专利名称：零电压开关复合式全桥三电平直流变换器的制作方法
技术领域：
本发明的零电压开关复合式全桥三电平直流变换器，属电能变换装置的直流变换器。
背景技术：
近年来，三电平直流变换器在高压场合的应用受到了广泛的关注，因为它的开关管电压应力仅为输入电压的一半。为了提高效率和减小变换器的重量与体积，近年来出现了很多软开关三电平直流变换器电路拓扑。零电压开关三电平直流变换器通过变压器的漏感和开关管的结电容来实现开关管的软开关。零电压零电流开关三电平直流变换器的其中两只开关管可以实现零电压开关，另外两只开关管则可以实现零电流开关。这些变换器均只实现了开关管的软开关，而输出整流管依然存在反向恢复问题，反向恢复引起电压振荡，输出整流管要承受电压尖峰，很容易损坏。
零电压开关复合式全桥三电平直流变换器，其三电平桥臂开关管的电压应力为输入电压的一半，可在宽负载范围内实现零电压开关，输出整流波形中高频分量小，可以减小输出滤波电感，输入电流近似为一直流电流，可以减小输入滤波器等优点。但同样存在输出整流管反向恢复引起整流管上产生电压尖峰问题。
申请专利号为200410064935.2的《复合式全桥三电平直流变换器和全桥三电平直流变换器》在复合式全桥三电平直流变换器中引入两只箝位二极管，不仅保持了原电路的优点，同时有效地消除了输出整流管上的电压尖峰和电压振荡。
箝位二极管中电流为谐振电感电流与变压器原边电流之差。为了减小流过箝位二极管中电流，减小损耗，就需要减小输出滤波电感。而为了满足输出电压纹波要求，则需增大输出滤波电容，进而增加了变换器的体积和成本。同时，当变换器工作在轻载甚至空载情况时，占空比相对较小，箝位二极管被硬关断，容易造成箝位二极管的损坏。
发明内容
本发明的目的在于针对上述变换器的缺陷，研制一种带变压器辅助绕组的零电压开关复合式全桥三电平直流变换器，不但可以消除输出整流管上的电压尖峰和电压振荡，还可以有效地快速减小流过箝位二极管中电流，提高变换效率，同时改善在轻载情况下箝位二极管的工作环境。
本发明的零电压开关复合式全桥三电平直流变换器，包括直流电源由三电平逆变桥臂与两电平逆变桥臂组成桥式电路、隔离变压器、谐振电感、箝位电路及整流滤波电路，其中三电平逆变桥臂包括并联在直流电源正负输出端的由输入分压电容与输入分压电容串联成的输入分压电容电路；由第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管依次串联成的逆变桥臂并联在输入分压电容电路两输出端，上述四个开关管各自并联一个体二极管和一个寄生电容，在第一开关管与第二开关管的串联点和第三开关管与第四开关管的串联点之间并联一个飞跨电容和一个由第一续流二极管与第二续流二极管串联成的续流电路，其中两个续流二极管的串联点连接在两个输入分压电容的串联点上；两电平逆变桥臂由第五开关管与第六开关管串联成的逆变桥臂同样并联在输入分压电容电路两输出端；由两个箝位二极管串联成的箝位电路同时并联在三电平逆变桥臂两端和两电平逆变桥臂两端；隔离变压器副边两个同匝数的副边绕组非同名端相串联，其中一个副边绕组另一端的同名端连于整流滤波电路正端，两个副边绕组的串联点与整流滤波电路的负端相连，其特征在于，所述的隔离变压器的原边绕组与原边辅助绕组非同名端相连，原边辅助绕组另一端连于谐振电感一端，该谐振电感另一端连于两电平逆变桥臂的两个开关管的串联点上，原边绕组另一端连于三电平逆变桥臂中第二开关管与第三开关管的串联点上；所述箝位电路的两个箝位二极管的串联点连于隔离变压器原边绕组与原边辅助绕组的串联点。
本发明与现有技术相比的主要技术特点是，由于加了箝位二极管电路，消除了因输出整流管的反向恢复而引起的电压振荡和电压尖峰，降低了输出整流管的电压应力，并且消除了输出整流管因反向恢复引起的损耗，同时，增加了变压器的辅助绕组，可以有效地快速减小流过箝位二极管中电流，改善在轻载情况下箝位二极管的工作环境。
