专利名称：多路整流电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及把三相交流电源变换为谐波分量少的直流电源的多路整流电路。
背景技术：
作为把三相交流变换为直流的方法，最一般的方法是使用把6个整流元件组成桥式结构的三相全波整流器。在该三相全波整流器中，由于每60度顺序通电的整流元件交替切换输出直流电压，因此在该经过整流的直流电压中包含具有电源频率的6倍周期且振幅很大的电压波动。该电压脉动成为高次谐波而成为对利用该直流电源的设备带来恶劣影响的原因。
为此，例如，在专利文献1、2中，提出了对于把三相交流变换成直流的第1整流电路，设置从三相交流电源变成相位变化的6个多路用交流电压的多路变压器以及把该多路变压器输出的6个交流电压变换成直流的第2整流电路，在第1整流电路的输出直流电压上多路复用第2整流电路的输出直流电压，得到谐波分量少的直流电源的多路整流电路。
另外，作为多路变压器，在专利文献1中，公开了在表示三相交流的R相、S相、T相的各相电压的关系的正三角形的变压器矢量图中，变成位于以各顶点为中心、把连结其余2个顶点所描绘的圆弧三等分的圆弧上的总计6相交流电压的变压器。
另外，作为多路变压器，在专利文献2中，公开了输入三相交流，输出使相位延迟了±20°电角的两种三相交流的变压器。具体地讲，该变压器是在表示三相交流的各相电压的关系的正三角形的变压器矢量图中，满足由分别通过了以上述正三角形的各顶点为中心、把连结了其余的2个顶点所描绘的圆弧三等分而得到的两个点的直线，以及通过上述正三角形的各顶点、平行于与上述各顶点相对的一条边的直线形成的六角形所表示的变压器矢量图的变压器，该变压器具备在三相部分的铁芯上分别缠绕的第1以及第2线圈，上述第1线圈的一端连接到极性相同、顺序相不同的上述第2线圈的一端，上述第1线圈的另一端连接到极性相同、按照与上述一端不同的组合顺序相不同的上述第2线圈的另一端，设a、b、c分别是大于等于2的数，把上述第1线圈的匝数记为2a，在匝数的中间位置设置第1抽头，把上述第2线圈的匝数记为2b+c，在从一端起到匝数b内侧的位置设置第2抽头，从另一端起到匝数b内侧的位置设置第3抽头，三相部分的上述第1抽头作为三相交流电压的输入端子，三相部分的上述第2抽头作为三相交流电压的第1输出端子，三相部分的上述第3抽头作为上述三相交流电压的第2输出端子，上述匝数比设定为a∶b∶c＝sin20°∶sin40°∶sin120°，与上述第2线圈的匝数c相对应部分的导线的截面积比其它部分小。
这样，在现有的多路整流电路中，在从三相交流电源变成相位变化的6个多路用交流电压的多路变压器的匝数比上下功夫，以得到谐波分量少的直流电源。
专利文献1特开2002-10646号公报专利文献2特开2004-120878号公报然而，在电源高次谐波的抑制方面，关于三相最多谋求5次、7次的抑制，但作为标准值，不是仅特定次数的对策，而是作为整体要求平衡性良好地抑制高次谐波。
然而，在上述现有的多路整流电路中，原理上目的在于以输入电流的低次谐波为中心，使特定谐波分量为零，但是存在作为抑制对象以外残存的谐波分量反而比没有采取多路复用措施时增大的问题。
另外，在上述现有的多路整流电路中，原理上由于为了抑制低次谐波所选定的多路变压器的匝数比以流过经过多路复用的直流的直流扼流圈非常大、而视为直流电流是没有脉动的直流的状态为前提，因此为了实现效果，具有导致直流扼流圈的尺寸增大及与其相伴随的损失增加的问题。
发明内容
本发明就是鉴于以上问题而完成的，目的在于得到在抑制流过经过多路复用的直流的直流扼流圈尺寸增大，并且充分抑制了低次谐波分量的基础上，能够平衡性良好地抑制所有谐波分量的多路整流电路。
