专利名称：电源转换器及其转换方法
技术领域：
本发明涉及电源转换器及其转换方法，更具体的是涉及直流-直流转换器及其转换方法。
背景技术：
很多电子装置采用直流-直流转换器将直流输入电压转换成一个直流输出电压。一个直流-直流转换器的拓扑结构中可以有一个由全桥初级线圈和倍流整流器次级线圈组成的变压器。在此例中，一个全桥电路可以连接在隔离变压器的初级线圈的两端，一个倍流整流器电路可以连接在隔离变压器的次级线圈两端。全桥电路可以由四个开关组成，这四个开关以已知的电桥配置形式排列而成。倍流整流器可以有两个开关。
在一种已知的排列方式中，全桥电路的四个开关可以由四个独立的控制信号控制，倍流整流器电路的两个开关可以由另外两个控制信号控制。这样，在这种已知的排列方式中，需要向这些开关提供六个不同的控制信号。此外，六个开关响应这六个相关的控制信号，以使在功率传输周期之前次级线圈是短路的，而初级线圈是断开的(全桥的四个开关是断开的)。因此，该已知排列方式需要变压器有一个尺寸相对大的铁芯，因为对于磁化曲线上的每个周期，铁芯几乎会返回到铁芯没有磁化时的初始状态。
发明内容
有鉴于此，本发明的目的在于提供一种电源转换器、含有该电源转换器的电子装置，以及实现电源转换的方法。
为了实现上述目的，本发明提供一种电源转换器，该电源转换器包括一个拥有初级线圈和次级线圈的变压器，一个第一高侧开关，一个第一低侧开关，其中这两个开关沿着全桥电路的第一路径串联，一个位于第一高侧开关和第一低侧开关之间的第一节点。电源转换器还包括一个第二高侧开关和一个第二低侧开关，其中这两个开关沿着全桥电路的第二路径串联，一个位于第二高侧开关和第二低侧开关之间的第二节点，其中初级线圈连接在第一节点和第二节点之间，一个与次级线圈一端相连的第一整流器开关，一个与次级线圈另一端相连的第二整流器开关。该电源转换器还包括一个第一路径，该第一路径能够将一个第一整流器驱动信号从第一节点提供至第二整流器开关，和一个第二路径，该第二路径能够将一个第二整流器驱动信号从所述第二节点提供至第一整流器开关。
本发明所述的电源转换器，所述第一和第二高侧开关在一个第一复位时间段内闭合，使所述初级线圈与所述电源转换器的一个输入电压短路。
本发明所述的电源转换器，在所述第一复位时间段内，所述第一和第二低侧开关断开，所述第一和第二整流器开关闭合，使所述次级线圈在所述第一复位时间段内与地短路。
本发明所述的电源转换器，所述第一高侧开关响应一个第一控制信号，所述第二高侧开关响应一个第二控制信号，所述第一低侧开关响应一个第三控制信号，所述第二低侧开关响应一个第四控制信号。
本发明所述的电源转换器，在所述第一和第二高侧开关断开之后且在相应的所述第二和第一整流器开关断开之前，流经所述第一和第二整流器开关的电流变化率由下式给出
dIdt=Vinn·12Lleakage]]>其中Vin为所述电源转换器的输入电压，n为所述变压器的匝数比，Lleakage为与所述次级线圈串联的所述变压器的寄生漏电感。
为了实现上述目的，本发明还提供一种电子装置，包括一个能够接收一个输入电压和提供一个输出电压的电源转换器，所述电源转换器包括一个变压器，所述变压器有一个初级线圈和一个次级线圈；一个第一高侧开关和一个第一低侧开关，所述两个开关沿着一个全桥电路的第一路径相串联，一个位于所述第一高侧开关和所述第一低侧开关之间的第一节点；一个第二高侧开关和一个第二低侧开关，所述两个开关沿着所述全桥电路的第二路径相串联，一个位于所述第二高侧开关和所述第二低侧开关之间的第二节点，其中所述初级线圈连接在所述第一节点和所述第二节点之间；一个与所述次级线圈一端相连的第一整流器开关；一个与所述次级线圈另一端相连的第二整流器开关；一个第一路径，所述第一路径能够将一个第一整流器驱动信号从所述第一节点提供至所述第二整流器开关；一个第二路径，所述第二路径能够将一个第二整流器驱动信号从所述第二节点提供至所述第一整流器开关。
本发明所述的电子装置，在一个第一复位时间段内，所述第一和第二高侧开关闭合，使所述初级线圈与所述电源转换器的所述输入电压短路。
本发明所述的电子装置，在所述第一复位时间段内，所述第一和第二低侧开关断开，所述第一和第二整流器开关闭合，使所述次级线圈在所述第一复位时间段内与地短路。
本发明所述的电子装置，所述第一高侧开关响应一个第一控制信号，所述第二高侧开关响应一个第二控制信号，所述第一低侧开关响应一个第三控制信号，所述第二低侧开关响应一个第四控制信号。
本发明所述的电子装置，在所述第一和第二高侧开关断开之后且在相应的所述第二和第一整流器开关断开之前，流经所述第一和第二整流器开关的电流变化率由下式给出dIdt=Vinn·12Lleakage]]>其中Vin为所述电源转换器的输入电压，n为所述变压器的匝数比，Lleakage为与所述次级线圈串联的所述变压器的寄生漏电感。
