专利名称：低损耗的多调谐无源电力滤波器的制作方法
技术领域：
本发明涉及电工学技术领域，涉及一种仅以无源电气元件作为网络部件的频率选择二端对网络，具体地说是涉及一种无源谐波滤波器，适用于治理公用电网谐波。
背景技术：
理想的公用电网所提供的电压应该是单一而固定的频率以及规定的电压幅值。高次谐波电流和谐波电压的出现，对公用电网是一种污染，它恶化用电设备所处的环境，危害周围的通信系统和与公用电网联接的设备。加装交流滤波装置是治理电网谐波污染的有效措施之一。现有的交流滤波装置主要有无源谐波滤波器、有源谐波滤波器和混合谐波滤波器。传统的无源滤波器，因其结构简单、投资少、运行可靠性较高以及运行费用较低，至今仍是谐波抑制的主要手段。
现有的无源电力滤波器主要类型有单调谐滤波器和多调谐滤波器。多调谐无源电力滤波器进入实际应用的主要有双调谐滤波器和三调谐滤波器。就其基本电路而言，最常用的也都是一LC串联支路与一个LC并联支路或两个相互串联的LC并联支路串联构成。图1(a)和图1(b)分别为无阻尼的双调谐滤波器和三调谐滤波器电路。在交流电网滤波中，无阻尼式谐波滤波器容易与交流系统在某些谐波频率点产生并联谐振，造成谐波电流严重放大，使滤波器和系统的元件过载而损坏。为了在交流电网的滤波中抑制谐波电流的严重放大现象，常通过在图1(a)和图1(b)的上位电容(图1中的电容C1)以下的网络或网络元件上并联电阻的方法来阻尼滤波器与系统的并联谐振，形成图1(c)和图1(d)的阻尼型双调谐滤波器和图1(e)～图1(h)的阻尼型三调谐滤波器电路。
图1(c)是葛州坝至南桥直流工程中实际应用的双调谐滤波器的电路，图1(d)是天生桥至广州直流工程中实际应用的另一种双调谐滤波器电路，图1(e)是高坡至肇庆直流工程中实际应用的一种阻尼型三调谐滤波器的电路。但是图1(c)～图1(h)并联电阻的方式，阻尼电阻则要产生较大的基波电能损耗。
参见图1，根据双调谐滤波器电路和其滤波特性，电网的基波频率fF＜滤波器第一滤波频率f1＜滤波器L2、C2并联谐振支路的谐振频率F2＜滤波器第二滤波频率f2。对于三调谐滤波器电路和其滤波特性，电网的基波频率fF＜滤波器第一滤波频率f1＜滤波器L2、C2并联谐振支路的谐振频率F2＜滤波器第二滤波频率f2＜滤波器L3、C3并联谐振支路的谐振频率F3＜滤波器第三滤波频率f3。概而言之，电网的基波频率小于滤波器L2、C2并联谐振支路的谐振频率，也小于滤波器L3、C3并联谐振支路的谐振频率。根据电工学原理，对于LC并联谐振回路而言，当频率小于其并联谐振频率时，其等效电抗呈电感的特性。具体到图1所示的双调谐滤波器和三调谐滤波器，在基波频率下，L2、C2并联谐振支路和L3、C3并联谐振支路的等效电抗均呈电感的特性。因此无论阻尼电阻以图1(c)～图1(h)何种方式联接，与阻尼电阻并联的等效二端对电路在基波频率下均呈电感特性。由此可见，在基波频率下，所述的阻尼电阻两端有基波电压存在，该基波电压必然使阻尼电阻产生基波电能损耗。
发明内容
鉴于现有阻尼型多调谐滤波器技术存在上述基波电能损耗的问题，本发明所要解决的技术问题是降低阻尼型多调谐无源电力滤波器并联阻尼电阻的基波电能损耗。
本发明解决上述技术问题的技术解决方案是
一种低损耗的多调谐无源滤波器，包括以无源电气元件作为网络元件的频率选择的二端对多调谐滤波器，该多调谐滤波器由一个LC串联谐振支路与1～2个LC并联谐振支路相串联构成，其特征是所述的LC串联谐振支路中的电容C由两只电容等效串联组成；两等效串联电容之间的串联节点对地或者对两串联的LC并联谐振支路的串联节点之间的二端对网络上并联有阻尼电阻，与该阻尼电阻并联的二端对网络构成一在基波频率串联谐振的回路。
