专利名称：软切换交错的功率变换器的制作方法
技术领域：
本发明一般涉及软切换开关式功率变换器，更具体地，涉及适合于诸如等离子体处理这样的高功率和高压应用的软切换降压、降压-升压和升压开关式功率变换器。
背景技术：
一般希望的是以对特定电路可用的最高频率来进行切换电源。以较高频率工作允许减少电源中的电感器和电容器值，这降低了物理尺寸和成本，还使得改善电源的瞬时响应。降低可用于向等离子体弧递送的能量也是期望的目标。高频率工作允许使用较小的输出滤波电容器，其比较大的电容器存储了更少的能量，这降低了能够提供给等离子体弧的能量。
利用硬切换的功率变换器的现有技术电源的工作频率被限制，因为切换损耗随着工作频率提高能够变得相当高。
图1示出了现有技术的硬切换的功率变换器单元HSPCC，其可以用于实现现有技术的硬切换的降压、降压-升压和升压功率变换器，分别如图4-6中所示。硬切换的功率变换器单元HSPCC具有三个端有源端AT、无源端PT、和感应端IT。功率变换器单元包括开关组件SA和电感器L。开关组件具有连接到有源端AT的有源开关端AST，连接到无源端PT的无源开关端PST和共用开关端CST。电感器L连接在共用开关端CST和变换器感应端IT之间。
开关组件具有两个开关连接在有源开关端AST和共用开关端CST之间的开关SAC，和连接在无源开关端PST和共用开关端CST之间的开关SPC。开关SAC总是包括诸如晶体管这样的有源开关，也可以包括逆并联二极管，而SPC开关可以包括二极管、有源开关或两者。
图2和3示出了开关组件SA的两个实施方式，其中开关SAC包括与逆并联二极管APD并联的有源开关SA，以及其中开关SPC是续流二极管FD。理想地，开关组件SA中的两个开关从不同时开闭，但在以滤波器电感器中的电流在切换周期(连续导通模式)内不达到零的方式工作的硬切换的电源中，每当开关晶体管被打开时续流二极管必须被关闭。称作反向恢复电流的反向电流在续流二极管正被关闭的时间间隔期间通过该续流二极管。二极管关闭所需的时间称为反向恢复时间。在反向恢复时间间隔期间，大的二极管反向恢复电流通过开关，同时跨越开关的电压很高。当以高频率切换时，这在高压和功率电平上工作的硬切换的功率变换器中产生了相当高的切换损耗。
具有实现为续流二极管的SPC开关的开关组件可以被分类为正开关组件，例如图2的PSA，或负开关组件，例如图3的NSA。当SAC开关关闭并且有源开关端AST相对于共用开关端CST为正时，正开关组件阻断在有源开关端AST和共用开关端CST之间流通的电流。当SAC开关关闭并且有源开关端AST相对于共用开关端CST为负时，负开关组件阻断在共用开关端和有源开关端之间流通的电流。
图4-6显示了利用硬切换的功率变换器单元实现的硬切换的功率变换器。图4显示了硬切换的降压功率变换器HSBKPC，图5显示了硬切换的降压-升压功率变换器HSBPPC，图6显示了硬切换的升压功率变换器HSBTPC。图4-6中的每个功率变换器具有变换器输入端CIT，变换器共用端CCT，和变换器输出端COT。在输入端和共用端之间提供输入功率，具有输入电压Vin，以及在输出端和共用端之间传递功率，在它们之间具有输出电压Vout。在功率变换器单元端和功率变换器端之间的互连布置决定了功率变换器是硬切换的降压功率变换器HSBKPC、硬切换的降压-升压功率变换器HSBBPC、还是硬切换的升压功率变换器HSBTPC。图4-6中显示的每个功率变换器具有在输入端和共用端之间连接的变换器输入电容器CIC，和在输出端和共用端之间连接的变换器输出电容器COC。
硬切换的功率变换器单元HSPCC可以用一组正开关组件或一组负开关组件来实现。将正硬切的换功率变换器单元定义为用一个或多个正开关组件实现的功率变换器单元。类似地，将负硬切换的功率变换器单元定义为用一个或多个负开关组件实现的功率变换器单元。使用正功率变换器单元还是负功率变换器单元的选择取决于要变换的电压的极性和变换器拓扑。正硬切换的功率变换器单元PHSPCC被用于当输入电压Vin为正(变换器输入端CIT相对于变换器共用端CCT是正的)时实现硬切换的降压HSBKPC和硬切换的降压-升压HSBBPC功率变换器，以及具有负输入电压的硬切换的升压功率变换器HSBTPC(变换器输入端CIT相对于变换器共用端CCT是负的)。反之，负硬切换的功率变换器单元NHSPCC被用于具有负输入电压的硬切换降压HSBKPC和硬切换降压-升压HSBBPC功率变换器，以及用于具有正输入电压的硬切换升压功率变换器HSBTPC。
图4中的短划线表示，多个功率变换器单元可以并联顺序连接来在两个或多个变换器单元之间共享功率变换器的输入和输出电流。并联的功率变换器单元优选以交错切换模式进行工作，以降低输入和输出电流中的波动。如果并联了N个变换器，则开关优选以交错相角差360°/N进行工作。虽然在图5和6中未示出，但是这些功率变换器也可以用并联的功率变换器单元来实现。