为了实现上述目的，本发明还提供一种转换电源的方法。该方法包括提供一个第一控制信号，以控制一个与全桥电路的第一路径相连的第一高侧开关的状态；提供一个第二控制信号，以控制一个与全桥电路的第二路径相连的第二高侧开关的状态，其中该全桥电路连接至一个变压器的初级线圈的两端；向一个第一低侧开关提供一个第三控制信号，该第一低侧开关与全桥电路的第一路径相连；向一个第二低侧开关提供一个第四控制信号，该第二低侧开关与全桥电路的第二路径相连，其中在第一高侧开关和第一低侧开关之间存在一个第一节点，在第二高侧开关和第二低侧开关之间存在一个第二节点；提供了一个来自第二节点的第一整流器驱动信号，以驱动一个与变压器次级线圈一端相连的第一整流器开关；和提供了一个来自第一节点的第二整流器驱动信号，以驱动一个与变压器次级线圈另一端相连的第二整流器开关。
本发明所述的转换电源的方法，还包括在一个第一复位时间段内，将所述第一和第二高侧开关闭合，使所述初级线圈与所述电源转换器的一个输入电压短路。
本发明所述的转换电源的方法，还包括在所述第一复位时间段内，将所述第一和第二低侧开关断开，将所述第一和第二整流器开关闭合，使所述次级线圈在所述第一复位时间段内与地短路。
本发明所述的转换电源的方法，还包括在所述第一和第二高侧开关断开之后且在相应的所述第二和第一整流器开关断开之前，限制流经所述第一和第二整流器开关的电流变化率至dIdt=Vinn·12Lleakage]]>其中Vin为所述电源转换器的输入电压，n为所述变压器的匝数比，Lleakage为与所述次级线圈串联的所述变压器的寄生漏电感。
本发明提供的电源转换器、电子装置以及转换电源的方法，能够解决现有技术中存在的问题，减少发热量、提高开关的切换速度和性能，增进电源转换器的效率。
图1为一个实施例中一个拥有直流-直流转换器的电子装置的模块图。
图2为图1中的直流-直流转换器的一个实施例的电路图。
图3为图2中的直流-直流转换器的时序图。
图4为图2中的变压器铁芯的磁化曲线图。
图5为拥有多个并联电源单元的直流-直流转换器的另一个实施例的电路图。
图6为图1中的直流-直流转换器的另一个实施例的电路图。
图7为图6中的直流-直流转换器的时序图。
图8为图6中的实施例的等价电路图，示出了与变压器次级线圈串联的寄生漏电感。
图9为图8的等价电路图的各种开关的波形图。
具体实施例方式
图1描述了一个拥有一个电源转换器，例如一个实施例中的直流-直流转换器102的电子装置100。该电子装置100可以是任何类型的电子装置，可以包括一台服务器，一台台式电脑、一台笔记本电脑、手机、个人数字助理等，但并不局限于这些装置。电子装置100可以接收来自任何类型的电源的能量，例如一个直流电源104。该直流电源可以是任何类型的电源，例如交流／直流适配器、直流“香烟”型适配器、电池或充电电池。一个充电电池可以包括任何类型的充电电池，例如锂离子、镍镉、镍金属氢电池或类似电池。直流-直流转换器102可以接收一个直流输入电压Vin，并向负载108提供一个直流输出电压Vout。由直流-直流转换器102提供的输出电压Vout可能比输入电压Vin高或低。
图2详细示出了图1中的直流-直流转换器102的一个实施例102a的电路图。通常，直流-直流转换器102a接收一个直流输入电压Vin，并提供一个理想的直流输出电压Vout。直流-直流转换器102a可以包括一个变压器202、一个全桥电路、一个整流器电路205和一个输出滤波器212。变压器202拥有一个初级线圈206、一个次级线圈208和一个铁芯210。全桥电路有一对路径170，172。路径170上还有一个高侧开关S1和一个与之串联的低侧开关S3。路径170上有一个位于开关S1与开关S3之间的节点LX1。路径170的高侧开关S1连接在电压输入端和节点LX1之间，路径170的低侧开关S3连接在节点LX1与地之间。类似的，全桥电路的路径172有一个高侧开关S2、一个与之串联的低侧开关S4和一个位于开关S2与开关S4之间的节点LX2。变压器202的初级线圈206连接在全桥电路的节点LX1与LX2之间。整流器电路205可以是一个倍流整流器电路，该倍流整流器电路包括与变压器202的次级线圈208两端相连的开关S5和开关S6。开关S5连接在节点N1与地之间，开关S6连接在节点N2与地之间。输出滤波器212可以包括电感L1、L2和电容Cout。