由于上述技术方案包含两等效串联电容的串联节点对相互串联的LC并联谐振支路的串联节点之间的二端对网络上并联有阻尼电阻的技术方案。该方案中，最下一级LC并联支路则为无阻尼LC并联支路。而在有些特定的系统条件下，需要进一步增大滤波器的阻尼，因此本发明所述的技术方案在两相互串联的LC并联谐振支路的串联节点对地并联另一阻尼电阻，以提高抑制阻尼滤波器与系统之间并联谐振的作用。
以下结合附图将本发明所述的技术方案与现有技术进行分析比较，以期公众充分理解本发明所能达到的技术效果。
本发明要解决的技术问题是降低阻尼式多调谐滤波器起阻尼作用的并联阻尼电阻的基波电能损耗，而解决这一技术问题的关键是实现与阻尼电阻并联的二端对网络在基波频率下串联谐振，以期实现在基波条件下并联阻尼电阻的端电压为零，即并联阻尼电阻基波电能损耗为零的目的。以图1(d)阻尼型双调谐滤波器为例，由于在基波频率下，与阻尼电阻R并联的网络呈感性，因此基波电能损耗是不可避免的。如果将图1(d)中的电容C1用两只等效串联的电容C0和C1′代替，并按图2电路的方式使阻尼电阻R1跨接在电容C0和C1′的节点a与地d之间，恰好是本发明所述技术方案的一种基本类型。在基波条件下，电容C1′与由电感L1、L2和电容C2组成的两端对网络的等效电感串联后，通过参数匹配，就可以在基波频率下串联谐振。
图2右边电阻R1与左边由电感L1、L2和电容C1′、C2组成的谐振回路中，要使电阻R1两端的基波电压为零的唯一可能条件是左边由电感L1、L2和电容C2、C1′组成的两端对网络的基波电抗为0，即XL1C1′L2C2(ω=ωF)=ωFL1+ωFL21-ωF2/ω22-1ωFC1′=0,]]>式中ωF是基波角频率，ω2是L2、C2的并联谐振角频率。前已述及，由于ωF＜ω2，故本式的前两项在基波频率下为正数，后一项为负数。因此，适当选择本发明技术方案所述的电感L1、L2和电容C2、C1′的元件参数，在基波条件下可使阻尼电阻R1两端的基波电压为零，达到使基波电能损耗接近零的技术效果。在实际应用中考虑到电感、电容的参数误差和电网频率的变化，以及电感、电容器件的内电阻(该内电阻很小)，整个滤波器尽管仍有一些基波电能损耗，但是电能损耗已经相当小，节能效果仍十分明显。
图1是现有的无源双调谐滤波器和三调谐滤波器的电路原理图。其中(a)图为无阻尼的基本双调谐滤波器，(b)图为无阻尼的基本三调谐滤波器，(c)图为一种阻尼型双调谐滤波器，(d)图为另一种阻尼型双调谐滤波器，(e)图为一种阻尼型三调谐滤波器，(g)图为另一种阻尼型三调谐滤波器，(h)图为又一种阻尼型三调谐滤波器；图2为本发明的一种双调谐滤波器电路原理图；图3为本发明的一种三调谐滤波器电路原理图；图4为本发明的一种三调谐滤波器电路原理图；图5为本发明的一种三调谐滤波器电路原理图；图6为下述实施例1的阻抗频率特性曲线图；
图7为下述实施例2的阻抗频率特性曲线图；图8为下述实施例3的阻抗频率特性曲线图；图9为下述实施例4的阻抗频率特性曲线图。
具体实施例方式以下结合附图和实施例详细描述本发明的具体实施方式
，但本发明不受所述具体实施例所限。
例1参见图2，本实施例的低损耗型双调谐滤波器电路是这样组成的C0、C1′、L1串联后与L2、C2并联支路相串联，然后在电容C0、C1′的串联节点a和地节点d之间并联一阻尼电阻R1。设计条件为基波频率fF＝50Hz，额定电压U＝230kV，要求单组三相无功补偿容量Q＝100Mvar，滤波器滤波频率为f1＝150Hz，f2＝1800Hz。
图2所示的电路看起来很简单，但是要根据所给定的条件来进行设计计算却很复杂而烦琐，因此本发明也采用本领域技术人员通常的做法，即先撇开阻尼电阻R1，并假设实际滤波频率等于设计条件所给定的滤波频率，即f1t＝f1，f2t＝f2，首先参照图1(a)基本双调谐滤波器电路的计算出各元件参数L1、C1、L2、C2(具体的参数计算推导过程见‘Algorithm for Parameters of Double TunedFilter’，by Xiao Yao，proceedings of the 8thinternational conference on harmonicsand quality of power，Volume 1，October 14-16，1998，Atherns，Greece，pp 154～157)。