为了达到上述目的，本发明的特征是，具备把三相交流电源变换为直流电源的第1整流电路；多路变压器，该多路变压器对上述三相交流电源的电压进行降压，同时变成在表示上述三相交流电源的各相电压的关系的正三角形的变压器矢量图中，以如下方式配置在以各顶点为中心连结其余2个顶点的圆弧与上述正三角形的各条边之间的6个空间位置的交流电压，也就是，位于以上述正三角形的第1顶点为中心连结其余的第2以及第3顶点的圆弧与连结上述第2以及第3顶点的边之间的空间位置，即从上述第2顶点一侧偏离了20度以上的第1空间位置与从上述第3顶点一侧偏离了20度以上的第2空间位置；对上述多路变压器输出的相位不同的6个交流电压进行整流的第2整流电路，其中，使上述第1以及第2整流电路并联连接以得到多路直流输出。
依据本发明，则在抑制流过经过多路复用的直流的直流扼流圈尺寸增大，并且充分抑制了低次谐波分量的基础上，能够平衡性良好地抑制所有的谐波分量。
依据本发明，则由于不仅是特定次数，而是作为整体能够平衡性良好地抑制谐波分量，因此起到不仅与日本国内标准而且还能够与欧洲标准对应的效果。
图1是表示适用了本发明实施形态1的多路整流电路的变流器电路的结构的电路图。
图2是说明图1所示的多路变压器的绕线构造的一个例子的图。
图3是说明图1所示的多路变压器变成的交流电压的配置关系的变压器矢量图。
图4是表示对于在专利文献1、2所示的整流电路中没有使用多路变压器时的输入电流变化的仿真结果的图。
图5是表示频率分析了图4所示的输入电流变化的结果的图。
图6是表示对于在专利文献1、2中所示的使用了多路变压器的整流电路中的输入电流变化的仿真结果的图。
图7是表示频率分析了图6所示的输入电流变化的结果的图。
图8是表示对于在专利文献1、2所示的使用了多路变压器的整流电路中，添加了直流扼流圈时的输入电流变化的仿真结果的图。
图9是表示频率分析了图8所示的输入电流变化的结果的图。
图10是表示对于在图1所示的结构中，去除了2个交流扼流圈和噪声滤波器时的输入电流变化的仿真结果的图。
图11是表示频率分析了图10所示的输入电流变化的结果的图。
图12是表示对于在图1所示的结构(存在2个交流扼流圈的结构)中，除去了噪声滤波器时的输入电流变化的仿真结果的图。
图13是表示频率分析了图12所示的输入电流变化的结果的图。
图14是表示使用了本发明实施形态2的多路整流电路的变流器电路的结构的电路图。
图15是表示使用了本发明实施形态3的多路整流电路的变流器电路的结构的电路图。
附图标记的说明1三相交流电源2第1整流电路3直流扼流圈(第2直流扼流圈)4平滑电容器5逆变器6电机
7交流扼流圈(第1交流扼流圈)8噪声滤波器9交流扼流圈(第2交流扼流圈)10多路变压器11第1整流电路12直流扼流圈(第1直流扼流圈)13变流器电路的整流电路21R相铁心22R相第1线圈23R相第2线圈24S相铁心22S相第1线圈23S相第2线圈21T相铁心22T相第1线圈23T相第2线圈具体实施方式
以下参照附图，详细地说明涉及本发明的多路整流电路的最佳实施形态。
实施形态1图1是表示使用了本发明实施形态1的多路整流电路的变流器电路的结构的电路图。图1中，变流器电路一般构成为具备对于三相交流电源1作为三相全波整流器的第1整流电路2、构成把第1整流电路2的输出直流电压进行平滑的平滑电路的直流扼流圈3以及平滑电容器4、通断平滑电容器4的端子电压(直流电压)生成交流电压的逆变器5，并根据该逆变器5的输出交流电压来驱动控制电机6。