交错硬切换的功率变换器在本领域中通常是已知的。它们一般用于具有非常高输出电流和非常低输出电压的微处理器VRM应用。具有低输出电压允许使用非常快的低压二极管，从而可以忽略切换损耗。一般地，高压二极管比低压二极管关闭得更慢，所以切换损耗对于在高压和高功率电平上工作的高频功率变换器是特别的难题。当如US专利6,211,657公开的硬切换功率变换器用于高压和高功率应用时，当功率变换器以高切换频率工作时切换损耗是相当大的。
图7显示了现有技术的交错硬切换的降压功率变换器HSBKPC，其基于图2和4。该功率变换器具有两个并联的正硬切换功率变换器单元PHSPCC1和PHSPCC2，它像US专利6,211,657中公开的交错变换器。图8显示了使用了较慢的高压二极管的、诸如图7中变换器这样的交错硬切换的功率变换器的典型波形。图8的电流波形图具有每刻度10A的纵标度。
图8中的波形是从具有以下参数的图7的降压功率变换器BKPC的计算机仿真获得的输入电压Vin＝750VDC、输出电压Vout＝400VDC、输出电流Iout＝62.5A、切换周期Ts＝64μs、600μH电感器L1和L2，和10μF变换器输出电容器COC。选择用于仿真的COC的电容从而输出波动电压可以忽略，但对于打算操作其中高频波动不是关键的载荷，例如典型的dc等离子体载荷的变换器，可以使用小得多的电容器。在仿真中向功率变换器提供理想电压源，从而不需要变换器输入电容器。
在图8中可以看出，当开关SW1在时间t0打开时二极管FD1是导通的。当它正被SW1关闭时，大的反向-恢复电流IRD1通过FD1。对于SW2和FD2，相同的情况在时间Ts/2发生。续流二极管波形IFD1和IFD2说明了二极管FD1和FD2的峰值反向-恢复电流IRD1和IRD2是如何大于它们的峰值正向工作电流的。由于在打开切换转变间隔期间跨越开关的电压很高，所以在开关SW1和SW2中续流二极管的大反向恢复电流引起了高功率耗散。二极管反向恢复电流也在二极管中引起相当大的功率耗散。恰好在二极管被完全关闭之前，跨越它的电压上升同时电流仍在流动，由于高压和高电流的同时存在，这在二极管中产生了高的关闭功率损耗。
由于在硬切换交错的降压-升压和升压功率变换器中使用了相同的切换单元，这些变换器具有类似于图8中说明的切换波形。续流二极管中的大电流尖峰也在硬切换非交错的功率变换器中出现。
通过添加当开关被打开时导致流过它们的电流为零或相当低的电路，开关中由二极管反向恢复电流导致的打开损耗能够减少。通过在换向间隔期间逐渐地而不是突然地降低通过二极管的电流，可以大大地降低二极管的关闭损耗。
降低由二极管反向-恢复电流导致的切换损耗的一个现有方法是如US专利5,307,004中教导的使用辅助或引导开关和电感器。这种方法存在两个显著的缺点。虽然与主开关和二极管相比引导开关和二极管不处理太多的功率，但在高压功率变换器中由于绝缘要求它们的大小不是按比例地更小。用于引导开关的驱动电路的成本和大小也不是按比例地更小。
US专利6,184,666公开了具有并联开关的降压变换器，该并联开关处理等量的功率并具有相等的功率损耗，但该变换器不具有软切换。US专利5,204,809公开了具有耦合电感器的硬切换同步交错的降压变换器。它教导了耦合系数应低于约0.9，最佳值为大约0.5。US6,426,883公开了一种功率变换器，其使用相等大小的并联的切换元件和换向电感器来实现软切换，但是该切换模式仅允许一个并联开关具有软切换，而另一个开关具有硬切换。为了平衡切换损耗，周期性地反转切换模式从而每个开关在一半时间具有软切换。
对于更高电压的应用，硬切换的功率变换器单元可以以堆叠(stacked)排列方式连接以实现图9、10和11分别示出的硬切换堆叠的降压HSSBKPC功率变换器、硬切换堆叠的降压-升压HSSBEPC功率变换器和硬切换堆叠的升压HSSBTPC功率变换器。这些变换器的每一个具有一个正硬切换的功率变换器单元PHSPCC和一个负硬切换的功率变换器单元NHSPCC。在图9-11说明的结构中堆叠两个功率变换器单元允许在使用相同的功率变换器单元时工作电压两倍于用非堆叠的功率变换器获得的电压。
US专利5,932,995示出了堆叠的降压变换器可以用硬切换的功率变换器单元来实现。在Xinbo Ruan等的“Three-LeveL converters-a newapproach for high□oltage and high power DC-to-DC conversion，”IEEE2002 Power Electronics SpeciaLists Conference，voL.2，pp.663-668中描述了各种硬切换堆叠的功率。当在高电压和高功率应用中以高频率工作时，这些硬切换的功率变换器将具有高切换损耗。