然后参照图2将C1等效分拆成C0、C1′后，再选用不同阻值的阻尼电阻R1进行计算，绘制出在不同阻值下，滤波器的阻抗频率特性曲线，然后结合系统的谐波阻抗比较滤波器的阻频特性和阻尼效果进行修正，经过比较和优化确定阻尼电阻R1的电阻值，最后检查并计算实际滤波频率与设计条件给定的滤波频率之间的误差，如果该误差超出设计规范允许范围，再回过头进行修正、计算，直至滤波频率的误差在设计规范允许范围内为止。
以下详细叙述本实施例中各元件电参数的计算、选择过程，以便公众更好地掌握本发明的具体实施手段。
首先参照图1(a)计算出L1、C1、L2、C2的参数。
(1)选择L2、C2的并联谐振频率F2前面已经介绍，F2必须介于滤波器的实际滤波频率f1t和f2t之间，还得避免滤波器与系统之间在F2频率附近发生严重的谐波放大，同时谐波源在F2频率的附近产生的谐波很小。本例中选择F2＝176Hz。
然后，根据滤波器的假定实际滤波频率f1t和f2t，以及L2、C2并联支路谐振频率F2，计算L1、C1支路的串联谐振频率F1=f1tf2tF2=150×1800176=1534.09Hz.]]>(2)计算滤波器滤波频率和各串联、并联谐振支路谐振频率的谐波次数滤波器滤波频率的谐波次数h1=f1tfF=15050=3,h2=f2tfF=180050=36;]]>滤波器各谐振支路的谐波次数L1与C1串联谐振支路的谐波次数H1＝F1/fF＝1534.09/50＝30.6818，L2与C2并联谐振支路的谐波次数H2＝F2/fF＝165/50＝3.52。
(3)计算L1、C1、L2、C2的参数根据图1(a)及电工学原理可推算出
C1=-{(H2h1h2)2-1+(h12+h22-H22)H22-h12h22h12h22(H22-1)}QωFU2---(eq.1)]]>C2=H12h12+h22-H12-H22×C1---(eq.2)]]>L1=1(2πH1fF)2C1---(eq.3)]]>L2=1(2πH2fF)2C2---(eq.4)]]>由给定的设计条件计算出系统的基波角频率ωF＝2πfF＝314.16rad/s，将ωF值和上述步骤(1)和(2)的结果分别代入上式(eq.1)、(eq.2)、(eq.3)、(eq.4)中得C1＝5.8232μF，C2＝15.5428μF，L1＝1.8504mH，L2＝52.5524mH。
(4)计算C0和C1′在通过图1(a)计算出L1、C1、L2、C2的基础上，再参照图2，将电容C1分解成两个等效电容C0和C1′串联，并将电阻并联联接在节点a与地d之间。要使由L1、C1′、L2和C2所组成的电路(参见图2)在基波频率下产生串联谐振，其总阻抗必然等于0，即ωFL1-1ωFC1′+ωFL21-ωF2L2C2=0,]]>将上述步骤(3)计算得出的L1、C1、L2、C2值代入，即得C1′＝17.13μF。
由于电容C0与C1′串联，且等效于C1，因此1C1=1C0+1C1′,]]>代入C1、C1′的计算结果解得C0＝6.0281μF。
(5)R1的参数确定选择不同的阻尼电阻R1的参数，按照图2进行联接，逐点计算并绘制出滤波器的阻抗频率特性曲线(见图6)，然后结合系统谐波阻抗比较滤波器的阻频特性和阻尼效果进行修正，确定阻尼电阻R1的电阻值。本例所述的修正、确定原则是流入系统的谐波电流放大倍数≤3。本实施例中，阻尼电阻R1的电阻值最终确定为2000Ω。
由图6可见，阻抗频率特性曲线在频率为150Hz和1800Hz附近形成了两个阻抗低点，在此频率点附近的大部分谐波电流将通过滤波器被旁路掉。