本实施形态1的多路整流电路(1)基本上，相对于对三相交流电源1设置的第1整流电路2，具备把三相交流电源1的电压进行降压的同时，变成相位不同的6个交流电压的多路变压器10，以及把该多路变压器10的输出交流电压整流并把其整流输出多路复用到第1整流电路2的整流输出上的第2整流电路11。关于多路变压器10的结构例在后面叙述(图2、图3)。第2整流电路11与第1整流电路2相同，由二极管桥构成。
(2)而且，作为几乎必需的结构，在多路变压器10的输入级设置交流扼流圈9。另外，交流扼流圈9也可以由多路变压器10的漏电感分量构成。
(3)另外，为了进一步抑制电源高次谐波，把交流扼流圈7直接连接到三相交流电源1的输出端，经过该交流扼流圈7在各部分上施加三相交流电源1的交流电压和交流电流。(4)除此之外，谋求降低三相交流电源1上所叠加的电源噪声，在交流扼流圈7的输出端与第1整流电路2以及交流扼流圈9的输入端之间设置噪声滤波器8。
通过这些措施，在抑制流过经过多路复用的直流的直流扼流圈3尺寸增大，并且充分地、抑制了低次谐波分量的基础上，与仅单单是第1整流电路2的情况、即没有多路复用的情况相比，就能够有效地抑制所有的谐波分量。另外，图1中，用虚线A包围的从交流扼流圈7到直流扼流圈3的电路部分，成为具有与该三相交流电源1的连接端和与平滑电容器4的连接端的一个块，因此能够作为一个独立的构造体(电源高次谐波对策设备)来处理。
其次，参照图2和图3，说明多路变压器10的结构例。另外，图2是说明多路变压器10的绕线构造的一个例子的图。图3是说明多路变压器10变成的交流电压的配置关系的变压器矢量图。
图2中，在R相铁心21上，缠绕R相第1线圈22以及R相第2线圈23。其中，在R相第1线圈22中，在两端标注了符号R7、符号R6，而在把匝数以a∶a的比例等分的位置上设置中间抽头R。另外，在R相第2线圈23中，在两端标注了符号S7、符号T6，而在把匝数以b∶c∶b的比例分割的位置上设置中间抽头S3、T2。R相第1线圈22的一端R7与R相第2线圈23的一端S7是相同极性。
另外，在S相铁心24上，缠绕S相第1线圈25以及S相第2线圈26。其中，在S相第1线圈25中，在两端标注了符号S7、符号S6，而在把匝数以a∶a的比例等分的位置上设置中间抽头S。另外，在S相第2线圈26中，在两端标注了符号T7、符号S6，而在把匝数以b∶c∶b的比例分割的位置上设置中间抽头T3、R2。S相第1线圈25的一端S7与S相第2线圈26的一端T7是相同极性。
进而，在T相铁心27上，缠绕T相第1线圈28以及T相第2线圈29。其中，在T相第1线圈28中，在两端标注了符号T7、符号T6，而在把匝数以a∶a的比例等分的位置上设置中间抽头T。另外，在T相第2线圈29中，在两端标注了符号R7、符号S6，而在把匝数以b∶c∶b的比例分割的位置上设置中间抽头R3、S2。T相第1线圈28的一端T7与T相第2线圈29的一端R7是相同极性。
而且，R相第1线圈22的一端R7与T相第2线圈的一端R7连接，R相第1线圈22的另一端R6与S相第2线圈26的另一端R6连接。S相第1线圈25的一端S7与R相第2线圈23的一端S7连接，S相第1线圈25的另一端S6与T相第2线圈29的另一端S6连接。T相第1线圈28的一端T7与S相第2线圈26的一端S7连接，T相第1线圈28的另一端T6与R相第2线圈23的另一端T6连接。另外，匝数比a∶b∶c例如是41∶88∶83。
多路变压器10构成为具有以上的连接关系，中间抽头R、S、T是输入端子，与三相交流电源1的R相、S相、T相的相对应的相线连接。另外，中间抽头S3、T2、T3、R2、R3、S2是输出端子，与第2整流电路11的相对应的输入端连接。