这是期待的，如果提供适合于高功率和高电压应用的软切换功率变换器，其中开关具有低打开损耗并且二极管具有低关闭损耗。这将是更为期待的，如果提供了适合于高功率和高电压应用的软切换功率变换器，其中在并联的切换组件中的二极管和开关处理相同电平的功率，并以允许每个并联的开关组件的软切换的切换模式进行工作。
发明内容
本发明提供了软切换交错的功率变换器，其适合于高功率和高电压应用，例如等离子体处理。它们可以以比现有变换器更高的频率进行工作，因为它们具有大大地降低了切换损耗和二极管反向-恢复损耗。二极管的反向-恢复电流的峰值实质上低于它们的峰值正向工作电流。所述功率变换器包括功率变换器单元，其包括多个以交错切换模式进行工作的切换组件，并各自连接到也具有共用端的电感器组件的输入端。每对输入端之间的电感低于电感器组件的每个输入端和共用端之间的电感。
附图简述图1说明了现有技术的硬切换的功率变换器单元。
图2和3分别说明了现有技术的正和负切换组件。
图4-6分别说明了现有技术的硬切换的降压、降压-升压和升压功率变换器。
图7说明了现有技术的硬切换交错的降压功率变换器。
图8说明了图7的现有技术的硬切换的功率变换器的波形。
图9-11分别说明了现有技术的硬切换堆叠的降压、堆叠的降压-升压和堆叠的升压功率变换器。
图12说明了软切换的功率变换器单元。
图13-16说明了图12的电感器组件IA的各种实施方式的细节。
图17-19分别说明了软切换的降压、降压-升压和升压功率变换器。
图20说明了软切换交错的降压功率变换器。
图21说明了图20的软切换的降压功率变换器的波形。
图22说明了软切换堆叠的降压功率变换器。
图23说明了软切换堆叠的降压-升压功率变换器。
图24说明了软切换堆叠的升压功率变换器。
图25提供了图22的软切换堆叠的降压功率变换器的详图。
图26说明了图25的功率变换器的波形。
发明的详细说明本发明的功率变换器单元在结构上与现有技术的电路类似，但是它们通过利用具有有益结构和电感值的电感器组件以及通过利用最佳的切换模式来实现了迄今为止未知的性能改善。
图12说明了根据本发明的软切换的功率变换器单元SSPCC。至少两个切换组件SA1和SA2被连接到有源和无源端AT和PT。由到第N个切换组件SAN的虚连接表示了连接总共N个更多的切换组件的可能性。在电感器组件输入端IAIT1...IAITN处，每个开关组件的共用端CST1...CSTN连接到电感器组件IA。电感器组件共用端IACT连接到SSPCC功率变换器单元的电感端IT。
图13-16显示了实现电感器组件IA的各种途径。连接到一对顺序工作的切换组件的电感器组件输入端对(pairs)之间的电感器Lii，是产生软切换操作的关键参数。在电感器组件输入端和电感器组件共用端IACT之间的电感Lic，影响了通过切换单元的电感端的波动电流的数值。电感值Lii优选低于电感Lic的五分之一。可以构建图13-16的电感器组件使得在它们的端的所有相应对之间具有相同的电感。如果对于各种电感器组件，在端对之间的电感是相等的，则对于相同的工作条件变换器波形也将是相同的，以及保存在每个电感器组件中的总能量也是相同的。
图13显示了电感器组件实现DIA，其中N个分立的换向电感器LC1...LCN的其中之一被连接在每个电感器组件输入端IAIT1...IAITN和电感器共用接点ICJ之间。主变换器电感器LM被连接在接点ICJ和电感器组件共用端IACT之间。为了避免过长的换向时间，电感器组件输入端IAIT1和IAIT2之间的电感优选低于在这些端的每一个与电感器组件共用端IACT之间的电感的大约五分之一。因此，图13中的换向电感器的电感优选低于主电感器LM的电感的五分之一。
图14显示了电感器组件SAIA，其具有以相助串联形式而连接的N对换向电感器。一个电感器被连接在每个电感器组件输入端IAJT1A...IAITNA、IAIT1B...IAITNB和电感器共用接点ICJB之间。当超过两个线圈用于这种电感器组件时，它们必须是成对的，并且必须安排切换顺序，使得按该顺序的每个相继的切换组件被连接到相反极性的线圈。实现连接的换向电感器LC1A-LC1B...LCNA-LCNB的两种最简单的方法是将线圈缠绕在山形芯组的中央芯上，或将它们缠绕在C形芯组的相同侧上。每对换向电感器线圈优选是紧密偶联的(偶合系数至少为0.9)。换向电感器线圈的电感优选是几乎相等的。一对电感器组件输入端之间的电感接近四倍于以相助串联形式连接的多个紧密偶联线圈中的一个线圈的电感。每对线圈之间的共用接头在电感器共用接点ICJB处被连接到主变换器电感器LMB。