控制器214可以向各个开关S1、S2、S3、S4、S5和S6提供控制信号HDR1、LDR1、HDR2和LDR2。开关S1至S6可以由任意类型的晶体管实现，包括双极型晶体管和场效应晶体管。在一个实施例中，可以采用金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)。控制器214还可以接收来自直流-直流转换器102a的信号，该信号代表直流-直流转换器的输出电压Vout，控制器214能够至少部分地根据该信号做出切换的决定。
本实施例的一个优势是，为了同步驱动开关S3和S5，控制信号LDR1既可以作为全桥电路的路径170上的低侧开关S3的控制信号，又可以作为整流器电路205的开关S5的控制信号。此外，为了同步驱动开关S4和S6，控制信号LDR2既可以作为全桥电路的路径172上的低侧开关S4的控制信号，又可以作为整流器电路205的开关S6的控制信号。如此，只需要四个控制信号HDR1、LDR1、HDR2和LDR2就可以控制所有六个开关S1至S6的操作。
为了进一步具体描述直流-直流转换器的工作，图3示出了四个控制信号HDR1、LDR1、HDR2和LDR2的时序图，其中该四个控制信号控制图2中的直流-直流转换器的开关S1至S6。图3还示出了图2的直流-直流转换器102a的各个节点LX1、LX2、N1和N2在各个时间段T1、T2、T3和T4内的典型电压值。通常，当一个相关开关对应的相关控制信号为高电平，则该开关闭合，由此电流导通。相反，当一个相关开关对应的相关控制信号为低电平，则该开关断开，由此电流不导通。本领域的技术人员会了解还存在一些其它开关和控制信号的配置，并且这些开关可以响应这些控制信号。
在时间段T1内，控制信号HDR1为高电平，控制信号LDR1和HDR2为低电平，而控制信号LDR2为高电平。作为对这些控制信号的响应，开关S1闭合，开关S3和S5断开，开关S2断开，开关S4和S6闭合。因此，在时间段T1内，节点LX1可以通过闭合的开关S1与直流输入电压Vin连接，节点LX2可以通过闭合的开关S4与地连接。如此，节点LX1拥有一个与Vin相关的电压值，而节点LX2的电压值为零。由于初级线圈206有电流流经，次级线圈208出现感应电压值，因此节点N1的电压值与节点LX1的电压值相关。在时间段T1内，节点LX1的电压值与节点N1的相对电压大小的比较依赖于变压器202的类型。对于降压变压器而言，它传输一个比输入电压Vin低的输出电压Vout，所以在时间段T1内节点N1的电压值小于节点LX1的电压值，如图3所示。
同样在时间段T1内，节点N2与次级线圈208的相应一端通过闭合开关S6与地相连。如此，节点N2在时间段T1内的电压值为零。因此，在时间段T1内，功率在这个第一功率传输时间段内通过开关S1和节点LX1从输入电压Vin被传送至初级线圈206，并感应到次级线圈208，在节点N1处可视。
在时间段T2内，控制信号HDR1为低电平，控制信号LDR1为高电平，控制信号HDR2为低电平，控制信号LDR2为高电平。作为对这些控制信号的响应，开关S1断开，开关S3和S5闭合，开关S2断开，开关S4和S6闭合。本实施例的一个优势是，在时间段T2内，变压器202的初级线圈206和次级线圈208均短路，T2在此被称为复位时间段。在此所称的“短路”表示电路中拥有电势差的两点相接触。在一个实施例中，通过将初级线圈206接地，初级线圈206可以短路，或者如图2所示直接接地，或者如图5所示通过电阻Rsense间接接地。
在图2的实施例中，由于节点LX1和LX2可以通过闭合开关S3和S4(此时开关S1和S2断开)接地，初级线圈206可以短路。次级线圈208也可以通过开关S5和S6短路。与现有技术的一个实施例中仅令次级线圈208短路，而令初级线圈206开路的做法不同，在本实施例中由于在时间段T2内初级和次级线圈206、208均短路，所以存储在变压器铁芯210中的能量可以更完全地保存。因此，可以采用一个相对较小尺寸的铁芯。此外，根据开关S1至S6的状态，节点LX1、LX2、N1和N2在复位时间段T2内的电压均为零。
时间段T3为一个第二功率传输时间段，通常，在该时间段内，开关S1与S4，开关S2与S3向变压器202的初级线圈206提供极性相反的直流输入电压Vin。例如，在时间段T3内，控制信号HDR1为低电平，控制信号LDR1为高电平，控制信号HDR2为高电平，控制信号LDR2为低电平。作为对这些控制信号的响应，开关S1断开，开关S3和S5闭合，开关S2闭合，开关S4和S6断开。如此，节点LX2会有一个与Vin相关的电压值，而节点LX1的电压为零。由于初级线圈206有电流流经，次级线圈208出现感应所得的电压，因此节点N2的电压值与节点LX2的电压值相关。在时间段T3内，节点LX2的电压与节点N2的相对电压大小的比较依赖于变压器202的类型。对于降压变压器而言，在时间段T3内节点N2的电压值小于节点LX2的电压值，如图3所示。
