专利名称：倍频调速电动机的制作方法
技术领域：
本发明倍频调速电动机是由变频调速电动机改进而成，将逆变器增加倍频功能后，同时将电动机的工作频率也倍频，是利用变频技术改进异步电动机自身的定子线圈的结构及导线技术参数达到节省原材料，提高工作效率，降低成本的目的。
背景技术：
目前，已有的变频调速电动机是由整流电源，变频逆变器及异步电动机构成，变频逆变器输出额定电压时的额定频率等于电力系统电源的频率，因此异步电动机自身的结构和技术性能没有任何改动。
当异步电动机在不需要调速的场合工作，而且负载稳定并处于效率很高的状态下稳定运行时，再增加变频调速设备显然是多余的，而且会增加逆变器附加损耗而降低工作效率。岀于不需要调速的场合很多，因此变频调速电动机很难得到普遍推广。如果利用变频调速技术使用电动机自身成本下降，并可进一步提高工作效率，使变频调速电动机的自身成本下降到异步电动机与起动设备之和的成本以下时，就会迅速得到普遍推广。而本发明倍频调速电动机大幅度节省原材料使成本下降到异步电动机与起动设备之和的成本以下。
发明内容
用量最大的异步电动机的工作效率较低，由于气隙引起激磁电流较大使铜损增大。铜导线电流密度按4A/mm2计算，当温升为30℃时，每公斤铜损可达32W/kg，而电动机铁损只有1.04w/kg。铜损比铁损大得多，而且铜损随温升增加而增加，铁损与温升几乎无关，因此降低异步电动机的铜损是提高异步电动机效率的关键所在。
异步电动机电磁功率S等于感应电动势E、额定相电流IN及相数m的乘积。即S＝mEIN(KVA)同时电磁功率S也可以由同步转数N、电动机定子内径D的平方、铁心轴向有效长度l、利用系数C，四者乘积表示，即S＝NCD2l (KVA)由前两个关系式知道异步电动机的电磁功率S仅与感应电动势和相额定电流及相数有关，与电源频率无关。又知道电磁功率S仅与同步转数及有效体积和利用系数有关只要保证同步转数不变，改变电源频率时不会影响异步电动机的工作状态。
电动机的同步转数N与电源频率f成正比，与定子线圈的极对数p成反比。即N=60fp]]>如果将异步电动机定子线圈极对数p增大一倍，同时将变频调速的逆变器输出的三相电压频率提高一倍，那么异步电动机的同步转数NS保持不变，电磁功率也保持不变。
例如，将24槽三相4极异步电动机定子线圈改绕成8极时，每相占8槽，每槽有两个绕线边，每相由8个线圈正、反串联构成8极。4极电动机每相也是8个线圈，因此每槽导体数不变，改成8极后，电压频率提高一倍后可保持同步转数不变。表面上看这种改进没有意义，实际上这种改进可以使定子线圈的导线长度缩短25％。因为4极电动机每槽中有两个线圈边，每相也是8线圈，而每极由两个线圈串联占用6齿6槽，线圈轴向长度不变，但是4极时每个线圈宽度等于圆周的四分之一。而8极线圈的轴向长度不变，宽度等于圆周的八分之一，宽度缩小一半，相当于比4极时减少一个极的宽度，线圈宽、长若相等时，将使铜线总长度缩短25％。不但降低了成本，而且降低了电动机的铜损而提高了工作效率。
改进后的电动机虽然同步转数保持不变，但是转差率或额定转数是否会受影响呢？下面就分析这个实质性技术问题，为了能直观给出物理过程，首先从基础理论推导转数差与转矩的定量关系。
异步电动机定子每相工作电流I1应包括激磁电流Iφ和负载电流IR，电流为矢量，I1等于Iφ与IR的矢量和，即I1＝Iφ+IR定子线圈每相总匝数记为N1，笼型转子导条根数记为N2，转子导条中的电流记为I2，IR与I2之比等于N2与N1之比，即IRI2=N2N1---(1)]]>转子导条回路阻抗记为X，作用于导条回路的电动势记为e2，e2与X之比等于I2，即I2=e2X---(2)]]>1.先分析堵转时转子导条回路电动势堵转时转子导条回路中只有激磁电流引起的感应电动势 相对定子的位置不动，代入(2)式可得I2值。起动过程中由于转子转速较低，类似堵转时情形变化不大，不做深入讨论。着重分析稳定运行时转子导条回路的电流变化规律。