附图1是本发明的零电压开关复合式全桥三电平直流变换器电路结构示意图。
附图2是本发明的3L工作模式主要波形示意图。
附图3是本发明的2L工作模式主要波形示意图。
附图4-19是各开关模态的等效电路结构示意图。
上述附图中的主要符号名称Vin、电源电压。Cd1、Cd2、输入分压电容。Q1～Q6、开关管。C1～C6、寄生电容。D1～D6、体二极管。Df1、Df2、续流二极管。Css1、飞跨电容。Lr、谐振电感。Tr、隔离变压器。Dc1、Dc2、箝位二极管。DR1、DR2、输出整流二极管。Lf、滤波电感。Cf、滤波电容。RLd、负载。Vo、输出电压。vAB、A与B两点间电压。vrect、变压器副边整流后电压。
具体实施例方式
附图1是本发明带变压器辅助绕组的零电压开关复合式全桥三电平直流变换器结构示意图，它由三电平逆变桥臂电路1、两电平逆变桥臂电路2、隔离变压器3、谐振电感4、箝位电路5、整流及滤波电路6组成。其中分压电容Cd1和Cd2容量很大且相等，其电压均为输入电压Vin的一半，即Vcd1＝Vcd2＝Vin/2，可看作电压为Vin/2的电压源。四只开关管Q1-Q4及其体二极管D1-D4和寄生电容C1-C4、续流二极管Df1和Df2、飞跨电容Css1组成三电平逆变桥臂电路；开关管Q5和Q6及其体二极管D5和D6、寄生电容C5和C6组成两电平逆变桥臂电路。Tr为隔离变压器，除原边绕组n1和副边绕组n2外，还增加了一个辅助绕组n3，Lr为谐振电感，Dc1和Dc2为箝位二极管，DR1和DR2是输出整流二极管，Lf是输出滤波电感，Cf是输出滤波电容，RLd是负载。
控制方法如下开关管Q2和Q3为180°互补导通，开关管Q5和Q6为180°互补导通，且分别相对于开关管Q3和Q2滞后一个相位，故定义开关管Q2和Q3为超前管，开关管Q5和Q6为滞后管。开关管Q1和Q4分别同相位于开关管Q2和Q3PWM工作，故定义开关管Q1和Q4为斩波管。
当输入电压较低时，开关管Q1和Q4PWM工作，开关管Q2、Q3与开关管Q6、Q5之间有一个较小的固定相位差，将开关管Q2、Q3实现ZVS和开关管Q5、Q6实现ZVS分离开来。此时输出整流后的电压为三电平波形，称之为三电平模式(3L模式)。当输入电压较高时，开关管Q1和Q4的脉宽将减小到零，开关管Q2、Q3与开关管Q6、Q5移相工作，此时输出整流后的电压为两电平波形，称之为两电平模式(2L模式)。
斩波管Q1、Q4与超前管Q2、Q3通过滤波电感和谐振电感实现零电压开关，滞后管Q5和Q6则通过谐振电感的能量来实现零电压开关，从而减小开关管的开关损耗，提高变换效率。在三电平逆变桥臂电路中还加有续流管Df1、Df2，并在续流二极管Df1的阴极和续流二极管Df2的阳极之间跨接飞跨电容Css1，其作用在于将两对开关管的开关过程连接起来。在变换器稳态工作时，飞跨电容Css1上的电压恒定为Vin/2。
下面以附图1为主电路结构，结合附图4～18叙述本发明的具体工作原理。由附图2可知整个变换器在3L模式中一个开关周期有20种开关模态，分别是[t0以前]、[t0，t1]、[t1，t2]、[t2，t3]、[t3，t4]、[t4，t5]、[t5，t6]、[t6，t7]、[t7，t8]、[t8，t9]、[t9，t10]、[t10，t11]、[t11，t12]、[t12，t13]、[t13，t14]、[t14，t15]、[t15，t16]、[t16，t17]、[t17，t18]、[t18，t19](见附图2)，其中，[t0以前，t9]为前半周期，[t9，t19]为后半周期。下面对各开关模态的工作情况进行具体分析。