同样在时间段T3内，节点N1与次级线圈208的相关一端通过闭合开关S5与地相连。如此，节点N1在时间段T3内的电压为零。因此，在时间段T3内，功率在该第二功率传输时间段内通过开关S2和节点LX2从输入电压Vin被传送至初级线圈206，并感应到次级线圈208，在节点N2处可视。
最后，时间段T4与先前讨论的时间段T2相似。即控制信号HDR1为低电平，控制信号LDR1为高电平，控制信号HDR2为低电平，控制信号LDR2为高电平。作为对这些控制信号的响应，开关S1断开，开关S3和开关S5闭合，开关S2断开，开关S4和S6闭合。本发明的一个优势是，在时间段T4内，变压器202的初级线圈206和次级线圈208均短路，正如先前所述的时间段T2。此外，根据开关S1至S6的状态，节点LX1、LX2、N1和N2在复位时间段T4内的电压均为零。
图4为图2中变压器202的铁芯210关于磁通量密度(B)-磁场强度(H)的典型铁芯磁化曲线图。铁芯在磁滞回线406的点402、404处达到磁饱和。有利的是，在时间段T1和T3期间的每个功率传输周期之前，铁芯保持前一周期的磁化值。对于磁化曲线上所反映的每个功率传输周期，铁芯始于一个预充电值，该预充电值先被放电(在时间段T2和T4内)，然后再以相反的方向充电至同一个值(在时间段T1和T3期间)。以这种方式，铁芯远离饱和点402、404，并且铁芯210的工作点接近B-H轴上的零点。如此，铁芯210的物理尺寸可以小于现有技术的实施例中的尺寸，这是本发明的一个优势。在一个例子中，通过令初级和次级线圈短路，保存的铁芯能量可达最大值的90％，而仅有次级线圈短路时，保存的铁芯能量约为最大值的60％。因此，在这个例子中，铁芯尺寸可以减小约30％。
除了铁芯尺寸减少之外，控制器214仅需要向直流-直流转换器102a提供四个控制信号HDR1、LDR1和HDR2、LDR2。如图3所示，控制信号HDR1和LDR1在时间段T1至T4的每个时间段内相位相反，例如当控制信号LDR1为低电平时，控制信号HDR1为高电平，反之亦然。控制信号HDR2和LDR2在每个时间段内的相位也相反。此外，每对反相控制信号(HDR1/LDR1和HDR2/LDR2)之间被某个时间段隔开，例如图3所示的一个实施例中的时间段T2。本发明的一个优势是，提供信号HDR1、LDR1和HDR2、LDR2的控制器214可以很容易地获得，且不贵。例如，若开关S1至S6均由MOSFET实现，该控制器214的一部分可以是一个本领域所知的双MOSFET驱动器。例如，在另外一个应用中，这样一个双MOSFET驱动器可以向一个降压型转换器提供开关控制信号。
在复位时间段T2和T4内，图2中电源转换器102a可以将变压器202的初级线圈206和次级线圈208短路，以便保存铁芯磁性。参照图3的时序图，图2中电源转换器102a示出了在复位时间段内令初级线圈206和次级线圈208短路的多种方法中的一种。例如，在另一个实施例中，通过闭合高侧开关S1和S2，并提供一个通向另一个端口的路径，可以令初级线圈短路，其中该端口的电压和初级线圈的电压不同。若开关S1至S6都是MOSFET晶体管，则该方法和其它一些令初级和次级线圈短路的方法就不能利用容易得到且低成本的双MOSFET驱动器。
图5描述了直流-直流转换器102b的另一个实施例，该直流-直流转换器102b拥有多个电源单元102-1、102-2...102-N。每个电源单元102-1，102-2...102-N与先前在图2中详细描述的直流-直流转换器102a类似。每个电源单元102-1、102-2...102-N并联在一起。每个电源单元还有一个相关的驱动器508-1、508-2...508-N。在一个实施例中，驱动器508-1、508-2...508-N可以是双MOSFET驱动器。每个驱动器接收来自控制器509的相同的脉宽调制信号PWM1和PWM2。控制器509根据周期性的峰值电流检测技术可以产生信号PWM1和PWM2。因为提供给每个驱动器508-1、508-2...508-N的是相同的信号PWM1和PWM2，所以在电源单元内部会有一个内部平衡。N个电源单元可以并联，且不需要另外电路，如图5中描述的拓扑结构所示。即每个增加的电源单元仅需要将相关的驱动器与信号PWM1和PWM2相连，并和其它电源单元并联。
由于每个驱动器508-1、508-2...508-N接收相同的PWM1和PWM2信号，所以每个电源单元102-1、102-2...102-N之间的匹配实际上相当于每个电源单元之间的物质元件匹配，例如每个电源单元的电感、变压器、晶体管和电阻。由于来自每个驱动器的控制信号LDR1、LDR2、HDR1和HDR2是根据相同的PWM1和PWM2信号来提供的，所以各个功率传输阶段之间的延迟(例如各个时间段T2和T4的长度)也可以匹配。这还能防止电流从一个电源单元的输出流向另一个电源单元，因为导通时间(例如T1和T3)也是一致的。如此，因为在零负载的情况下，每个电源单元的输出之间不会有额外的偏置电流，所以每个电源单元的元件的容差只要求一个百分比的匹配误差。
