在时间上分别偏置一个换向持续时间地、交替地把所述相位与所述电动机直流电压源(5)的较高的或者较低的电压电势导电连接，或者与这两个电势电气分离，其特征在于，-电容性去干扰构件(CR)，其被直接布置在其上施加有所述感应信号(U1)的所述信号相位(P1)的所述外部相位接线(V1)和所述在电气循环中相邻的相位之一(P2或者Pn)的所述外部相位接线(V2或者Vn)之间，其中，所述去干扰构件(CR)作为桥式电路的部分起作用，在所述桥式电路中，所述信号相位(P1)构成测量电桥，并且其中所述桥式电路具有以下部件a)两个与所述信号相位(P1)相邻的相位(P2和Pn)，b)被分配给所述信号相位的功率控制装置的电子部件(Cp)的寄生总电容(2xCp)，c)所述信号相位(P1)和d)所述去干扰构件(CR)。
2.如权利要求1所述的电路装置，其特征在于提供脉宽调制的控制信号的脉宽发生器，借助于所述控制信号，在换向持续时间期间以可变的脉宽比例使所述相位与所述功率直流电压源的较高的或者较低的电势导电连接。
3.如权利要求1或2所述的电路装置，其特征在于具有滤波功能的半波差分放大器单元，所述半波差分放大器单元在输入侧被连接在所述信号相位(P1)以及所述两个在电气循环中相邻的相位(P2和Pn)的相位接线(V1、V2和Vn)上，并且具有输出侧的信号线路(DA1)，在所述信号线路(DA1)上施加有与所述信号相位(P1)的所述感应信号(U1)成比例的分析信号(us)。
4.如权利要求1至3之一所述的电路装置，其特征在于时钟脉冲发生器，所述时钟脉冲发生器与所述信号相位(P1)或者与其上施加有所述感应信号(U1)或所述分析信号(us)的信号线路(VS)连接，并且-所述时钟脉冲发生器根据开窗控制信号(owd)用于屏蔽所述感应信号(U1)或所述分析信号(us)，由此在电气循环中限定观察时间间隔，在该观察时间间隔中可以测量所述分析信号(us)。
5.如权利要求4所述的电路装置，其特征在于所述开窗控制信号(owd)的信号发生器，-所述信号发生器在输入侧与其上施加有所述分析信号的所述信号线路和所述主控制单元(4)连接，并且-利用所述信号发生器根据零电流信号(nss)和通过所述控制单元所产生的状态窗口信号(swd)将所述开窗控制信号(owd)置位，所述零电流信号(nss)与施加在所述信号线路上的分析信号(us)成比例，其中通过所述状态窗口信号(swd)由所述控制单元预定所述观察时间间隔的最小持续时间。
6.如权利要求1至5之一所述的电路装置，其特征在于用于产生位置信号(up)的位置检测器，-所述位置检测器在输入侧与所述信号相位(P1)或者其上施加有所述感应信号(U1)或所述分析信号(us)的所述信号线路(VS)连接，并且与其上施加有阈值信号(ut)的至少一个其他的信号线路连接，-其中施加在所述位置检测器的所述信号输出(PA1)上的所述位置信号(up)取决于所述感应信号(U1)或所述分析信号(us)与所述预定的阈值信号(ut)的比较。
7.如权利要求4和6所述的电路装置，其特征在于阈值发生器，-所述阈值发生器在输入侧与所述主控制单元(4)连接而在输出侧与所述位置检测器连接，-其中，只有在所述观察时间间隔开始时，所述阈值发生器才根据所述控制单元的请求信号(sax)和激活信号(uta)把所述阈值信号(ut)提高到其额定值。
8.用于利用根据权利要求1所述的用于控制的电路装置来控制永磁无刷直流电动机的方法，-其中根据所述转子的相对旋转位置在电气上以循环的顺序(P1、P2、P3、...Pn或者Pn、...P3、P2、P1)、在时间上分别偏置一个换向持续时间地、交替地将所述相位与功率直流电压源(5)的较高的或者较低的电压电势导电连接，或者与这两个电势电气分离，-其中借助于施加在所述信号相位(P1)上的所述感应信号(U1)确定旋转的转子的相对旋转位置，其特征在于，-如此地确定所述电容性去干扰构件(CR)的大小，以致平衡桥式电路，所述桥式电路具有以下部件a)两个与所述信号相位相邻的相位(P2和Pn)，b)被分配给所述信号相位(P1)的电子开关的寄生总电容(2xCp)，c)所述信号相位(P1)本身，和d)所述电容性去干扰构件(CR)，并且在所述桥式电路中，所述信号相位(P1)构成测量电桥，由此，通过所述去干扰构件平衡由所述信号相位(P1)的所述电子开关(Cp)引起的、对所述感应信号(U1)的干扰影响。