在分析之前，作如下假设①所有开关管和二极管均为理想器件，整流二极管DR1和DR2除外，它等效为一个理想二极管和一个电容并联，以用来模拟反向恢复；②所有电感、电容和变压器均为理想元件；③飞跨电容Css1足够大，稳态时其电压基本不变，为Vin/2。
1.开关模态1[t0以前][对应于附图4]t0时刻以前，开关管Q1、Q2和Q6导通，AB两点间电压为vAB＝Vin。副边整流管DR1导通，整流管DR2截止。原边向副边传递能量。
2.开关模态2[t0，t1][对应于附图5]t0时刻关断开关管Q1，原边电流ip给电容C1充电，同时通过飞跨电容Css1给电容C4放电。电容C1和电容C4使开关管Q1近似为零电压关断。由于电压vAB下降，二极管Dc2立即导通，将电压vCB箝在零，电压vAC下降，副边电压相应下降，整流管DR2结电容CDR2的电压也下降，结电容CDR2被放电。这样输出滤波电感电流一部分给结电容CDR2放电，其余部分折算到原边给电容C1充电和电容C4放电。因此原边电流ip在t0时刻阶跃下降，由于C点电位为零，谐振电感上承受由辅助绕组带来的反向电压，即谐振电感上电压为左负右正，因此谐振电感电流iLr有所下降，但由于这段时间很短，且辅助绕组上电压较小，因此可以近似认为其电流不变。其高于电流ip的部分流过二极管Dc2。到t1时刻，电压vC1上升到Vin/2，二极管Df1自然导通，A点电位降为Vin/2，开关模态2结束。
3.开关模态3[t1，t2][对应于附图6]在t1时刻，二极管Df1导通，电压vAB被箝位在Vin/2，结电容CDR2放电结束，因此电流ip在t1时刻阶跃上升为I1，二极管Dc2关断。此时若电压Vo＞Vin·n2/2(n1+n3)，则电流ip在电压Vo的作用下下降；此时若电压Vo＜Vin·n2/2(n1+n2)，则电流ip在电压Vin/2的作用下上升，谐振电感电流iLr与电流ip保持相等。原边继续向副边传递能量。附图6给出了电压Vo＞Vin·n2/2(n1+n3)情况。
4.开关模态4[t2，t3][对应于附图7]t2时刻关断开关管Q2，电流ip给电容C2充电，同时通过飞跨电容Css1，给电容C3放电。电容C2和电容C3使开关管Q2近似为零电压关断。电压vAB下降，同前面的开关模态1一样，二极管Dc2将导通，将电压vCB箝在零，电压vAC下降，副边电压相应下降，整流管DR2结电容CDR2的电压也下降，结电容CDR2被放电。这样输出滤波电感电流一部分给结电容CDR2放电，其余部分折算到原边给电容C2充电和电容C3放电。因此电流ip在t2时刻阶跃下降，而由于辅助绕组电压较小，因此谐振电感电流iLr近似保持不变，其高于电流ip的部分流过二极管Dc2。到t3时刻，电压vC2＝Vin/2，vC3＝0，vAB＝0。
5.开关模态5[t3，t4][对应于附图8]电压vAB＝0，二极管D3和D4导通，此时可以零电压开通开关管Q3和Q4。二极管Dc2仍然导通，电流ip与iLr均不变。二极管Dc2中的电流是电流ip与iLr的差值。此时，副边两个整流管同时导通。
6.开关模态6[t4，t5][对应于附图9]在t4时刻，零电压关断开关管Q6，电流iLr给电容C6充电，同时给电容C5放电。电压vAB由零变为负，此时电压vCB＝-vC6。谐振电感Lr和电容C5、C6谐振工作。电流ip继续保持不变，电流iLr与ip的差值从二极管Dc2中流过。到t5时刻，电压vC5＝0，电压vCB＝Vin，二极管D5自然导通。
7.开关模态7[t5，t6][对应于附图10]二极管D5导通后，可以零电压开通开关管Q5。电流ip仍保持不变，副边两个整流管依然同时导通，变压器原边绕组、辅助绕组以及副边绕组电压均为零，因此电压Vin全部加在谐振电感Lr两端，谐振电感电流iLr线性下降。在t6时刻，谐振电感电流iLr下降到与ip相等，二极管Dc2自然关断。