图5的电流检测原理图采用一个差分拓扑结构的加法电阻性网络，以消除每个电源单元之间的地电位偏置。对于与每个电源单元相关的电阻性网络的每个部分，它们采用一个高侧平衡电阻(Rhigh_1...Rhigh_N)和一个低侧平衡电阻(Rlow_1...Rlow_N)。在一个实施例中，所有的高侧平衡电阻(Rhigh_1...Rhigh_N)和所有的低侧平衡电阻(Rlow_1...Rlow_N)的值均相等。节点528(节点CSP)和节点530(节点CSN)之间的电压为N个检测电阻(R SENSE_1...R SENSE_N)两端的瞬时平均电压值，如等式(1)所给出的，其中N代表电源单元102-1、102-2...102-N的个数。
VCSP-VCSN=VRSENSE_1+VRSENSE_2+...+VRSENSE_NN...(1)]]>本发明的一个优势是，图5的实施例的瞬态响应速度与拥有一个单级电源单元的直流-直流转换器相比相对快一些，这是由于等效输出电感为单级电源单元的直流-直流转换器的N分之一，其中N为电源单元的个数。若每个电源单元的所有变压器基本上相同，则所有电感两端的电压也相等。另外，由于所有电感都并联，这样等效电感将会是原来的N分之一。在负载瞬态变化情况下，输出电流上升能力将提高N倍。
图6示出了图1的直流-直流转换器102的另一个实施例102c的电路图。直流-直流转换器102c的元件与图2中的直流-直流转换器102a的元件相似，并标号相似，所以为了清楚起见，在这里省略任何重复描述。与图2中的实施例不同，来自控制器614的控制信号HDR1、HDR2、LDR1和LDR2直接仅驱动对应的电桥开关S1、S2、S3和S4。来自节点LX2和LX1的整流器驱动信号分别直接驱动同步整流器开关S5和S6。为了达到这个目的，提供了从节点LX2至开关S5的路径604和从节点LX1至开关S6的路径602。
开关S1至S6可以通过各种晶体管实现，包括双极型晶体管和场效应晶体管。在一个实施例中，可以采用金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)。控制器614还可以接收来自直流-直流转换器102c的信号，该信号代表直流-直流转换器的输出电压Vout，控制器614能够至少部分地根据该信号做出切换的决定。
图7示出了时序图700，以便进一步详细描述图6的直流-直流转换器102c的操作。时序图700示出了在不同时间段T1、T2、T3和T4内提供至开关S1的控制信号HDR1，提供至开关S2的控制信号HDR2，提供至开关S3的控制信号LDR1，提供至开关S4的控制信号LDR2，提供至相应整流器开关S6和S5的来自相应节点LX1和LX2处的整流器驱动信号。
总而言之，当一个相关开关对应的相关控制信号为高电平时，开关闭合，由此电流导通。相反，当一个相关开关对应的相关控制信号为低电平时，开关断开，由此电流不再导通。本领域的技术人员还会认识到存在一些其它开关和控制信号的配置，并且这些开关可以响应这些控制信号。
在时间段T1内，控制信号HDR1为低电平，控制信号HDR2为高电平，控制信号LDR1为高电平，控制信号LDR2为低电平。作为对这些控制信号的响应，开关S1断开，开关S2和S3闭合，开关S4断开。另外，在该时间段T1内，由于节点LX2通过路径604向开关S5提供的整流器驱动信号也为高电平(因为开关S2闭合)，所以开关S5闭合。由于节点LX1通过路径602向开关S6提供的整流器驱动信号为低电平(因为开关S1断开)，所以开关S6断开。因此，在时间段T1内，电流通过变压器202的初级线圈206从节点LX2流向节点LX1。
在时间段T2内，例如一个复位时间段，控制信号HDR1为高电平，控制信号HDR2为高电平，控制信号LDR1为低电平，控制信号LDR2为低电平。作为对这些控制信号的响应，开关S1和S2闭合，开关S3和S4断开。另外，在该时间段T2内，由于节点LX2和节点LX1通过路径604和602向开关S5和S6提供的整流器驱动信号也为高电平，所以开关S5和S6闭合。因此，初级线圈206通过闭合的开关S1和S2与Vin短路，次级线圈208通过闭合的开关S5和S6与地短路。