当在它们相应的输入端之间的电感相同，工作条件相同并且二极管的峰值反向-恢复电流与二极管正向电流相比是最小的时，保存在图13的每个换向电感器LC1...LCN中的峰值能量稍微低于保存在图14的每对偶联换向电感器IC1A-IC1B...ICNA-ICNB中的总峰值能量。因此，图14的偶联换向电感器的大小可以显著地小于相等数量的图13的分立换向电感器的组合大小。对于相同的电感器组件和相同的工作条件，与图14的相应主电感器LMB相比，将有稍多的峰值能量保存在图13的主电感器LM中，因为两种结构的总峰值能量储存必须是相等的。然而，LM的这种微小增高的能量储存需求对它的物理大小具有可以忽略的影响。
图15显示了电感器组件实现CCIA，其具有三个偶联的换向电感器LLC1...LLC3，它们将由三个切换组件驱动。换向电感器将用类似于三相变压器中使用的缠绕芯的三个轴的三个线圈实现。每个线圈对之间的偶联大小必须低于0.5，从而与图13的三个分立电感器相比使用这种结构可能的相对大小减少将通常低于与图13的两个分立电感器相比使用图14的两个紧密偶联的线圈可能的相对大小减少。一个换向电感器连接在每个电感器组件输入端IAICT1...IAICT3和接点ICJC之间。主电感器LMC连接在接点ICJC和电感器组件共用端IACTC之间。
图16显示了电感器组件SOIA，其中两个主电感器线圈LMD1和LMD2缠绕在具有反向串联连接配置的共用芯结构上。不存在换向电感器，但由于两个线圈之间的磁漏电感，仍然发生二极管换向效果。在电感器组件输入端IAITD1和IAITD2与电感器组件共用端IACTD之间的电感优选是相等的，在电感器组件输入端之间的电感优选低于在输入端和共用端IACT之间的电感的五分之一。这些限制意味着偶合系数为至少0.9。图16的电感器组件的铜使用不像图13-15中的那样好，因为在主线圈中的电流是间断的。图14中所示的具有一对线圈的结构是电感器组件的优选实施方式。
早先描述的在电感器组件的各个实现中的电感值之间的比率的优选值是从典型的二极管换向时间和主电感器中的典型波动电流得出的，因此它们仅仅是用于举例说明，而不是基本的设计限制。
图17-19分别说明了软切换的降压功率变换器SSBKPC、降压-升压功率变换器SSBBPC和升压功率变换器SSBTPC。这些功率变换器利用了软切换的功率变换器单元(图12的SSPCC的实现)代替在图4-6的现有技术功率变换器中使用的硬切换的功率变换器单元。软切换的功率变换器中软切换的功率变换器单元的取向和它们的极性与以上述的硬切换的功率变换器的相同。
图20说明了图17的软切换的降压功率变换器SSBKPC的实现，其具有带两个正开关组件PSA1和PSA2的正软切换的功率变换器单元PSSPCC，所述正开关组件是如图2中说明的构建的。(相比之下，图25中的NSSPCC是负软切换的功率变换器单元。)电感器组件IA是图13中显示的类型，并具有两个分立的换向电感器LC1和LC2，和主电感器LM。其他的换向电感器和切换组件可以如图13中所示的连接，N个切换组件优选以交错相角差360°/N进行工作。换向电感器的电感优选是相等的。然而，优选实施方式是，如图14中所示两个换向电感器是紧密地偶联的。
图21说明了图20中的软切换的降压功率变换器SSBKPC的波形。波形是从具有以下特征的计算机仿真获得的输入电压Vin＝750VDC、输出电压Vout＝400VDC、输出电流Iout＝62.5A、切换周期Ts＝64μs、600μH主电感器、两个分立的20μH换向电感器、和10μF变换器输出电容器。图21的电流波形图具有每刻度10A的纵标度。
根据产生图8的波形的仿真，选择用于这个仿真的COC的电容使得输出波动电压可以忽略，但对于打算操作其中高频波动不是关键的载荷，例如典型的直流等离子体载荷的变换器，可以使用小得多的电容器。具有低输出电容对于等离子体载荷是期待的，因为这降低了传递给弧的能量。在仿真中由理想电压源提供SSPCC，从而不需要变换器输入电容器。
共用开关端CST1和无源开关端PST1之间的电压被标记为VCP1，CST2和PST2之间的电压被标记为VCP2。当在时间t0开关SWL被打开时，通过续流二极管FD1的电流IFD1是非常小的，因而FD1的峰值反向-恢复电流也是非常小的。在时间t0，通过FD2的电流IFD2等于通过LC2的电流，并稍微低于主电感器电流ILM。在SW1打开后，随着FD2中的电流向下等变时，通过它的电流向上等变。安培/秒的电流变化的斜率等于Vin/Lii，其中Lii＝LC1+LC2。对于SW2和FD2中的电流在时间Ts/2之后，发生相同类型的电流变化。