2.异步电动机稳定运行时转子导条回路电动势转子导条轴向长度为l，当以线速度v切割磁力线产生的电动势记为ev，将ev称做动生电动势。导条到轴心距离为半径r，导条实际角速度为ω2，线速度v＝rω2，磁通密度为B2，动生电动势由下式表示ev＝B2lv
转子每秒实际转数为n时，每秒导条转过n2πr的距离，ω2＝2πn因此v＝rω2＝2πrn代入上式可得ev＝B2l2πrn-------------------------(3)定子线圈激磁电流合成磁动势产生与转子交链的磁通密度B2，转子导条对应一个定子磁极的回路包围的面积记为S，导条到轴心距离为r，圆周长2πr与极对数p之比等于一对磁极的弧长，p为极对数。则一对磁极面积S等于l与 的乘积，即S=l2πrp]]>由电磁感应定律可得感应电动势e2的表达式 合成磁动势是正弦波形，B2也应是正弦波，令B2＝BmSin2πft代入上式e2=-l2πr2πfpBmCos2πf]]>每秒的同步转数为N，则N=fp,]]>同步线速度vs等于每秒转过N转的圆周长度(N与每分转数相差60倍)vs＝2πrN代入上式可得e2＝-l2πrNBmCos2πft导条的同步转速的意义在于它总是相对旋转磁场的对应位置不变，不但极性不变，而且相对磁通密度的强度也不变，即 时间同样转过 角度。因此BmCos2πft在 时间内转过 角度，成为BmCos(2πft-πt)=BmSin2πft,]]>这是同步转动的特性。也就是说经 时间后转子导条回路中包围的旋转磁通量又从t＝0时的状态开始变化。这种性质没被认识之前是无法给出转子导条回路中所产生感应电动势e2的定量关系式的，于是e2的定量关系式由(4)式给出e2＝-l2πrNBmSin2πft＝-l2πrNB2--------------------------(4)
异步电动机稳定运行时转子导条中的电流I2的关系式如下I2=ev-e2X=B2l2πr(n-N)X]]>转数差记为ns，则ns＝N-n代入上式得I2=-B2l2πrnsX---(5)]]>I2是一根导条平均电流值，因此磁通密度B2对N2根转子导条的作用力F等于N2、l、B2、I2的乘积F=-N2B2l22πrnsX]]>将导条电流I2取绝对值后删去负号后得F=N2B22l22πrnsX]]>转子产生的转矩等于作用力F与导条半径r的乘积，转矩记为Tn则Tn＝Fr转矩的定量关系式由(6)式给出Tn=2πB22N2l2r2Xns---(6)]]>B2应该是平均磁通密度值，它是由定子线圈中激磁电流产生的，因此是电源电压u与电源周期T的乘积成正比的函数关系。uT为常数时，转矩不变。而X、N2、l、r是异步电动机的结构参数，电动机运行时不在变化。只有转数差ns是随负载而变化，仅由转数差随负载的变化自动调控转矩，使负载与电磁有功功率达到平衡，所以运行时转子导条中电流是由转数差自动调控的。
而转子导条中的电流I2始终跟随旋转磁场运动，某根导条相对旋转磁场的极性和位置几乎不变，由于转差率只有同步转数的0.015～0.05，所以转子导条中电流的变化周期长达1秒。这显然属于直流电流的性质了。也就是说随转子转速的增加，转子阻抗由感性逐渐转化成纯电阻性质的阻抗。所以起动过程中，功率因数很低，而稳定运行时，功率因数很高。也就是说稳定运行时，定子线卷中的负荷电流IR是有功电流，转子导条几乎接近纯电阻的性质，感抗几乎下降接近0的程度，完全可以用导条电阻R替代公式(5)和(6)中的X，这就是异步电动机转子只需要非常小的电动势就能出现很大转子电流的原因，也是转数差很小的原因。堵转时转数差等于1，功率因数也最低。稳定运行时转数差越小异步电动机运行越稳定，功率因数和效率也越高。从转矩定量关系式(6)知道，转矩与磁通密度B2的平方成正比，所以提高B2可以有效提高转矩。电动机稳定运行时可用导条电阻R代替阻抗X，得I2=-2πB2lrnsR---(7)]]>Tn=2πB22l2r2nsR---(8)]]>本发明倍频调速电动机将异步电动机定子线圈极数按整数倍增加后，例如将24槽4极电动机改进成为8极电动机后，每极只有一个线圈包围3齿和3槽，3齿乘8极，共24齿全部被利用，铁心利用率是100％，而改进前的4极电动机每极有2个线圈，这2个线圈串联后占用6齿6槽的位置，但是2个线圈共同包围5个齿的铁心，另外一个齿由正、反两线圈包围，合成磁动势等于0，该齿对本相不会产生磁通，4极乘以5齿总数只有20齿的铁心被利用，铁心利用率只有 铁心利用率只有83％。