从中间抽头S3、T2、T3、R2、R3、S2取出的6个电位在变压器矢量图上的配置关系为图3所示那样。即，多路变压器10调整图2所示的匝数比a∶b∶c，变成如图3所示的那样在表示三相交流电源1的各相电压的相位关系的正三角形的变压器矢量图中，以如下方式配置在以各顶点中心连结其余的2个顶点的圆弧与正三角形的各边之间的6个空间位置31～36的交流电压，也就是，如果把正三角形的顶点记为R、S、T，则位于例如以顶点R为中心连结其余的顶点S、T的圆弧与连结顶点S、T的边的之间的空间位置，即从顶点S一侧偏离了20度以上的第1空间位置31和从顶点T一侧偏离了20度以上的第2空间位置23。
另外，在专利文献1、2中所示的多路变压器中，如在图3中用「×」所示，变成配置在把以正三角形的各顶点中心连结其余的2个顶点的圆弧三等分的圆弧上的位置的交流电压。即，在本发明中，使匝数比a∶b∶c成为与专利文献1、2中公开的内容不同的结构。从而，生成图3所示的所希望的电位的多路变压器10的绕线方法，只要遵从在本发明中规定的匝数比a∶b∶c则不限于图2所示的方法，例如能够使用在专利文献1所示的各种方法。
在这样构成的多路整流电路中，在进行了相电压标记的情况下，相对于R相、S相、T相的错开120°相位的三相交流电源，多路变压器10的二次侧电压作为峰值比R相、S相、T相的各相电压低，但在配置为具有相互比较成为最高电压或者最低电压的期间的电压，并在第1整流电路2上连接了第2整流电路11的情况下，在第2整流电路11中，在成为最高电压或者最低电压的期间就能够导通电流。
因此，与仅是第1整流电路2的情况(即没有多路复用的情况)相比较，减少第1整流电路2中的电流通过期间，发生第2整流电路11经过多路变压器10的电流通过期间。经过多路变压器10的电流借助于变压器连线，在一次侧分流到R、S、T各相。从而，作为整体的R、S、T各相的电流成为接近抑制了高次谐波的正弦波。
另外，具有直流扼流圈3的容量越大，平滑电容器4的容量越小，抑制效果越大的倾向。另外，通过在电源线中作为部件积极地添加交流扼流圈7，作为整体就能够进一步抑制高次谐波。但是，由于该交流扼流圈7流过多路整流电路的所有输入电流，因此通电电流大，尺寸大。
这里，与根据现有的技术(专利文献1、2)得到的效果相比较来说明本发明的高次谐波的抑制效果。在图4～图9中，说明根据现有的技术(专利文献1、2)得到的高次谐波的抑制效果，在图10～图13中，说明根据本发明得到的高次谐波的抑制效果。另外，每一个都是利用仿真的评价结果。除去了噪声滤波器8。
专利文献1、2中所示的多路变压器的匝数比确定为其变成的6相交流电压如在图3中说明的那样，配置在把以某个顶点为中心连结其余的2个顶点的圆弧三等分的圆弧上的位置。专利文献1、2作为多路变压器的匝数比用其它的表现方法示出结果相同的值。这里，设多路变压器的匝数比为a∶b∶c＝sin20°∶sin40°∶sin120°≈43∶81∶109。这是在专利文献2中示出的。另外，在专利文献1、2中，没有示出图1所示的交流扼流圈7、9，另外也没有提示它们存在的记载。
在没有图1所示的交流扼流圈7、9的状态下，把三相交流电源1的电压取为相间400V、50Hz，在8kW左右的负荷下，把直流扼流圈3以及平滑电容器4的容量取为一般的2.9mH以及1650μF(假设2个3300μF的容器串联)，负荷为7900W来实施仿真。
图4是表示关于在专利文献1、2所示的整流电路中没有使用多路变压器时的输入电流变化的仿真结果的图。图5是表示频率分析了图4所示的输入电流变化的结果的图。如果用图1叙述，则是三相交流电源1直接与第1整流电路2连接，没有交流扼流圈9、多路变压器10以及第2整流电路11的路由的状态。图5中，左端表示电源频率(50Hz)，从这里开始朝向右方，从低次谐波起顺序表示。