当FD2正被关闭时通过换向电感器LC2的电流反转，并当FD2最终关闭时，这个电流引起CST2处的电压上升直到逆并联二极管APD2导通。在时间t1处SW1关闭后CST1处的电压立刻下降，FD1然后开始导通，收集主电感器电流。在SW1关闭后不久APD2以小反向-恢复电流关闭，CST2处的电压下降直到FD2由于LC2中流动的小电流而开始导通。在时间Ts/2处SW2打开，并且因为如果有的话，在此时存在通过FD2的很小电流，SW2在没有大电流尖峰情况下打开，如在时间t0处SW1打开那样。
本发明的软切换的功率变换器单元的软切换特征提供了在开关和二极管中的能量节省，其允许使用这些单元的变换器电路以比使用现有技术硬切换的功率变换器单元的电路更高的频率进行工作。以较高频率进行工作允许电感器和电容器值被降低，这降低了物理大小和成本。较高频率工作也允许改善变换器的瞬时响应，并降低了可传递给等离子体弧的能量。
在硬切换的功率变换器中，二极管电流非常快速地从正向导通模式反转到反向导通模式。然而，图21的波形说明了在t0和Ts/2之后软切换的功率变换器单元的换向间隔期间，二极管电流以约19A/μs的相对缓慢的速率下降，这允许在二极管电流被反转之前在二极管接点中发生显著的复合。因而，峰值反向-恢复电流IRD1和IRD2是低的(约输出电流的五分之一)，这产生了开关的低二极管关闭损耗和低打开损耗。相比之下，图8说明了图7的硬切换的功率变换器单元PHSPCC中的二极管电流以约近1000A/μs的速率下降，导致了大于输出电流百分之三十五的大峰值反向-恢复电流IRD1和IRD2。这产生了开关的高二极管关闭损耗和高打开损耗。典型高压功率二极管的最佳电流降低斜率是约20A/ps到100A/μs。随着二极管技术被改善，最佳反向-恢复和换向时间可以降低。
使二极管电流为零所需的时间TZ近似等于IoutLii/Vin，其中Lii＝LC1+LC2。总换向时间Tct等于TZ和续流二极管FD的反向-恢复时间trrf的总和。在图21中，二极管电流在约3ps内达到零，二极管反向-恢复时间trrf是约1μs。因此总换向时间Tct是约4μs，其是64μs切换周期Ts的十六分之一。
功率变换器单元的电压变换比被定义为电感的和无源端之间的平均电压Vip除以有源和无源端之间的平均电压Vap的稳态比。在以连续导通模式工作的硬切换的功率变换器单元中，变换比理想地(用无损耗的元件)等于SAC开关的占空比DM＝Vip/Vap＝D。因而，以连续导通模式工作的硬切换的功率变换器的理想稳态电压变换比Vout/Vii仅仅是占空因子的函数，与变换器输出电流无关。在高压硬切换的功率变换器中，电压变换比几乎等于理想值。
相比之下，以连续导通模式工作的本发明的软功率的变换器单元的电压变换比M随输出电流提高而降低，即使使用理想的元件，由于总换向时间Tct和逆并联二极管的反向-恢复时间Trra对变换器单元的平均端-端电压的影响。在图20的软切换的功率变换器单元PSSPCC中，在换向间隔Tct期间以及逆并联二极管的反向-恢复间隔Trra期间，接点ICJ和无源端PT之间的电压等于有源和无源端之间的电压的一半。因此，具有N组切换组件的软切换的功率变换器单元SSPCC的M的理想值等于M＝Vip/Vap＝N·[D-0.5(Tct+Trra)/Ts]，当功率变换器单元以连续导通模式工作时，Tct和Trra的总和低于SAC开关的导通间隔的持续时间D·Ts。当Tct和Trra的总和达到SAC开关的导通间隔的持续时间时，软切换失败。当功率变换器以连续导通模式工作时，M的理想值从不低于N·D/2。
由于Tct+Trra都与输出电流直接相关，所以降压功率变换器BKPC的输出电压(其与M成比例)将随输出电流的提高而降低。例如，利用图20的以占空因子D＝0.25进行工作的软切换的降压功率变换器SSBKPC，当Tct和Trra的总和等于或超过SAC开关的导通间隔的持续时间D·Ts时，轻度载荷时最大输出电压是输入电压的一半，但是在重度载荷时输出电压跌至输入电压的四分之一。
开关的最大占空因子优选是1/N。提高占空因子(duty cycle)超过这个值不会提高变换比M，并引起软切换效果丧失。相比之下，当电感器以连续导通模式工作时，图7的现有技术硬切换交错的降压变换器中开关的占空因子必须使用完全的0到1的占空因子范围，以覆盖全部输出电压范围。
对于降压功率变换器BKPC，总换向时间优选低于Ts的十分之一，所述降压功率变换器在满载时必须达到接近输入电压的输出电压。对于其中变换器传递功率的能力不被过度地影响的情况，更久的换向时间是可接受的。M是输出电流的函数，在功率变换器的瞬时响应中产生了阻尼效应的事实有时可能是有用的。例如，当软切换的降压功率变换器SSBKPC被用于提供具有负增量阻抗的等离子体载荷时，这种效果可以帮助稳定电源，因为它提高了功率变换器的输出阻抗。