改成8极后，相同大小的激磁电流可使与转子交链的磁通密度B2提高16.7％，由公式(8)知道倍频调速电动机的转矩与磁通密度的平方成正比，因此转矩可提高27％以上。
电动机改进后，相当于定子线圈包围的铁心面积增大16.6％，为保持电动机转速不变，电源频率只能提高1倍，因此线卷的匝数应减少16.6％，将导线截面积增加16.6％，这样槽满率不变。而导线电阻可减少27％，导线重量与原来持平。这将使电动机的转数差进一步降低16.6％，因此激磁电流与负荷电流同时增加16.6％时，铜损保持不变，线圈匝数减少16.6％，电磁功率S可增大16.6％。在加上前面所述的导线长度缩短25％后，定子电流也可增加15.5％，减去铁损增大6％之后，负荷电流共计可增大25％，即磁功率可增大25％，这样倍频调速电动机可分别节省硅钢片和铜线达16.7％和25％，同时又可提高25％的电磁输出功率。将电动机成本降低，同时可以减小变频器的能量吸收网络中的电容器和电感的容量，可使变频调速电动机的总成本降低到异步电动机加上起动设备的总成本之下。同时磁通密度B2提高16.6％，转矩与B22成正比，可使短时过载能力增大16.6％，保持功率因数和效率在0.8情况下转矩可增大16.6％，使倍频调速电动机工作更加稳定。
转子电流I2折合到定子线圈中成为负荷电流IR，稳定运行时IR为有功电流，IR与激磁电流的矢量和成为电动机的额定电流，而激磁电流Iφ为无功电流。IR与I2方向相反，代入公式(1)得IR=N2N1I2=N22πB2lrnsN1R---(9)]]>有功功率
w=3uIR=3uN22πB2lrnsN1R---(10)]]>电磁功率也就是额定功率S＝3u(Iφ+IR)---------------------------(11)电动机稳定工作时，仅由转数差ns控制有功功率w与负载保持能量平衡，而定子线圈与转子导条匝数比是固定不变的设计参数，与B2、l、r一样不能直接影响电动机有功电流的大小，匝数比 只对堵转电流和起动电流产生直接影响。
当变频调速技术彻底克服起动电流过大的技术难题后，异步电动机稳定运行时的负荷电流不受 的影响，那么就可以直接减小匝数比，提高额定频率(1+k)倍，k为正数或正整数，将电动机每槽导线匝数减少(1+k)倍，导线截面积增大(1+k)倍，电动机额定功率可增大(1+k)倍，同时提高电动机转数(1+k)倍，不但大幅度降低电动机成本，而且可使工作效率大幅度提高。
本发明的技术特征是将变频调速技术与现有异步电动机不是简单的组合在一起，而是利用IGBT开关管有强大快速的通断能力的特点去改进异步电动机本身的技术性能，是将二者有机的结合成相互依存而不可分的新型电动机。
倍频调速电动机可适合将三相改进成为两相异步电动机。在变频调速技术出现之前，由于没有相位差成90°的两相电源，两相电动机只能将一相串入电阻或电容起动，这不但增加附加元气件，而且也使两相的阻抗无法一致变化，限制了两相异步电动机的发展空间。
逆变器输出相位差成90°的两相电源是轻而易举的，解决两相电源后，两相电动机的突出优点非常明显。由于两相定子线圈是正交分布的其中一相一个极的面积中总是包含着另外一相正、负两种磁极，而且两种正、负磁极面积各占一半，因此磁通量正、负极抵消后不会在另一相线圈中产生感应电动势。因此两相之间不会相互干扰，也不会产生能量交换。所以两相线圈之间不受高次谐波的影响，可同时接通方波电压，导通角为180°。