图6是表示关于专利文献1、2所示的使用了多路变压器的整流电路中的输入电流变化的仿真结果的图。图7是表示频率分析了图6所示的输入电流变化结果的图。如果用图1叙述，则是三相交流电源1直接与第1整流电路2连接，同时多路变压器10和第2整流电路11与第1整流电路2并联连接的状态。如图6、图7所示，在使用了多路变压器的情况下，表现出谐波的抑制效果。然而，并不能够说低次的谐波如在专利文献1、2中期待的那样能够充分降低。这里，17次、19次谐波分别残留基波的5.85％、3.87％。
图8是表示在专利文献1、2所示的使用了多路变压器的整流电路中添加了直流扼流圈时的输入电流变化的仿真结果的图。图9是表示频率分析了图8所示的输入电流变化的结果的图。如果添加在专利文献1、2中没有考虑的10mH的直流扼流圈，则成为图8、图9所示，几乎抑制掉5次等低次谐波分量，而17次、19次谐波分别残留基波的5.25％、4.27％。
本发明中的多路变压器10的匝数比调整为使得其变成的6相交流电压如在图3中说明过的那样，在作为变压器矢量的标记中，位于相互用直线连结R相、S相、T相的3个相电位的正三角形的边与以各顶点为中心连结其余的2个顶点所描绘的圆弧之间的空间位置，即与上述正三角形的边构成的角度比20度大的空间位置。这里，作为一个例子，采用图2所示的匝数比a∶b∶c＝41∶88∶83。该匝数比a∶b∶c＝41∶88∶83表示作为线间电压把正三角形的一条边设为1的情况下为0.994，在距边的角度相当于22度的空间位置变成交流电压的情况。
与上述现有的技术相同，把三相交流电源1的电压取为相间400V、50Hz，直流扼流圈3以及平滑电容器4容量在8kW左右的负荷下取为一般的2.9mH以及1650μF(假设2个3300μF的电容器串联)、负荷为7900W来实施仿真。
图10是表示关于在图1所示的结构中，除去了两个交流扼流圈和噪声滤波器时的输入电流变化的仿真结果的图。图11是表示频率分析了图1所示的输入电流变化的结果的图。如图10、图11所示，整体上把低次谐波分量抑制得较低，17次、19次谐波分别残留基波的4.74％、3.62％。
关于电源高次谐波的抑制，在三相中最主要的是要求5次、7次的抑制，而作为标准值，还要求整体的平衡。例如，在日本国内特定需要客户的对应中，作为其高次谐波残存的目标值，在6.6kV配电的情况下，作为配电设备整体，每1kW的上限电流值成为5次＝3.5mA，7次＝2.5mA，11次＝1.6mA，13次＝1.3mA，17次＝1.0mA，19次＝0.9mA，23次＝0.76mA，高于23次＝0.7mA。
另外，在欧洲标准的IEC-61000-3-2中，虽然是小于等于16A/相，但是如果着眼特殊情况，则个别设备的各次高次谐波残余量的上限作为绝对值，成为5次＝1.14A，7次＝0.77A，11次＝0.33A，13次＝0.21A，15～39次(奇数)＝0.15×(15/n)。另外，n是次数。
这样，在标准上，不是仅特定次数的对策，而是作为总体还要求平衡性良好地抑制高次谐波。这一点如图12、图13所示，能够通过像本发明那样选定多路变压器的匝数比来实现，特别是，在并用交流扼流圈9以及交流扼流圈7的情况下很有效果。
图12是表示关于在图1所示的结构(存在2个交流扼流圈的结构)中去除了噪声滤波器时的输入电流变化的仿真结果的表。图13是表示频率分析了图12所示的输入电流变化的结果的图。图12和图13是设交流扼流圈9＝3.7mH，交流扼流圈7＝4.5mH时的仿真结果，也能够满足上述的IEC-61000-3-2。