代替连接超过两个开关组件到一个电感器组件，优选是利用在变换器单元之间的交错切换，操作如图17所示并联的相同极性的两个或多个软切换功率变换器单元SSPCC。两个交错软切换的功率变换器单元的切换模式在图26中示出，其说明了图25的堆叠(stacked)的降压变换器SBKPC的波形。然而，当两个软切换的降压功率变换器单元那样堆叠时，它们必须是相反的极性。当两个交错软切换的功率变换器单元并联工作时，它们将具有波纹抵消效应，其在例如图7中的现有技术的交错变换器中发生。图7中两个电感器的组合电流Itotal具有比每个电感器中的电流低得多的波纹。在图8的电感器电流波形中说明了波纹抵消效应，但它在图21的电感器波形中没有，因为图20的功率变换器不是交错的。
用本发明的软切换的功率变换器单元实现图18和19的降压-升压和升压变换器提供了满足降压变换器的相同类型的性能改善，和具有如图20中所示的相同形状的切换波形。
图22-24显示了如何连接两个软切换的功率变换器单元来分别形成软切换堆叠的降压功率变换器SBKPC、软切换堆叠的降压-升压功率变换器SBBKPC和软切换堆叠的升压功率变换器SBTPC。这些电路允许输入和输出电压两倍于具有开关和二极管的相同额定电压的单独功率变换器可以实现的电压。它们对于操作等离子体载荷的电源是特别有用的，因为通常需要高输出电压。堆叠的功率变换器具有正和负功率变换器输入端PCIT和NCIT，以及正和负功率变换器输出端PCOT和NCOT。
在图22的软切换堆叠的降压功率变换器SBKPC中，正软切换的功率变换器单元PSSPCC连接在正输入端PCIT和中间端CCIT之间。负软切换的功率变换器单元NSSPCC连接在CCIT和负输入端NCJT之间。两种功率变换器单元优选以交错模式工作。SBKPC可以从两个堆叠的电源中接收能量，所述电源在末端CCIT处具有共用连接。如果两个功率变换器单元的切换占空因子被平衡，则一个电源可以连接到PCIT和NCIT之间，CCIT悬空。这也适用于图23的软切换堆叠的降压-升压功率变换器SBBPC。
图26说明了图25的软切换堆叠的降压变换器SBKPC的波形。显示出的每个软切换的功率变换器单元具有每个电感器组件的两个切换组件，但它们可以用N个切换组件实现，其中N大于1。如图15的软切换的降压功率变换器BKPC一样，开关的最大占空因子优选是1/N。每个软切换堆叠的功率变换器单元中的开关优选以交错相角差360°/N进行工作，而两个单元的切换模式优选也是交错的，其给出了在两个堆叠的功率变换器单元PPCC之间的有效交错相角差180°/N。换向电感器的电感优选是相等的。
接点CST1到CST4和CCIT之间的电压分别作为波形Vcp1到Vcp4来说明。每个功率变换器单元的波形基本上与图20的波形相同，只是在主电感器中的波动电流ILM由于两个功率变换器单元之间的交错而被降低了。如图26中所示，LM12和LM34中的波动电流频率是开关的切换频率的两倍。这类似于在并联交错的功率变换器单元中发生的波动抵销效果，但它具有益处，两个电感器都具有降低的波动电流而不是仅具有两个主电感器电流的总和中的抵消。使用两个并联交错的功率变换器，当开关占空因子是百分之五十时，主电感器波动电流的总和中的波动几乎完全抵消了。使用堆叠交错的功率变换器，当开关占空因子是百分之二十五时，主电感器中的波动电流几乎完全抵销了。
波形是从具有以下特征的计算机仿真获得的在PCIT和CCIT之间的输入电压Vin＝750VDC，以及在CCIT和NCIT之间(总共1500VDC)，输出电压Vout＝400VDC，输出电流Iout＝62.5A，切换周期Ts＝64us，300uH主电感器，每个电感器组件的两个分立的20μH换向电感器，和10μF变换器输出电容器。两个理想电压源提供SBKFC，从而不需要变换器输入电容器PCIC和NCIC。
与产生图8和21的波形的仿真一样，选择用于这个仿真的COC的电容使得输出波动电压可以忽略，但对于打算操作其中高频波动不是关键的载荷，例如典型的直流等离子体载荷的变换器，可以使用小得多的电容器。具有低输出电容对于等离子体载荷是期待的，因为这降低了传递给弧的能量。图25的SBKPC可以用于实现共同待决专利申请中描述的直流电源2004年7月2日提交的系列号为10/884,119的Apparatus and Method For Fast Arc Extinction With Early Shunting ofArc Current in Plasma。
利用软切换的功率功率变换器单元PSSPCC和NSSPCC实现图23和24的软切换堆叠的降压-升压和升压功率变换器提供了满足软切换堆叠的降压功率变换器的相同类型的性能改善，并且切换波形具有如图26中所示的相同形状。