两相定子线圈将一对磁极分成4个区间，4个区间中有两个分别保持合成磁动势为正、负极大值不变，磁通量m和磁通密度Bm同样保持正、负极大值不变。而另外两个区间中合成磁动势、磁通量及磁通密度分别由正极大值快速变为负极大值，或相反快速变化。而且相互交叉分布，每四分之一周期向前平移一个区间的位置。形成磁通密度为方波的旋转磁场。
这种方波旋转磁场的磁通密度的平均系数等于0.75，即磁通密度B2的平均值与极大值之比等于0.75。而正弦波旋转磁场的磁通密度的平均系数只有0.64，因此两相方波电压倍频异步电动机的等量合成磁动势要比三相正弦倍频异步电动机的磁通密度平均值增大11％，转矩可提高20％，电磁功率提高11％，过载能力提高11％。
最主要的是方波电压的平均值等于极大值，如果电流也是方波时，那么电流等于正弦波极大值的一半时的功率w′等于正弦波有效电流值时的功率。
w′=umIm2.]]>而正弦波形的电压和电流有效值为0.707um，功率w等于w′w=(0.707)2umIm=umIm2]]>铜损等于电流的平方与电阻R的乘积，因此正弦波形的铜损要比方波电压和电流的铜损大一倍。
两相电动机接通方波电压时，每相激磁电流线性上升或下降，激磁电流为三角形波。但是负荷电流是有功电流，与激磁电流相差90°，因此激磁电流等于0时，负荷电流是极大值，反之负荷电流接近0时，激磁电流是极大值，二者叠加成接近方波电流。两相电流都是如此，成方波形式，因此铜损要比三相电动机降低一半。这比三相倍频电动机的效率要提高较大的幅度。
如果将提高的效率转化成有功功率及提高转矩的话，在加上倍频时提高的转矩，两相方波倍频调速电动机的额定负载可提高50％。
对变频器来说，不需要调速的场合，倍频调速逆变器可直接输出方波电源电压，而不需要高频逆变电压，这能大幅度降低开关损耗，同时延长IGBT开关器件的使用寿命，提高工作的可靠性。而两相方波逆变器只需要4只IGBT开关管，能量吸收网络元器件也减少三分之一，使逆变器的成本降低，每相可单独调控，简化了控制程序。所以两相倍频调速电动机对于异步电动机和逆变器都产生了实质性技术进步。
本发明倍频调速电动机最主要的技术特征在于将磁极的宽度成整数倍缩小，从而使磁面积成整数倍缩小，这使齿的铁心面积与磁轭的铁心面积接近。
现有异步电动机或同步电动机的定子磁轭的厚度较小，因此磁轭流通磁通量的面积相对磁极中包围铁心齿的总面积要小的多，因此磁轭中铁心会达到饱和状态。这是造成电动机气隙中的磁通密度较低的主要原因。
现有电动机的设计过程中，选取气隙磁通密度B9仍然凭经验选取，电机各段磁路中的磁通密度的选取推荐值列于下表。
磁通密度值表 从上表中看出转子齿和气隙中的磁通密度较低，定子漏磁通是为减小堵转电流而特意设计的。但是变频调速技术已经彻底克服了堵转及起动过程中电流过大的技术难题，那么就不必在让定子存在过大的漏磁通而浪费因漏磁通而增大的激磁电流了。
将定子槽口加宽减少漏磁后，在加上倍频调速电动机磁轭与磁极面积的合理配合，可提高转子齿和气隙中的磁通密度，由公式(6)及(8)中知道转矩与转子齿以及气隙中磁通密度的平方成正比。因此可有效提高倍频调速电动机的材料利用率。
特别是两相方波电压倍频电动机一个磁极中只有两个定子齿，两相定子线卷又将一对磁极分为四个区间，每个区间只有一个齿，因此定子磁轭的厚销大于一个齿的宽度即可。同时转子导条回路中感应电动势e2及动生电动势e2分别由下面两个关系式给出e2＝B2l2πrNev＝B2l2πrnB2＝0.75Bm代入上式得e2＝0.75Bml2πrNev＝0.75Bml2πrn电动机稳定运行时转子电流I2及转矩Tn关系式如下I2=0.75Bml2πrnsR]]>Tn=(0.75Bm)2l22πr2nsR]]>e2和ev显然也是方波，二者之差及电流I2相当于直流，转子是直流，同样热损耗应该比正弦波电流的热损耗减少一半。额定功率输出可比现有三相异步电动机增大到50％以上。
附图1是两相倍频调速电动机逆变器接线图。