这一点依赖于预先在多路变压器10中，整体上平衡性良好地抑制谐波分量，特别是预先把17次、19次抑制得较低的效果，具备交流扼流圈9，积极地抑制由多路变压器10中的梯形电流产生的谐波分量(具体地讲17次、19次分量)的效果。
这样，通过在本发明中把多路变压器10的匝数比选定成使得在以正三角形的一条边为1的情况下作为线间电压是0.994，距边的角度例如相当于22度的空间位置中变成交流电压，即使存在制造分散性，也能够抑制高次谐波残留的分散性，与没有多路复用的情况相比较，所有的谐波成分得到抑制，能够与各种标准相对应。而且，通过插入交流扼流圈7，就能够进一步减少高次谐波残存量。
除此以外，如果依据本发明采用的匝数比，则与现有的技术(专利文献1、2)相比，为增加第1整流电路2的通电角度的方向，第2整流电路11以及多路变压器10中的电流职责减少，还能够期待把电流容量抑制得很低的效果。
另外，虽然在上述的具体仿真例中，用400V电源表示，但即使是200V电源也为相同的倾向。在该例子中，虽然没有变化直流扼流圈3的容量，然而通过增加容量就能够抑制低次谐波分量，因此通过与交流扼流圈7、9的容量组合取得平衡，能够有效地降低高次谐波。特别是，由于交流扼流圈7全部流过主电流，因此为了防止损失增加，希望极力减小容量。另外，在上述的具体仿真例中，交流扼流圈7、9的容量选定考虑了使得输入电流直至16A/相(10.5kW左右)以满足IEC-61000-3-2，然而也可能够根据设备的最大容量来选定其它的容量。
然而，在作为产品需要按标准状态进行充分的高次谐波抑制的情况下，图1所示的多路整流电路，由于从出厂时刻起成为长时连接，因此通过把作为发热部件的交流扼流圈9、多路变压器10、第1整流电路2、第2整流电路11、直流扼流圈3，根据需要还有交流扼流圈7、噪声滤波器8汇总成独立的构造体A单独配置，就能够抑制对于配置在整流电路2、11的后级的平滑电容器4、逆变器5及其控制电路等电子部件的热应力。另外，不言而喻关于独立的构造体(电源高次谐波对策设备)A的部件，不一定必须是上述的所有部件，也能够根据产品制造上的要求适当地进行选择。
这样，如果依据实施形态1，则由于把多路变压器的匝数比选定为不是仅对于特定次数，而是作为整体能够平衡性良好地抑制高次谐波的匝数比，另外为谋求进一步抑制谐波还插入交流扼流圈，因此在抑制流过经过多路复用的直流的直流扼流圈尺寸增大，并且充分抑制了低次谐波分量的基础上，能够平衡性良好地抑制所有的谐波分量，不仅与日本国内标准，而且还能够与欧洲标准对应。
实施形态2图14是表示使用了本发明实施形态2的多路整流电路的变流器电路的结构的电路图。另外，图14中，在与图1(实施形态1)所示的构成要素相同或者同等的结构要素上附加相同的标记。这里，以与实施形态2有关的部分为中心进行说明。
即，如图14所示，在该实施形态2中，在第1整流电路2和第2整流电路11的并联连接端与一端连接到平滑电容器4的直流扼流圈3的另一端之间配置直流扼流圈12。即，在该实施形态2中，成为直流扼流圈被分割成直流扼流圈3和直流扼流圈12的结构。
直流扼流圈12并不一定需要，然而由于在为了提高高次谐波抑制水平而增大直流扼流圈的L值方面有效而进行配置。如果依据该结构，则预先把用图中虚线B包围的电路部分(交流扼流圈9、多路变压器10、第2整流电路11、直流扼流圈12)做成单独的构造体(电源高次谐波对策设备)，成为能够在以后追加提供来进行对应的结构。
即，电源高次谐波对策通常只要直流扼流圈3就很充分，而在选择性地引入进一步对策的情况下，具体地讲，在需要向对于电源高次谐波的特定需要用户指示进行对应的情况下，能够通过在以后追加提供单独构造体(电源高次谐波对策设备)B来进行应对。如果这样做，则能够抑制标准规格产品的尺寸大、重量重和成本高。