(6)计算实际滤波频率与设计条件给定的滤波频率之间的误差从阻抗频率特性图(图6)中找出阻抗极小值的频率点，该点的频率即为滤波器的实际滤波频率f1t，f2t。计算实际滤波频率f1t，f2t与设计要求的滤波频率f1和f2之间的误差Δf1＝f1-f1t，Δf2＝f2-f2t。如果|Δf1|＜ε，且|Δf2|＜ε，说明设计的滤波频率在误差允许范围内，滤波器可以满足要求。本例按设计规范设定ε＝2Hz。如果|Δf1|＞ε或|Δf2|＞ε，说明设计的滤波频率超出误差允许范围，因此需要通过修正初始频率值f1t，f2t，然后重新回到步骤(1)进行计算，直至|Δf1|和|Δf2|都小于ε为止。
(7)滤波器性能校核根据滤波器的阻抗频率特性曲线图(图6)，校核滤波器的各项指标，尤其是经过滤波后，谐波电压与基波电压的百分比值要符合国家标准GB/T14549-93《电能质量供电系统谐波》的规定。
经过校核计算，本实施例的基波无功补偿功率Q＝100.39Mvar，滤波器阻尼电阻R1的基波功率损耗为0.13104W。因为电抗器、电容器有内阻，因此滤波器还有小量的功率损耗，但是已经很小。
图2电路是根据图1(d)演变而来，如果按照图1(d)所示的电路(该电路为现有技术中应用较多的双调谐滤波器电路之一)，在同样电路参数的条件下计算出其基波损耗为48.7989kW。由此可见，本实施例与现有技术相比，可以显著降低基波电能损耗。
例2
本实施例给定的三调谐滤波器设计条件为基波频率fF＝50Hz，额定电压U＝525kV，单组无功补偿容量Q＝140Mvar，滤波频率为f1＝150Hz，f2＝1200Hz，f3＝1800Hz。
参见图3，本实施例为一种三调谐无源谐波滤波器，与例1相比，只是在L2、C2并联谐振支路下串联了一个L3、C3并联谐振支路，因此需利用基波频率下与阻尼电阻R1并联的振荡电路总阻抗Z(ω=ωF)=jωL1-jωC1′+jωL21-ω2L2C2+jωL31-ω2L3C3=0]]>的条件来计算C0和C1′。参数计算的基本过程是先撇开阻尼电阻R1，并假设实际滤波频率等于设计条件所给定的滤波频率(即f1t＝f1，f2t＝f2，f3t＝f3)，参照图1(b)基本三调谐滤波器电路计算出各元件参数L1、C1、L2、C2、L3、C3(具体的参数计算推导过程见本发明人在《南方电网技术研究》，2005年第3期，pp.43～46上发表的《三调谐滤波器的参数计算方法》一文)；然后参照图3，将C1分拆成C0、C1′后，再选用不同阻值的阻尼电阻R1进行联接，计算并绘制出在不同阻值下滤波器的阻抗频率特性曲线，并结合系统的谐波阻抗比较滤波器的阻频特性和阻尼效果进行修正，经过比较和优化确定阻尼电阻R1的电阻值，最后检查并计算实际滤波频率与设计条件给定的滤波频率之间的误差，如果该误差超出设计规范允许范围，再回过头进行修正、计算，直至滤波频率的误差在设计规范允许范围内为止。
首先参照图1(b)计算L1、C1、L2、C2、L3、C3的参数。
(1)第一步，要选定L2、C2和L3、C3并联谐振支路的谐振频率按前面已经介绍的选定原则L2、C2并联支路谐振频率F2在f1t与f2t之间，L3、C3并联支路谐振频率F3在f2t与f3t之间，本例中取F2＝164.7Hz、F3＝1418.5Hz。计算出L1、C1支路的串联谐振频率F1=f1tf2tf3tF2F3]]>(2)接着计算出滤波器三个滤波频率的滤波次数h1＝f1t/fF，h2＝f2t/fF，h3＝f3t/fF及各串、并联谐振支路的谐振频率的谐波次数H1＝F1/fF，H2＝F2/fF，H3＝F3/fF(3)计算L1、C1、L2、C2、L3、C3的参数为了得到L1、C1、L2、C2、L3、C3各参数，首先参照图1(b)，并根据电工学原理，得到下述的各元件参数计算公式C1=-QωFU2[1H12-1+A2H12(H22-1)+A3H12(H32-1)]---(eq.5)]]>C2=H12C1A2---(eq.6)]]>C3=H12C1A3---(eq.7)]]>L1=1(2πH1fF)2C1---(eq.8)]]>L2=1(2πH2fF)2C2---(eq.9)]]>L3=1(2πH3fF)2C3---(eq.10)]]>在(eq.5)、(eq.6)、(eq.7)中，b1=h12+h22+h32-H12-H22-H32---(eq.11)]]>b2=h12h22+h22h32+h12h32-H12H22-H22H32-H12H32---(eq.12)]]>A2=b1H22-b2H22-H32---(eq.13)]]>