8.开关模态8[t6，t7][对应于附图11]t6时刻开始，电压Vin仍加在谐振电感两端，谐振电感电流iLr与电流ip以相等的斜率下降到零并负向增加，副边两个整流管同时导通，提供负载电流。在t7时刻，电流ip达到折算至原边的负载电流-ILf(t7)/K，该开关模态结束，此时整流管DR1关断，整流管DR2流过全部负载电流。
9.开关模态9[t7，t8][对应于附图12]在t7时刻，谐振电感Lr与结电容CDR1谐振工作，即给整流管DR1的结电容CDR1充电，电流ip和iLr继续增加。
在这段时间中，A点固定在零电位，而变压器原边绕组电压vCA由于结电容CDR1的充电也同时上升，故C点电位一直在上升。到t8时刻，结电容CDR1的电压上升到2Vin·n2/n1，此时C点电压上升至Vin，二极管Dc1导通，将电压vCA在电压Vin，因此结电容CDR1的电压被箝在2Vin·n2/n1。
10.开关模态10[t8，t9][对应于附图13]当二极管Dc1导通后，电流ip阶跃下降为折算到原边的滤波电感电流，并负向增加。此时辅助绕组上电压为Vin·n3/n1，电压方向为左负右正，即C点电位低，由于C点和B点电位均为Vin，因此谐振电感上承受一个左正右负的电压，大小为Vin·n3/n1，因此谐振电感电流iLr快速减小。它与原边电流ip的差值从二极管Dc1中流过。到t9时刻，原边电流ip和谐振电感电流iLr相等，该模态结束，二极管Dc1关断。
11.开关模态11[t9，t10][对应于附图14]二极管Dc1关断后，C点电位逐渐下降，电压vCA下降，变压器副边整流后电压vrect相应下降，当降为Vin·n2/(n1+n3)时电路进入稳态工作，原边给副边提供能量，原边电流ip与谐振电感电流iLr相等。此模态与开关模态1相对应。
由附图3可知整个变换器在2L模式中一个开关周期也有20种开关模态，其中，[t0以前，t9]为前半周期，[t9，t19]为后半周期。在前半周期中，[t0以前，t5]时段的工作情况与3L模式下[t2，t7]时段相同这里不再重复。下面对[t5，t9]时段的四个开关模态的工作情况进行具体分析。
1.开关模态1[t5，t6][对应于附图15]在t5时刻，电流ip由零反向增长，对电容C4充电，同时通过飞跨电容Css1给电容C1放电。由于变压器原副边电压为零，电压vAB直接加在谐振电感Lr上，因此谐振电感Lr与电容C1、C4谐振工作。当电压vCA＝Vin/2时，二极管Df2导通。
2.开关模态2[t6，t7][对应于附图16]电压vAB＝-Vin/2，由于变压器原副边电压仍为零，故电压vAB全部加在谐振电感Lr两端，电流ip线性增长。在t7时刻，电流ip达到折算至原边的负载电流-ILf(t7)/K，该开关模态结束，此时整流管DR1关断，整流管DR2流过全部负载电流。
3.开关模态3[t7，t8][对应于附图17]在t7时刻，谐振电感Lr与结电容CDR1谐振工作，即给整流管DR1的结电容CDR1充电，电流ip和谐振电感电流iLr继续增加。
在这段时间中，A点固定在Vin/2电位，而变压器原边绕组电压vCA由于结电容CDR1的充电也同时上升，故C点电位一直在上升。到t8时刻，结电容CDR1的电压上升到Vin·n2/n1，此时C点电压上升至Vin，二极管Dc1导通，将电压vCA箝在电压Vin，因此结电容CDR1的电压被箝在Vin·n2/n1。
4.开关模态4[t8，t9][对应于附图18]当二极管Dc1导通后，电流ip阶跃下降为折算到原边的滤波电感电流，并负向增加。此时辅助绕组上电压为Vin·n3/2n1，电压方向为左负右正，即C点电位低，由于C点和B点电压均为Vin，因此谐振电感上承受一个左正右负的电压，大小为Vin·n3/2n1，因此谐振电感电流iLr快速减小。它与原边电流ip的差值从二极管Dc1中流过。到t9时刻，原边电流ip和谐振电感电流iLr相等，该模态结束，二极管Dc1关断。