另外，具体的电路常数例如下面那样。其中，直流扼流圈以及电容器的容量选定与实施形态1相同，假定8kW左右的负荷。在三相交流电源1的相间电压是200V的情况下，直流扼流圈3与直流扼流圈12之和的L值设为0.5mH，平滑电容器4的容量设为3300μF，交流扼流圈9的L值设为0.5mH。
另外，在三相交流电源1的相间电压是400V的情况下，直流扼流圈3与直流扼流圈12之和的L值设为2.9mH，平滑电容器4的容量设为1650μF，交流扼流圈9的L值设为1.0mH。
这样，如果依据实施形态2，则在可以得到与实施形态1相同的作用、效果的基础上，还能够抑制标准规格产品的尺寸大、重量重和成本高。
实施形态3图15是表示使用了本发明实施形态3的多路整流电路的变流器电路的结构的电路图。另外，图15中，在与图14(实施形态2)所示的构成要素相同或者相等的结构要素上附加相同的标记。这里，以与实施形态3有关的部分为中心进行说明。
即，在图15中，整流电路13、直流扼流圈3、平滑电容器4以及逆变器5是一般的变流器电路。在该实施形态3中，如图15所示，把从三相交流电源1一侧的交流扼流圈7到噪声滤波器8、第1整流电路2、交流扼流圈9、多路变压器10、第2整流电路11以及直流扼流圈11准备为独立构造体(电源高次谐波对策设备)C，使得直流扼流圈11的外部连接端和基准电位连接端能够连接到变流器电路的整流电路13的输入单元。
其中，关于作为整流电路13的构成部件的二极管，在插入了电源高次谐波对策设备C的情况下，由于导通电流职责集中在特定的2个二极管中，因此需要预先实施具备与这种情况下的温度上升相应的容量和放热设计。
另外，关于直流扼流圈，在该实施形态3中，由于相对于直流扼流圈3串联配置直流扼流圈12，因此电路常数的设定与实施形态2相同。
这样，如果依据本实施形态3，则由于成为在三相交流电源1与变流器电路的整流电路的输入单元之间单纯地添加插入电源高次谐波对策设备C的结构，因此可以得到容易进行以后追加提供来进行对应的效果。另外，虽然在实施形态3中，示出了对于实施形态2的适用例，但实施形态1(图1)所示的构造体A作为电源高次谐波对策设备也相同，能够以后再装到三相交流电源1与变流器电路的整流电路的输入单元之间。
于是，虽然在实施形态1～3中说明了把本发明利用在变流器电路的整流部分中的情况，但当然也能够以相同的结构利用在其它的直流负荷中。另外，关于负荷虽然没有特别限定，但由于在大型设备中，一般整流电路是不具有再生转换器的二极管整流电路，因此是易于在以后安装添加上述电源高次谐波对策设备C等的结构。
作为本发明理想的适用例，可以举出作为空调装置的整流电路来使用的情况。即，图1、图14、图15所示的电机6是空调装置中的压缩机电机。在空调装置中，由于产品的变流率高，而且电源设备中的电容占有率高，因此电源高次谐波大多被视为问题。在空调装置中，用变流器驱动的压缩机电机的惯性低，难以产生再生能量，因此是最佳的适用例。另外，在空调装置中，在变流器电路周边一般具备热交换用的送风机，在把本发明的多路变压器单元进行冷却时还能够灵活地运用该气流，因此还具有不需要附加部件的优点。
产业上的可利用性如上所述，涉及本发明的多路整流电路作为不仅与日本国内标准而且还能够与欧洲标准相对应的整流电路是有用的，特别是适合作为能够与要求水平柔性对应的整流电路。
权利要求