A3=b2-b1H32H22-H32---(eq.14)]]>由给定的设计条件计算出系统的基波角频率ωF＝2πfF＝314.16rad/s，将ωF值和上述步骤(1)和(2)的结果分别代入上式(eq.1)、(eq.2)、(eq.3)、(eq.4)中得C1＝1.579μF，C2＝7.3132μF，C3＝9.3524μF，L1＝8.3413mH，L2＝127.6873mH，L3＝1.346mH。
(4)计算C0和C1′在通过图1(b)计算出L1、C1、L2、C2、L3、C3的基础上，再参照图3，将电容C1分解成两个等效电容C0和C1′串联，并将电阻并联联接在节点a与地d之间。要使L1、C1′、L2、C2、L3、C3按照图3电路方式下在基波频率下产生串联谐振，其总阻抗必然等于0，即jωL1-jωC1′+jωL21-ω2L2C2+jωL31-ω2L3C3=0,]]>将上述步骤(3)计算得出的L1、L2、C2、L3、C3值代入，即得C1′＝67.539μF，由于电容C0与C1′串联，且等效于C1，因此1C1=1C0+1C1′,]]>代入C1、C1′的计算结果解得C0＝1.6168μF。
(5)R1的参数确定选择不同的阻尼电阻R1的参数，按照图3进行联接，逐点计算并绘制出滤波器的阻抗频率特性曲线(见图7)，然后结合系统谐波阻抗比较滤波器的阻频特性和阻尼效果进行修正，确定阻尼电阻R1的电阻值。所述的修正、确定原则是流入系统的谐波电流放大倍数应≤3。本实施例中，阻尼电阻R1的电阻值最终确定为1900Ω。
由图7可见，阻抗频率特性曲线在频率为150Hz、1200Hz和1800Hz处形成了三个阻抗低点，在此频率点附近的大部分谐波电流将通过滤波器被旁路掉。
(6)计算实际滤波频率与设计条件给定的滤波频率之间的误差从阻抗频率特性图(图7)中找出阻抗极小值的频率点，该点的频率即为滤波器的实际滤波频率f1t，f2t，f3t。计算实际滤波频率f1t，f2t，f3t与设计要求的滤波频率f1、f2、f3之间的误差Δf1＝f1-f1t，Δf2＝f2-f2t，Δf3＝f3-f3t，如果|Δf1|＜ε，|Δf1|＜ε，且|Δf3|＜ε，说明设计的滤波频率在误差允许范围内，滤波器可以满足要求。本例按设计规范设定ε＝2Hz。如果|Δf1|＞ε，或|Δf2|＞ε，或|Δf3|＞ε，说明设计的滤波频率超出误差允许范围，因此需要通过修正初始频率值f1t，f2t，f3t，然后重新回到步骤(1)进行计算，直至|Δf1|、|Δf2|和|Δf3|都小于ε为止。
(7)滤波器性能校核根据滤波器的阻抗频率特性曲线图(图7)，校核滤波器的各项指标，尤其是经过滤波后，谐波电压与基波电压的百分比值要符合国家标准GB/T 14549-93《电能质量供电系统谐波》的规定。
经过校核，本实施例的基波无功补偿功率Q＝140.0044Mvar，滤波器阻尼电阻的基波功率损耗为0kW。因为电抗器、电容器有内阻，因此滤波器还有少量的功率损耗，但是已经很小，达到了本发明的目的。
图3电路是根据图1(g)演变而来，如果按照图1(g)的电路，并且采用本例相同的电路参数，则滤波器的基波电能损耗高达83.43kW。两者相比，本发明的技术效果是十分显著的。
例3本实施例的给定设计条件与例2相同。