三相或单相整流电源加在两个串联的电解电容器C01和G02两端构成对称直流电源，中间接点与两相倍频调速电动机定子线圈L1和L2相接，L1和L2分别并联补偿电容器C1和C2，C1和C2容量较小，L1和L2另一端分别经L1′和L2′串联后与IGBT管G1和G3串联点以及C2和C4半串联点相接，G1、G2、C3、G4分别并联二极管Z1、Z2、Z3、Z4以及小电容C1′、C2′、C3′、C4′。小电容C1′-C4′的容量是C1和C2容量的百分之一即可。当IGBT电子开关管以频率16.6千赫调压时，C1′和C2′以及C3′和C4′可吸收L1′或L2′释放的能量，当L1或L2释放能量又可经Z3、Z1或Z4、Z2向电源释放能量，因此C1′-C4′只能充电一次，然后又恢复到充电开始的电位，所以G1-G4接通时仍是低电位差，因此IGBT四个开关器件断开或接通的总是很低的电压，处于准谐振开关状态，减少了开关高频损耗。G1-G4控制信号由编程器B提供，分别由P1、P2、P3、P4输出，控制IGBT的通断。编程器根据电流表A测得的电流值调压和变频进行调速或起动倍频调速电动机。
具体实施例方式
实施例1由于异步电动机转子电流I2及转矩Tn与转数差ns的定量关系式的导出，得知异步电动机稳定运行时的转子电流仅由转数差自动调整，而不在受定子线圈匝数的约束。转子电流折算到定子线圈中等于负荷电流的负值IR。而IR虽然与定子线圈总匝数N1有关，但如果N1减少一倍，当电动机负荷不变时，那么转数差同时会减少一倍，因此转子电流I2及定子有功电流IR不会随定子线圈匝数的减少而增大。
定子线圈减少一倍后，电源频率f同时提高一倍时，激磁电流Iφ也同时增大。因此异步电动机在稳定运行时的激磁电流Iφ的大小仅由电源电压和周期的乘积决定，而有功电流IR大小仅由转数差ns决定，转数差ns又只由异步电动机所带负荷的大小决定。
现有异步电动机电负荷A表示设定子内腔圆周上单位长度的安培导体数，即A=QZaIπDa---(A/m)]]>Q-槽数Za-每槽导体数I-额定电流a-并联支路数D-定子内径A是针对电源频率为50Hz不变而得出的关系式。变频调速技术出现后，异步电动机运行已经不在受电源频率的约束了。频率可调是变频调速技术的主要特征之一。那么设计异步电动机时就不应再受50Hz电源频率的约束。变频器输出的电源频率可增大，设变频器输出的最高电源频率记为f′，交流电源频率为50Hz仍记为f，则 等于增大的比例数。
f′＞f时，应保持电负荷A的值不变，就应将定子电流I按比例 增大，增大后电流记为I′，则I′=f′fI,]]>同时应将每槽导体数Za按比例 减少，记为Za′，则Za′=ff′Za.]]>f′＝(1+k)fk是正数因此电负荷A的关系式应改为(12)式A=Q(f/f′Za)·(f′/f)IπDa(A/m)---(12)]]>每槽导体数减少为Za′后，将导线截面积增大 倍时，才保持槽满度不变。这样电动机用铜导线的重量不变，定子线圈电阻R按 比例下降。如果ff′=12,]]>则电阻下降为原电阻的四分之一。由于定子线圈额定电流可增大 倍，而感应电动势E不变，相数不变时，那么电磁功率S可增大 倍，S由(13)式给出。
S=3EI′=3Ef′fI---(13)]]>异步电动机原机座型号不变，用铜线重量不变，只是将每槽导线数减少一半，截面积增大一倍后，将逆变器频率相应提高一倍，额定电流就可提高一倍，输出电磁功率可提高一倍，相当于异步电动机的成本下降一半。
实施例2三相倍频调速电动机将24槽三相鼠笼电动机定子线圈重绕，将4极宽度的8个串联线圈的宽度缩小一半，改成8个8极线圈，并将导线截面积增大16％，圈数减少16％，串联后成为8极电动机，将变频器的频率提高为100Hz，三相电压保持不变，即可构成倍频调速电动机，而转数不变。
该倍频调速电动机铜线缩短25％，额定电流可增大25％，输出有功功率增大25％，节约铜线25％。
如果再倍频一次，只需要将每槽导线截面积再增大一倍，匝数再减少一半后，仍绕成为8极定子线圈，将变频器输出三相电压的频率再提高一倍，电压保持不变，转数又提高一倍，额定电流可提高一倍，输出电磁功率在两次倍频基础上又可提高一倍。