5.开关模态5[t9，t10][对应于附图19]二极管Dc1关断后，C点电位逐渐下降，电压vCA下降，变压器副边整流后电压vrect相应下降，当降为Vin·n2/2(n1+n3)时电路进入稳态工作，原边给副边提供能量，原边电流ip与谐振电感电流iLr相等。
从上面的分析可知，带变压器辅助绕组的零电压开关复合式全桥三电平直流变换器，无论是在3L模式还是在2L模式，都可以很好的消除输出整流管的尖峰电压，可以有效地快速减小流过箝位二极管中电流，改善在轻载情况下箝位二极管的工作环境。
由以上描述可知，本发明提出的带变压器辅助绕组的零电压开关复合式全桥三电平直流变换器具有如下优点由于加了箝位二极管，无论是在3L模式还是在2L模式，副边整流二极管均不存在反向恢复造成的电压振荡和电压尖峰。
由于增加了变压器的辅助绕组，可以有效地快速减小流过箝位二极管中电流，减小损耗，同时改善在轻载情况下箝位二极管的工作环境。
三电平桥臂的开关管电压应力为输入直流电压的一半，利于选择合适的开关管；输出整流波形中高频分量小，可以减小输出滤波器，从而减小滤波的重量和体积，并且改善变换器的动态特性；可以在很宽的负载范围内实现所有开关管的零电压开关，该变换器的输入电流脉动很小，因此可以减小输入滤波器。
权利要求
1.一种零电压开关复合式全桥三电平直流变换器，包括直流电源(Vin)、由三电平逆变桥臂(1)与两电平逆变桥臂(2)组成桥式电路、隔离变压器(3)、谐振电感(4)、箝位电路(5)及整流滤波电路(6)，其中三电平逆变桥臂(1)包括并联在直流电源(Vin)正负输出端的由输入分压电容(Cd1)与输入分压电容(Cd2)串联成的输入分压电容电路；由第一开关管(Q1)、第二开关管(Q2)、第三开关管(Q3)、第四开关管(Q4)依次串联成的逆变桥臂并联在输入分压电容电路两输出端，上述四个开关管(Q1、Q2、Q3、Q4)各自并联一个体二极管和一个寄生电容，在第一开关管(Q1)与第二开关管(Q2)的串联点和第三开关管(Q3)与第四开关管(Q4)的串联点之间并联一个飞跨电容(Css1)和一个由第一续流二极管(Df1)与第二续流二极管(Df2)串联成的续流电路，其中两个续流二极管(Df1、Df2)的串联点连接在两个输入分压电容(Cd1、Cd2)的串联点上；两电平逆变桥臂(2)由第五开关管(Q5)与第六开关管(Q6)串联成的逆变桥臂同样并联在输入分压电容电路两输出端；由两个箝位二极管(Dc1、Dc2)串联成的箝位电路(5)同时并联在三电平逆变桥臂(1)两端和两电平逆变桥臂(2)两端；隔离变压器(3)副边两个同匝数的副边绕组非同名端相串联，其中一个副边绕组另一端的同名端连于整流滤波电路(6)正端，另一个副边绕组另一端的异名端同样连于整流滤波电路(6)正端，两个副边绕组的串联点与整流滤波电路(6)的负端相连，其特征在于，所述的隔离变压器(3)的原边绕组(n1)与原边辅助绕组(n3)非同名端相连，原边辅助绕组(n3)另一端连于谐振电感(4)一端，该谐振电感(4)另一端连于两电平逆变桥臂(2)的两个开关管(Q5、Q6)的串联点上，原边绕组(n1)另一端连于三电平逆变桥臂(1)中第二开关管(Q2)与第三开关管(Q3)的串联点上；所述箝位电路(5)的两个箝位二极管(Dc1、Dc2)的串联点连于隔离变压器(3)原边绕组(n1)与原边辅助绕组(n3)的串联点。
全文摘要
一种零电压开关复合式全桥三电平直流变换器，属电能变换装置的直流变换器。该直流变换器包括直流电源(V
文档编号H02M7/5387GK1937382SQ200610096759
公开日2007年3月28日 申请日期2006年10月13日 优先权日2006年10月13日
发明者阮新波, 陈武 申请人:南京航空航天大学