在时间段T3内，控制信号HDR1为高电平，控制信号HDR2为低电平，控制信号LDR1为低电平，控制信号LDR2为高电平。作为对这些控制信号的响应，开关S1闭合，开关S2和S3断开，开关S4闭合。另外，由于节点LX2处的整流器驱动信号为低电平，所以开关S5断开。由于节点LX1处的整流器驱动信号为高电平，所以开关S6闭合。因此，在时间段T3内，电流通过变压器202的初级线圈206从节点LX1流向节点LX2。
在时间段T4内(类似于时间段T2)，控制信号HDR1为高电平，控制信号HDR2为高电平，控制信号LDR1为低电平，控制信号LDR2为低电平。作为对这些控制信号的响应，开关S1和S2闭合，开关S3和S4断开。另外，由于节点LX2和节点LX1通过路径604和602向开关S5和S6提供的整流器驱动信号也为高电平，所以开关S5和S6闭合。因此，初级线圈206通过闭合的开关S1和S2与Vin短路，次级线圈208通过闭合的开关S5和S6与地短路。
与图3的时序图相比，控制信号HDR1、HDR2、LDR1和LDR2是反相的，这是为了从节点LX1和LX2处获得驱动信号使得开关S6和S5具有合适的相位宽度及相位叠加。
图8示出了图6的直流-直流转换器102c的等效电路图800。路径806上的漏电感802和路径808上的漏电感804与变压器202的次级线圈208串联。一个实施例中，对于平面变压器而言，这样的漏电感802、804的值在20纳亨(nH)至40纳亨之间。有利的是，这样的寄生漏电感802和804能防止同步整流器开关S5和S6将它们的导通时间段与主导通时间段重叠。该切换时刻可能发生在时间段T2和T4的结束时刻。
图9示出了图8的等效电路的各种切换波形图，并描述了时间段T2至T3的过渡期内与变压器202的次级线圈208相串联的漏电感802和804带来的影响。在时间段T2内，作为对信号HDR2、LDR2和来自节点LX2和LX1的整流器驱动信号的响应，开关S2闭合，开关S4断开，开关S5闭合，开关S6闭合。在该T2时间段内，开关S3和S4断开。因此，初级线圈206通过闭合的开关S1和S2与Vin短路，且次级线圈208通过闭合的开关S5和S6与地短路。
时间段T2至T3的过渡期内，开关S2响应信号HDR2而断开。开关S2断开之后，节点LX2的电压从Vin变为接地。然后，根据节点LX2通过路径604向开关S5提供的整流器驱动信号，开关S5最终断开。在此例中，由于漏电感802、804的存在，在开关S5断开之前，产生一个相关的时间延迟(S5断开延迟)。对于开关S6，从时间段T4至T1之间存在一个类似的过渡期(未示出)。
再回来讨论时间段T2和T3之间的过渡期，假设开关S5由MOSFET实现，曲线902表示开关S5的漏极电流。曲线902的一部分904示出了若不存在漏电感802、804时电流是怎样上升的。曲线902的另一部分906示出了从开关S2断开至开关S5断开之间的那段时间内(在时间段T2至T3之间的过渡期内)，漏电感802、804是怎样限制流过开关S5的电流变化率的。类似的，从开关S1断开至开关S6断开之间的那段时间内(在时间段T4至T1之间的过渡期内)，漏电感可以限制流过开关S6的电流变化率。
对于一个理想的变压器202，一旦节点LX2由于开关S2的断开而切换至接地，且另一节点LX1由于开关S1的闭合为Vin，则次级线圈208两端的电压将会升至Vin/n，其中Vin为输入电压，n为变压器202的匝数比。在时间段T2至T3之间的一个特殊时刻，即当开关S2断开，而开关S5还没有断开的时刻，次级线圈208仍通过闭合的开关S5和S6与地短路。一旦开关S5最终断开，该短暂状况将终止。即使开关S5的断开延迟时间大约仅为10至20纳秒(ns)，仍然会产生较大的电流脉冲(曲线902的904部分)，并导致严重的功率损耗。
在高侧开关S1和S2其中一个断开时，且在相关整流器开关S6或S5断开之前，总漏电感(漏电感802与804之和)可以有利地限制流经开关S5和S6的电流变化率。该变化率可由下式(2)所示加以限制dIdt=Vinn·12Lleakage...(2)]]>其中Vin为输入电压，n为变压器202的匝数比，Lleakage为与变压器202的次级线圈208串联的寄生漏电感802、804。在一个例子中，若Vin＝12V、n＝3且Lleakage＝10nH，则dI/dt＝200A/μs。对于一个10ns的断开延迟，电流仅上升2A，例如，参见曲线902的906部分。因此，由此造成的功率损耗可以忽略。