在图25的堆叠的降压功率变换器SBPPC中，可以看出，主电感器LM12和LM34有效地与变换器输出电容器COC串联的。因而，可以取消这些主电感器中的其中一个，但优选是具有两个主电感器，因为它们可以通过提供开关装置和载荷之间显著的高频阻抗来降低电磁噪声干扰(EMI)难题。类似地，可以从图23和24的堆叠功率变换器中的功率变换器单元之一中取消主电感器，但优选是具有两个主电感器。堆叠软切换的功率变换器的主电感器优选具有基本上相同的电感，如果它们是这样，则它们可以按照相助串联方式以偶联极性定向缠绕在共用芯上。例如，图22的软切换的降压功率变换器可以用缠绕在共用芯上的LM12和LM34来实现，缠绕方向使得连接到IT1和IT2的端点具有相反的极性。
虽然说明和描述了工作的特定结构和细节，但是应当清楚地理解，这仅仅是为了举例的目的，本领域技术人员可以容易地在其中进行变化和修改而不背离本发明的精神和范围。
权利要求
1.一种软切换交错的功率变换器，包括a)变换器输入端、变换器输出端和变换器共用端，其中在所述变换器输入端和所述变换器共用端之间接收功率，以及输出电流被传递给连接在所述变换器输出端和所述变换器共用端之间的负载；b)软切换的功率变换器单元，具有有源端、无源端和电感端，其中这三个端中每一个都连接到三个所述变换器端的其中之一；所述软切换的功率变换器单元具有电感器组件和至少两个开关组件；c)每个开关组件具有有源开关端、无源开关端和共用开关端；d)电感器组件，具有连接到每个所述共用开关端之一的独立的电感器组件输入端，以及连接到所述软切换的功率变换器的所述电感端的电感器组件共用端，所述电感器组件在一对电感器组件输入端之间具有输入-输入电感值，所述电感值小于在任何电感器组件输入端和所述电感器组件共用端之间的电感；以及e)每个开关组件具有连接在所述有源开关端和所述共用开关端之间的开关，和连接在所述无源开关端和所述共用开关端之间的二极管，所述开关以交错方式进行工作，使得在开关导通间隔期间正被打开的开关组件中的开关的动作引起所述开关组件的另一个中的二极管在换向间隔期间被相继关闭，每个二极管具有峰值正向工作电流，和在它正被关闭时的峰值反向-恢复电流。
2.如权利要求1中所述的软切换交错的功率变换器，其中选择所述电感器组件的所述输入-输入电感值使得所述二极管的所述峰值反向-恢复电流基本上小于所述峰值正向工作电流的数值。
3.一种软切换堆叠交错的功率变换器，包括a)正变换器输入端、负变换器输入端、正变换器输出端和负变换器输出端，其中在所述正变换器输入端和所述负变换器输入端之间接收功率，以及输出电流被传递给连接在所述正变换器输出端和所述负变换器输出端之间的负载；b)正软切换的功率变换器单元，具有有源端、无源端和电感端，这三个端的其中一个连接到变换器输入端，这三个端的第二个连接到变换器输出端；c)负软切换的功率变换器单元，具有有源端、无源端和电感端，这三个端的其中一个连接到变换器输入端，这三个端的第二个连接到变换器输出端；d)所述正软切换的功率变换器单元的所述三个端中的第三个连接到所述负软切换的功率变换器单元中的对应第三端；e)所述正软切换的功率变换器单元和所述负软切换的功率变换器单元每一个具有电感器组件和至少两个开关组件；f)每个开关组件具有有源开关端、无源开关端和共用开关端；g)在每个功率变换器单元中的所述电感器组件具有连接到在该功率变换器单元内的每个所述共用开关端的其中之一的独立的电感器组件输入端，和连接到所述软切换的功率变换器单元的所述电感端的电感器组件共用端，所述电感器组件在一对电感器组件输入端之间具有输入-输入电感值，所述电感值低于在任何电感器组件输入端和所述电感器组件共用端之间的电感；以及h)每个开关组件具有连接在所述有源开关端和所述共用开关端之间的开关，和连接到所述无源开关端和所述共用开关端之间的二极管，所述开关以交错方式进行工作，使得在开关导通间隔正被打开的开关组件中的开关的动作引起所述开关组件的另一个中的二极管在换向间隔期间被相继关闭，每个二极管具有峰值正向工作电流，和在它正被关闭时的峰值反向-恢复电流。
4.如权利要求3所述的软切换交错的功率变换器，其中选择所述电感器组件的输入-输入电感值，使得所述二极管的所述峰值反向-恢复电流基本上小于所述峰值正向工作电流的数值。
5.如权利要求3所述的软切换交错的功率变换器，其中以相反的极性来设置在所述软切换正功率变换器单元的所述切换组件中的二极管和所述软切换负功率变换器单元的所述切换组件中的二极管的方向，使得电流流出所述正软切换功率变换器单元中的所述电感器组件的所述共用端，以及电流流入所述负软切换功率变换器单元中的所述电感器组件的共用端。