9.如权利要求8所述的方法，其特征在于，在所述换向持续时间期间，以可变的脉宽比例脉宽调制地使所述相位(P1、P2、P3、...Pn)与所述功率直流电压源(5)的较高的或者较低的电势导电连接。
10.如权利要求8或9所述的方法，其特征在于，把所述信号相位(P1)的所述感应信号(U1、U2和Un)与所述两个在电气循环中相邻的相位(P2和Pn)在电路技术上或者通过所述控制单元的计算程序如此相互关联，以致把叠加所述感应信号的高频干扰影响滤除掉，并且根据关系式us=(n-1n)·U1-1n·Σω=1nUω]]>得出分析信号(us)，所述分析信号(us)涉及用于对所述电路装置供电的电路直流电压源(3)的0V电势，其中n代表相数，而Uω代表相应相位上的感应信号。
11.如权利要求8到10之一所述的方法，其特征在于，根据开窗控制信号(owd)将所述信号相位(P1)的所述感应信号(U1)或者所述分析信号(us)与所述电路直流电压源(3)的电势叠加，由此，在时间上限定观察时间间隔，在该观察时间间隔的范围中可测量所述信号相位(P1)的所述感应信号或所述分析信号(us)。
12.如权利要求11所述的方法，其特征在于，根据与所述信号相(P1)的所述感应信号(U1)或者所述分析信号(us)成比例的零电流信号(nss)和通过所述控制单元产生的状态窗口信号(swd)来置位所述开窗控制信号(owd)，其中通过所述状态窗口信号(swd)由所述控制单元预定所述开窗控制信号(owd)保持被置位的最小持续时间。
13.如权利要求8至12之一所述的方法，其特征在于，在所述观察时间间隔内，从所述信号相位(P1)的所述感应信号(U1)或者所述分析信号(us)与预定的阈值(ut)的比较中得出所述位置信号(up)，其中，只有在持续预定的持续时间地低于所述阈值(ut)时，才产生开关信号(uss)，该开关信号(uss)的值超过开关元件(ST)的响应阈值，由此在该开关元件(ST)的输出端产生所述位置信号(up)。
14.如权利要求13所述的方法，其特征在于，可以根据所述控制单元的控制信号(sax)在一个范围内调节所述阈值(ut)的额定值，并且，在所述观察时间间隔内，所述感应信号(U1)或者所述分析信号(us)在电气循环中在阈值较高的情况下较早地低于该阈值(ut)，而在阈值较低的情况下较迟地低于该阈值(ut)。
15.如权利要求13或者14所述的方法，其特征在于，根据激活信号(uta)，只有在所述观察时间间隔开始时才延迟地把所述阈值(ut)提高到其额定值，由此防止过早低于所述阈值。
16.如权利要求15所述的方法，其特征在于，将所述开窗控制信号(owd)同时用作激活信号(uta)。
17.如权利要求8至16之一所述的方法，其特征在于，为了实现如权利要求8至16之一所述的方法，这样同时使用所述控制单元，使得至少一个所述方法特征通过在所述控制单元中所编程的计算算法来实现。
全文摘要
为了自换向地控制永磁无刷直流电动机，建议一种电路装置，所述电路装置通过分析信号相位的感应信号来确定换向时刻。为了对所述感应信号去干扰，在所述信号相位和在换向循环中相邻的电动机相位之间布置电容性去干扰构件。如此确定所述电容性去干扰构件的大小，以致补偿功率开关元件对该感应信号的干扰影响。这使得能够更准确地确定转子的瞬时旋转位置，并且从而能够在运行时有效地控制或者调节影响功率的调节参数。这对于电动机的效率、单位功率之重量和能耗有积极的作用，并且能够使电动机稳定运行。
文档编号H02P6/18GK1802784SQ200480016037
公开日2006年7月12日 申请日期2004年1月19日 优先权日2003年4月10日
发明者P·德菲利皮斯, K·罗泽, J·施瓦茨科普夫, E·温施 申请人:西门子公司