本发明的一个实施例中提供了一个电源转换器，该电源转换器包括一个拥有初级线圈和次级线圈的变压器，一个第一高侧开关，一个第一低侧开关，其中这两个开关沿着全桥电路的第一路径串联，一个位于第一高侧开关和第一低侧开关之间的第一节点。电源转换器还包括一个第二高侧开关和一个第二低侧开关，其中这两个开关沿着全桥电路的第二路径串联，一个位于第二高侧开关和第二低侧开关之间的第二节点，其中初级线圈连接在第一节点和第二节点之间，一个与次级线圈一端相连的第一整流器开关，一个与次级线圈另一端相连的第二整流器开关。该电源转换器还包括一个第一路径，该第一路径能够将一个第一整流器驱动信号从第一节点提供至第二整流器开关，和一个第二路径，该第二路径能够将一个第二整流器驱动信号从所述第二节点提供至第一整流器开关。在另一个实施例中，本发明提供了一个拥有该电源转换器的电子装置。
在另一个实施例中，本发明还提供了一种方法。该方法包括提供一个第一控制信号，以控制一个与全桥电路的第一路径相连的第一高侧开关的状态；提供一个第二控制信号，以控制一个与全桥电路的第二路径相连的第二高侧开关的状态，其中该全桥电路连接至一个变压器的初级线圈的两端；向一个第一低侧开关提供一个第三控制信号，该第一低侧开关与全桥电路的第一路径相连；向一个第二低侧开关提供一个第四控制信号，该第二低侧开关与全桥电路的第二路径相连，其中在第一高侧开关和第一低侧开关之间存在一个第一节点，在第二高侧开关和第二低侧开关之间存在一个第二节点；提供了一个来自第二节点的第一整流器驱动信号，以驱动一个与变压器次级线圈一端相连的第一整流器开关；和提供了一个来自第一节点的第二整流器驱动信号，以驱动一个与变压器次级线圈另一端相连的第二整流器开关。
本发明的一个优势是，在这些实施例中，控制器614仅需要提供四个控制信号(HDR1、HDR2、LDR 1、LDR2)以直接驱动四个电桥开关(开关S1、S2、S3、S4)，而整流器开关(开关S5和S6)可以由节点LX2和LX1提供的整流器驱动信号，例如通过相应的路径604和602被驱动。因此，控制器614只散发出适度的热量。此外，由于低侧开关出现相对低的控制电极充电，低侧电桥开关(S3和S4)的切换很快。在这些情况下，可以采用一个性能适中且价格合理的控制器。
此外，同步开关S5和S6被驱动至一个与输入电压Vin相应的电压值。在一个例子中，该电压值可以为12V。将开关S5和S6驱动至这样一个较高的电压值可以改善开关S5和S6的切换性能。例如，与将开关驱动至一个较低的电压值相比，将开关驱动至较高的电压值可以缩短切换时间，并且降低开关S5和S6的导通电阻。切换时间和导通电阻对增进电源转换器效率都很有益。当负载电流值较大时尤为如此。
此外，在高侧开关(S1和S2)断开之后，且在整流器开关S5和S6中的一个相关开关断开之前，变压器的寄生漏电感可以用来限制流经整流器开关S5和S6的电流变化率(分别在时间段T2和T4之后)。如此，任何过量的电流突波和相关功率损失都可以避免。
在这里使用的术语与措辞是揭示内容的术语，但没有局限性。在采用这些术语和措辞时，不排除其它与这里所展示和描述的特征(或特征的一部分)相似的等价物。并且应该意识到的是，在权利要求范围内，本发明可能有多种修改。本发明还可能存在其它一些修改、变动及其它。因此，权利要求旨在覆盖所有这些等价物。
权利要求
1.一种电源转换器，其特征在于包括一个变压器，所述变压器有一个初级线圈和一个次级线圈；一个第一高侧开关和一个第一低侧开关，所述两个开关沿着一个全桥电路的第一路径相串联，一个位于所述第一高侧开关和所述第一低侧开关之间的第一节点；一个第二高侧开关和一个第二低侧开关，所述两个开关沿着所述全桥电路的第二路径相串联，一个位于所述第二高侧开关和所述第二低侧开关之间的第二节点，其中所述初级线圈连接在所述第一节点和所述第二节点之间；一个与所述次级线圈一端相连的第一整流器开关；一个与所述次级线圈另一端相连的第二整流器开关；一个第一路径，所述第一路径能够将一个第一整流器驱动信号从所述第一节点提供至所述第二整流器开关；一个第二路径，所述第二路径能够将一个第二整流器驱动信号从所述第二节点提供至所述第一整流器开关。
2.根据权利要求1所述的电源转换器，其特征在于所述第一和第二高侧开关在一个第一复位时间段内闭合，使所述初级线圈与所述电源转换器的一个输入电压短路。
3.根据权利要求2所述的电源转换器，其特征在于在所述第一复位时间段内，所述第一和第二低侧开关断开，所述第一和第二整流器开关闭合，使所述次级线圈在所述第一复位时间段内与地短路。
4.根据权利要求1所述的电源转换器，其特征在于所述第一高侧开关响应一个第一控制信号，所述第二高侧开关响应一个第二控制信号，所述第一低侧开关响应一个第三控制信号，所述第二低侧开关响应一个第四控制信号。
5.根据权利要求1所述的电源转换器，其特征在于在所述第一和第二高侧开关断开之后且在相应的所述第二和第一整流器开关断开之前，流经所述第一和第二整流器开关的电流变化率由下式给出dIdt=Vinn·12Lleakage]]>其中Vin为所述电源转换器的输入电压，n为所述变压器的匝数比，Lleakage为与所述次级线圈串联的所述变压器的寄生漏电感。