参见图4，本实施例与例2(见图3)相比所不同的是阻尼电阻R1并联在C0与C1′的串联节点a和L2、C2与L3、C3两个并联谐振支路之间的串联节点b上，即相当于在图2的节点d下又串联了一L3与C3并联支路，但是与阻尼电阻R1两端并联的电路却和例1相同，因此计算C0和C1′的条件和方法与例1相同。根据给定的设计条件和电工学原理，并参照例1和例2的设计计算方法得到电路参数为C0＝1.6164μF，C1′＝68.005μF，C2＝7.3132μF C3＝9.3524μF，L1＝8.3413mH，L2＝127.6873mH，L3＝1.346mH，R1＝1900Ω。绘制出阻抗频率特性曲线图见图8，其在频率为150Hz、1200Hz和1800Hz处形成了三个阻抗低点，在此频率点附近的大部分谐波电流将通过滤波器被旁路掉。
校核计算出本实施例的基波无功补偿功率Q＝139.997Mvar，滤波器电阻的基波功率损耗为0kW。尽管电抗器、电容器元件有内阻，滤波器还有小量的功率损耗，但是已经很小，也达到了本发明的目的。
图4电路是根据图1(f)演变而来，如果按照图1(f)所示的电路来设计滤波器，在同样电路参数的条件下计算出其基波损耗为81.9427kW。由此可见，本实施例与现有技术相比基波损耗显著减少。
例4本实施例的给定设计条件与例2相同。
参见图5，本实施例与例3(见图4)相比所不同的是由L3、C3并联谐振支路上并联有另一阻尼电阻R2，其目的是增加滤波器的阻尼。本例中计算C0和C1′的条件和方法与例1相同，但在确定R1的阻值时要考虑R2的阻尼作用，R1和R2的阻值按例1中所述的原则(即系统电流放大倍数应≤3)进行修正、确定。根据给定的设计条件和电工学原理，并参照例1和例3的设计计算方法得到电路参数为C0＝1.6164μF，C1′＝68.005μF，C2＝7.3132μF，C3＝9.3524μF，L1＝8.3413mH，L2＝127.6873mH，L3＝1.346mH，R1＝1500Ω、R2＝400Ω；绘制出阻抗频率特性曲线图如图9所示。由图9可见，阻抗频率特性曲线在频率为150Hz、1200Hz和1800Hz处形成了三个阻抗低点，在此频率点附近的谐波电流将通过滤波器被旁路掉。
校核计算出本实施例的基波无功补偿功率Q＝139.997Mvar。本例中尽管电阻R1的基波功率损耗基本为0，但由于电阻R2直接与L3C3并联，因此在基波频率下R2不可避免地有基波损耗，不过仅为8.5W了。
图5电路是根据图1(h)演变而来，如果按照图1(h)的电路结构，在同样电路参数的条件下，计算出其基波损耗为81.95kW。由此可见，本实施例所述的技术方案中，阻尼电阻的基波损耗仅原方案的1％不到。
权利要求
1.一种低损耗多调谐电力无源滤波器，包括以无源电气元件作为网络部件的频率选择二端对多调谐滤波器，该多调谐滤波器由一LC串联谐振支路与1～2个LC并联谐振支路相串联构成，其特征是所述的LC串联谐振电路中的电容(C1)由两只电容(C0和C1′)等效串联组成；两等效串联电容(C0和C1′)的串联节点(a)对地(d)或者对相互串联的LC并联谐振回路的串联节点(b)之间的二端对网络上并联有阻尼电阻(R1)，与该阻尼电阻(R1)并联的二端对网络构成一在基波频率串联谐振的回路。
2.根据规定权利要求1所述的一种低损耗多调谐电力无源滤波器，其特征是所述的两相互串联的LC并联谐振支路的串联节点(b)对地(d)并联另一阻尼电阻(R2)。
全文摘要
本发明公开一种低损耗的多调谐无源电力滤波器，包括以无源电气元件作为网络元件的频率选择二端对多调谐滤波器，该多调谐滤波器由一LC串联谐振支路与1～2个LC并联谐振支路相串联构成，其特征是所述的LC串联谐振电路中的电容(C
文档编号H02J3/01GK1776988SQ20051010155
公开日2006年5月24日 申请日期2005年11月28日 优先权日2005年11月28日
发明者肖遥, 尚春, 林志波, 杨泽明, 祝谦 申请人:中国南方电网有限责任公司超高压输电公司