6.如权利要求1所述的软切换交错的功率变换器，被配置为降压变换器，其中a)所述软切换的功率变换器单元的所述有源开关端连接到所述变换器输入端；b)所述软切换的功率变换器单元的所述无源开关端连接到所述变换器共用端；以及c)所述软切换的功率变换器单元的所述电感开关端连接到所述变换器输出端。
7.如权利要求1所述的软切换交错的功率变换器，被配置为降压-升压变换器，其中a)所述软切换正功率变换器单元的所述有源端连接到所述变换器输入端；b)所述软切换的功率变换器单元的所述无源端连接到所述变换器输出端；以及c)所述软切换的功率变换器单元的所述电感端连接到所述变换器共用端。
8.如权利要求1所述的软切换交错的功率变换器，被配置为升压变换器，其中a)所述软切换正功率变换器单元的所述有源端连接到所述变换器共用端；b)所述软切换的功率变换器单元的所述无源端连接到所述变换器输出端；以及c)所述软切换的功率变换器单元的所述电感端连接到所述变换器输入端。
9.如权利要求3所述的软切换堆叠交错的功率变换器，被配置为降压变换器，其中a)所述正软切换的功率变换器单元的所述有源端连接到所述正变换器输入端；b)所述负软切换正功率变换器单元的所述有源端连接到所述负变换器输入端；c)所述正软切换的功率变换器单元的所述无源端连接到所述负软切换的功率变换器单元的所述无源端；d)所述正软切换的功率变换器单元的所述电感端连接到所述正变换器输出端；e)所述负软切换的功率变换器单元的所述电感端连接到所述负变换器输出端。
10.如权利要求3所述的软切换堆叠交错的功率变换器，被配置为降压-升压变换器，其中a)所述正软切换的功率变换器单元的所述有源端连接到所述正变换器输入端；b)所述负软切换正功率变换器单元的所述有源端连接到所述负变换器输入端；c)所述正软切换的功率变换器单元的所述电感端连接到所述负软切换的功率变换器单元的所述电感端；d)所述正软切换的功率变换器单元的所述无源端连接到所述正变换器输出端；e)所述负软切换的功率变换器单元的所述无源端连接到所述负变换器输出端。
11.如权利要求3所述的软切换堆叠交错的功率变换器，被配置为升压变换器，其中a)所述正软切换的功率变换器单元的所述电感端连接到所述正变换器输入端；b)所述负软切换正功率变换器单元的所述电感端连接到所述负变换器输入端；c)所述正软切换的功率变换器单元的所述有源端连接到所述负软切换的功率变换器单元的所述有源端；d)所述正软切换的功率变换器单元的所述无源端连接到所述正变换器输出端；e)所述负软切换的功率变换器单元的所述无源端连接到所述负变换器输出端。
12.如权利要求1所述的软切换交错的功率变换器，其中所述换向间隔小于所述开关导通间隔。
13.如权利要求3所述的软切换交错的功率变换器，其中所述换向间隔小于所述开关导通间隔。
14.如权利要求1所述的软切换交错的功率变换器，其中所述电感器组件包括至少两个换向电感器，和具有第一和第二主电感器端的主电感器；每个换向电感器连接在独立的电感器组件输入端和所述第一主电感器端之间；以及所述第二主电感器端连接到所述电感器组件共用端。
15.如权利要求3所述的软切换交错的功率变换器，其中所述电感器组件包括至少两个换向电感器，和具有第一和第二主电感器端的主电感器；每个换向电感器连接在独立的电感器组件输入端和所述第一主电感器端之间；以及所述第二主电感器端连接到所述电感器组件共用端。
16.如权利要求14所述的软切换交错的功率变换器，其中所述换向电感器的至少两个被缠绕在共用芯结构上。
17.如权利要求15所述的软切换交错的功率变换器，其中所述换向电感器的至少两个被缠绕在共用芯结构上。
18.如权利要求1所述的软切换交错的功率变换器，其中所述电感器组件包括至少两个偶联的电感器，每个电感器连接在独立的电感器组件输入端和所述电感器组件共用端之间。
19.如权利要求3所述的软切换交错的功率变换器，其中所述电感器组件包括至少两个偶联的电感器，每个电感器连接在独立的电感器组件输入端和所述电感器组件共用端之间。
全文摘要
本发明提供了软切换交错的功率变换器，其适合于高功率和高电压应用，例如等离子体处理。它们大大地降低了切换损耗和二极管反向－恢复损耗，其允许以高切换频率进行工作。二极管的反向－恢复电流的峰值基本上低于它们的峰值正向工作电流。所述功率变换器包括功率变换器单元，其包括多个以交错切换模式进行工作的切换组件，并各自连接到也具有共用端的电感组件的输入端。每对输入端之间的电感小于电感组件的每个输入端和共用端之间的电感。
文档编号H02M3/158GK101061447SQ200580036449
公开日2007年10月24日 申请日期2005年8月23日 优先权日2004年8月24日
发明者布赖斯·L·黑斯特曼, 米兰·伊利克, 安德雷·B·马利宁, 卡利安·N·C·西德巴图拉 申请人:先进能源工业公司