6.一种电子装置，其特征在于包括一个能够接收一个输入电压和提供一个输出电压的电源转换器，所述电源转换器包括一个变压器，所述变压器有一个初级线圈和一个次级线圈；一个第一高侧开关和一个第一低侧开关，所述两个开关沿着一个全桥电路的第一路径相串联，一个位于所述第一高侧开关和所述第一低侧开关之间的第一节点；一个第二高侧开关和一个第二低侧开关，所述两个开关沿着所述全桥电路的第二路径相串联，一个位于所述第二高侧开关和所述第二低侧开关之间的第二节点，其中所述初级线圈连接在所述第一节点和所述第二节点之间；一个与所述次级线圈一端相连的第一整流器开关；一个与所述次级线圈另一端相连的第二整流器开关；一个第一路径，所述第一路径能够将一个第一整流器驱动信号从所述第一节点提供至所述第二整流器开关；一个第二路径，所述第二路径能够将一个第二整流器驱动信号从所述第二节点提供至所述第一整流器开关。
7.根据权利要求6所述的电子装置，其特征在于在一个第一复位时间段内，所述第一和第二高侧开关闭合，使所述初级线圈与所述电源转换器的所述输入电压短路。
8.根据权利要求7所述的电子装置，其特征在于在所述第一复位时间段内，所述第一和第二低侧开关断开，所述第一和第二整流器开关闭合，使所述次级线圈在所述第一复位时间段内与地短路。
9.根据权利要求6所述的电子装置，其特征在于所述第一高侧开关响应一个第一控制信号，所述第二高侧开关响应一个第二控制信号，所述第一低侧开关响应一个第三控制信号，所述第二低侧开关响应一个第四控制信号。
10.根据权利要求6所述的电子装置，其特征在于在所述第一和第二高侧开关断开之后且在相应的所述第二和第一整流器开关断开之前，流经所述第一和第二整流器开关的电流变化率由下式给出dIdt=Vinn·12Lleakage]]>其中Vin为所述电源转换器的输入电压，n为所述变压器的匝数比，Lleakage为与所述次级线圈串联的所述变压器的寄生漏电感。
11.一种转换电源的方法，其特征在于包括提供一个第一控制信号，以控制一个与一个全桥电路的第一路径相连的第一高侧开关的状态；提供一个第二控制信号，以控制一个与所述全桥电路的第二路径相连的第二高侧开关的状态，所述全桥电路连接在一个变压器的初级线圈的两端；向一个第一低侧开关提供一个第三控制信号，所述第一低侧开关与所述全桥电路的所述第一路径相连；向一个第二低侧开关提供一个第四控制信号，所述第二低侧开关与所述全桥电路的所述第二路径相连，其中所述第一高侧开关和所述第一低侧开关之间存在一个第一节点，所述第二高侧开关和所述第二低侧开关之间存在一个第二节点；提供了一个来自所述第二节点的第一整流器驱动信号，以驱动一个与所述变压器的次级线圈的一端相连的第一整流器开关；以及提供了一个来自所述第一节点的第二整流器驱动信号，以驱动一个与所述次级线圈的另一端相连的第二整流器开关。
12.根据权利要求11所述的转换电源的方法，其特征在于还包括在一个第一复位时间段内，将所述第一和第二高侧开关闭合，使所述初级线圈与所述电源转换器的一个输入电压短路。
13.根据权利要求12所述的转换电源的方法，其特征在于还包括在所述第一复位时间段内，将所述第一和第二低侧开关断开，将所述第一和第二整流器开关闭合，使所述次级线圈在所述第一复位时间段内与地短路。
14.根据权利要求11所述的转换电源的方法，其特征在于还包括在所述第一和第二高侧开关断开之后且在相应的所述第二和第一整流器开关断开之前，限制流经所述第一和第二整流器开关的电流变化率至dIdt=Vinn·12Lleakage]]>其中Vin为所述电源转换器的输入电压，n为所述变压器的匝数比，Lleakage为与所述次级线圈串联的所述变压器的寄生漏电感。
全文摘要
本发明提供一种电源转换器及其转换方法。该电源转换器包括一个变压器，该变压器拥有一个初级线圈和一个次级线圈；一个第一高侧开关与一个第一低侧开关沿一个全桥电路的第一路径串联，该第一高侧开关和第一低侧开关之间有一个第一节点；一个第二高侧开关和一个第二低侧开关，该两开关沿全桥电路的第二路径串联，该第二高侧开关和第二低侧开关之间有一个第二节点；一个第一路径，该第一路径能够向一个第二整流器开关提供一个来自第一节点的第一整流器驱动信号；一个第二路径，该第二路径能够向一个第一整流器开关提供一个来自第二节点的第二整流器驱动信号。本发明提供的电源转换器，能减少发热量、提高开关切换速度和性能，增进电源转换器的效率。
文档编号H02M3/28GK1819425SQ200510007638
公开日2006年8月16日 申请日期2005年2月7日 优先权日2004年2月10日
发明者拉兹洛·利普赛依, 卡特林·波波维奇 申请人:美国凹凸微系有限公司