1.一种多路整流电路，其特征在于，具备把三相交流电源变换为直流电源的第1整流电路；多路变压器，该多路变压器对上述三相交流电源的电压进行降压，同时变成在表示上述三相交流电源的各相电压的关系的正三角形的变压器矢量图中，在以各顶点为中心连结其余2个顶点的圆弧与上述正三角形的各条边之间的6个空间位置上配置的交流电压，使其位于以上述正三角形的第1顶点为中心连结其余的第2以及第3顶点的圆弧与连结上述第2以及第3顶点的边之间的空间位置，即从上述第2顶点一侧偏离了20度以上的第1空间位置与从上述第3顶点一侧偏离了20度以上的第2空间位置；对上述多路变压器输出的相位不同的6个交流电压进行整流的第2整流电路，其中，使上述第1以及第2整流电路并联连接以得到多路直流输出。
2.根据权利要求1所述的多路整流电路，其特征在于，在上述三相交流电源与上述多路变压器之间配置有交流扼流圈。
3.一种多路整流电路，其特征在于，具备连接三相交流电源的第1交流扼流圈以及连接上述第1交流扼流圈的输出端的第2交流扼流圈；经过上述第1交流扼流圈把上述三相交流电源变换为直流电源的第1整流电路；多路变压器，该多路变压器对从上述第2交流扼流圈输入的上述三相交流电源的电压进行降压，同时变成在表示上述三相交流电源的各相电压的关系的正三角形变压器矢量图中，在以各顶点为中心连结其余2个顶点的圆弧与上述正三角形的各条边之间的6个空间位置上配置的交流电压，使其位于以上述正三角形的第1顶点为中心连结其余的第2以及第3顶点的圆弧与连结上述第2以及第3顶点的边之间的空间位置，即从上述第2顶点一侧偏离了20度以上的第1空间位置和从上述第3顶点一侧偏离了20度以上的第2空间位置；对从上述多路变压器输出的相位不同的6个交流电压进行整流的第2整流电路，其中，使上述第1以及第2整流电路并联连接以得到多路直流输出。
4.根据权利要求3所述的多路整流电路，其特征在于，在上述第1交流扼流圈与上述第1整流电路以及上述第2交流扼流圈之间，配置有噪声滤波器。
5.根据权利要求3所述的多路整流电路，其特征在于，构成对于上述多路直流输出进行平滑处理的平滑电路的直流扼流圈从平滑电容器分离并连接到上述第1以及第2整流电路的并联连接端，从上述第1交流扼流圈到上述直流扼流圈的各元件构成独立的构造体。
6.根据权利要求3所述的多路整流电路，其特征在于，构成对于上述多路直流输出进行平滑处理的平滑电路直流扼流圈由一端与上述第1以及第2整流电路的并联连接端连接的第1直流扼流圈和连接在上述第1直流扼流圈的另一端与平滑电容器之间的第2直流扼流圈构成，上述第2交流扼流圈、上述多路变压器、上述第2整流电路以及上述第1直流扼流圈构成独立的构造体。
7.根据权利要求1所述的多路整流电路，其特征在于，一端连接在上述第1以及第2整流电路的并联连接端的直流扼流圈的另一端和基准电位端被连接到变流器电路的整流电路输入单元。
8.根据权利要求3所述的多路整流电路，其特征在于，一端连接在上述第1以及第2整流电路的并联连接端的直流扼流圈的另一端和基准电位端被连接到变流器电路的整流电路输入单元。
全文摘要
得到在抑制流过经过多路复用的直流的直流扼流圈尺寸增大，并且充分地抑制了低次谐波分量的基础上，能够平衡性良好地抑制所有谐波分量的多路变压器，把多路变压器(10)的匝数比选定为不仅是特定次数，而且作为整体能够平衡性良好地抑制高次谐波的匝数比，另外，谋求进一步抑制高次谐波还插入交流扼流圈(9、7)，因此在抑制流过经过多路复用的直流的直流扼流圈(3)尺寸增大，并且充分抑制了低次谐波分量的基础上，能够平衡性良好地抑制所有的谐波分量，使得不仅与日本国内标准，而且还能够与欧洲标准相对应。
文档编号H02M7/04GK1809954SQ20048001726
公开日2006年7月26日 申请日期2004年7月29日 优先权日2004年7月29日
发明者高田茂生, 楠部真作 申请人:三菱电机株式会社