实施例3三相变频调速电动机可以改进成为两相倍频调速电动机。
例如将24槽三相4极的定子线圈，每相8个串联线圈改绕成每相由12个串联线圈，每相每极一个线圈包围2个定子齿的12极的结构形式。将三相变频器改进成为两相变频器，接线如图一所示，变频器使用对称直流电源。每相电压等于三相交流电源整流电压的一半，相电压为254v。起动时变频器按uT为常数变化。稳定运行时，变频器输出频率为150Hz，使用相角差成90°的方波电压，对于不需要调速的场合，倍频逆变器可以直接输出低频方波电压，电动机保持稳定运行状态，这样减少了高频开关损耗，IGBT电子开关器件工作可靠、寿命长，每相只经一个IGBT与电源接通，也只有一个管压降的损耗，而三相变频器每相线圈要经过两个IGBT器件与电源接通，因此有两个管压降的损耗。而且变频器只需要4只IGBT开关管，减少三分之一的元气件使变频器成本降低。两相之间可分别调控而相互不会牵制，使控制程序大为简化。对于不需要调速的场合可以不叠加高频逆变而直接输出低频方波电压，大幅度降低成本后，对普遍推广具有明显优势。
如果将24槽4极的定子线圈改为12极，成为12极两相倍频调速电动机，输入方波电压时，同样每槽导线匝数按比例减少，导线截面积按比例增大，频率增大3倍，额定电流可提高50％，而转数不变，额定功率提高50％，如果再倍频一次，每槽导线截面积再增大一倍，匝数减少一半，那么电动机转数又提高一倍，额定电流和额定功率又提高一倍。
权利要求
1.倍频调速电动机由整流电源、倍频逆变器及电动机构成，电动机和倍频逆变器可由现有异步电动机和变频器改进而成，将异步电动机每槽导线的匝数按(1+k)的比例系数减少，k是大于0的正数或正整数，而导线截面积应按比例数增大(1+k)倍，改进后的电动机必须与倍频逆变器配套，倍频逆变器是由变频调速逆变器改进而成，该逆变器输出三相额定交流电压时的频率应比电力系统的电源频率提高(1+k)倍，改进后的逆变器和电动机不能单独分别与原有电动机或变频器配套使用，电动机也不能直接使用电力系统的三相电源了，而足构成不可分的倍频调速电动机，该倍频调速电动机的转数、额定电流和额定功率分别增大(1+k)倍。
2.根据权利要求l所述，倍频调速电动机由现有异步电动机和变频器改进而成，异步电动机的极数可以按整数倍增多，例如将4极改进成8极电动机，每槽导线截面积可增大16％，匝数减少16％，配套的变频器输出额定电压时的频率应提高一倍，成为一倍频调速电动机，该电动机输出功率增大25％，并节省铜导线用量而电动机转数不变；在改进后的基础上再倍频一次，每槽导线截面积再增大一倍，匝数再减少一半，而变频器输出额定电压时的频率提高到200Hz时，倍频调速电动机转数提高一倍，额定电流及额定功率又提高一倍，转数提高一倍。
3.根据权利要求1所述，倍频调速电动机可由异步电动机和变频器改进，将三相异步电动机改进成为两相电动机，使每相每极由一个线圈包围2个齿，因此极数比原电动机增大k倍，匝数减少为 ，变频器改进成为两相倍频逆变器，输出方波电压额定频率增大k倍，转数不变，额定功率可提高50％，同样可以再次倍频，导线截面积增大一倍，匝数减少二分之一，转数、额定电流及额定功率增大一倍。
全文摘要
倍频调速电动机由整流电源、倍频逆变器和异步电动机构成，倍频逆变器输出额定电压时的额定频率等于电力系统电源频率f的(1+k)倍，k为正数或正整数，而比变频逆变器额定频率高出(1+k)倍，异步电动机每槽导线匝数减少(1+k)倍，导线截面积增大(1+k)倍，异步电动机用铜线重量不变，电动机其他结构参数不变，而电动机的转数和额定电流以及额定功率同时提高(1+k)倍，使电动机成本下降为1/1＋K，可进一步提高电动机的工作效率；如果不改变电动机转数，可以倍频的同时再将电动机极数也增大一倍，这样也可提高电动机的工作效率。
文档编号H02P27/04GK1738165SQ20051004690
公开日2006年2月22日 申请日期2005年7月21日 优先权日2005年7月21日
发明者王有元 申请人:王有元