专利名称：Dc－dc转换器及其控制电路和控制方法,以及电源单元的制作方法
技术领域：
本发明一般地涉及DC-DC转换器控制电路、DC-DC转换器、电源单元和DC-DC转换器控制方法，更具体地说，涉及一种能够维持DC-DC转换器的输出电压之间存在的特定电压关系的技术。
背景技术：
在具有多个DC-DC转换器并且提供多个输出电压的电源单元中，可能有必要维持电源电压之间的相对电压关系恒定。例如，当向PMOS晶体管提供电源电压Vcc和高阶背栅极电压VBGP时，有必要维持电压关系，使得从电源导通时刻到电源断开时刻的一系列时间中，电源电压Vcc恒定低于高阶背栅极电压VBGP，这是因为要防止由于闩锁效应(latch-up)而导致烧坏等故障。
日本未实审专利申请No.9(1997)-154275和日本未实审专利申请No.10(1998)-323026已公开了上述内容的相关技术。
发明内容
不仅在电源单元正常工作时，而且在电源单元不能正常工作时，都必须维持这种电压关系。例如，如果多个DC-DC转换器中的某个DC-DC转换器由于故障等而不能正常工作，从而导致输出电压下降，则这使得必须维持故障DC-DC转换器和另一个DC-DC转换器之间的这种电压关系，以使得后者必须提供小于等于前者的输出电压的输出电压。前述传统技术的问题在于没有公开在发生异常时用于维持前述电压关系的控制。如果提供逻辑电路来提供在发生异常时用于维持电压关系的控制，这又出现另一个问题，即，导致DC-DC转换器控制电路的电路尺寸增大。
本发明被提供来解决至少一个前述传统技术的问题。因此，本发明的一般目的是提供DC-DC转换器控制电路、DC-DC转换器、电源单元和DC-DC转换器控制方法，从而使得即使多个DC-DC转换器中的任意一个由于发生故障而进入异常状态时也可以维持故障DC-DC转换器的输出电压和另一个DC-DC转换器的输出电压之间的预定电压关系。
为了实现上述目的，本发明提供了一种用于DC-DC转换器的控制电路，DC-DC转换器提供多个输出电压，该DC-DC转换器控制电路包括误差放大器，误差放大器包括第一极性输入端子，在该端子处输入根据多个输出电压中的第一输出电压的电压；第二极性第一输入端子，在该端子处输入用于设置第一输出电压的目标值的参考电压；以及第二极性第二输入端子，在该端子处输入根据多个输出电压中的第二输出电压的电压，其中，误差放大器对(i)第二极性第一输入端子处的电压输入和第二极性第二输入端子处的电压输入中的较低电压输入与(ii)第一极性输入端子处的电压输入之间的误差进行放大。
该DC-DC转换器提供了多个输出电压。作为这类提供多个输出电压的DC-DC转换器，例如存在一种具有提供输出电压的多个DC-DC转换器部分的DC-DC转换器。该DC-DC转换器控制电路根据参考电压控制该DC-DC转换器。在这里，描述将集中于所述多个输出电压中的两个特定的输出电压，即，第一输出电压和与该第一输出电压具有预定电势关系的第二输出电压。在第二输出电压和第一输出电压之间存在特定的电压关系，换言之，第一输出电压的电压值小于等于第二输出电压的电压值。应当注意到，多个输出电压中的任何一个都可以被提取出作为第一输出电压。另外，第一输出电压的数目和第二输出电压的数目都不限于单个。就是说，多个输出电压中的值大于等于第一输出电压的值的每个输出电压都对应于第二输出电压。另外，在某些情形中，某个输出电压在对另一个输出电压的关系中变成第一输出电压，同时在对又一个输出电压的关系中其变成第二输出电压。
该DC-DC转换器控制电路具有误差放大器。该误差放大器具有第一极性输入端子、第二极性第一输入端子和第二极性第二输入端子。在这里，第一极性-第二极性组合要么是反相输入和非反相输入的组合，要么是非反相输入和反相输入的组合。采用这些组合中的何种组合是根据误差放大器的后级电路确定的。第一极性输入端子被馈送有根据第一输出电压的电压。或者第一输出电压的分压电压可以被施加到第一极性输入端子，或者第一输出电压可以被直接施加到第一极性输入端子。第二极性第一输入端子被馈送有用于设置第一输出电压的目标值的参考电压。第二极性第二输入端子被馈送有根据第二输出电压的电压。并且对(a)馈送到第二极性第一输入端子的参考电压和馈送到第二极性第二输入端子的根据第二输出电压的电压中的较低电压与(b)馈送到第一极性输入端子的第一输出电压之间的误差进行放大。
现在描述操作。在DC-DC转换器控制电路正正常工作时，使得第一输出电压的值小于等于第二输出电压的值。此刻，参考电压的值小于等于根据第二输出电压的电压值，并且误差放大器对参考电压与根据第一输出电压的电压之间的误差进行放大。
该描述是针对下述情形作出的状态由于故障等而从正常状态改变到异常状态，结果第二输出电压下降到较低值。随着第二输出电压下降，根据第二输出电压的电压也类似地下降。当根据第二输出电压的电压降低到低于参考电压时，误差放大器对替换参考电压的根据第二输出电压的电压与根据第一输出电压之间的误差进行放大。结果，第一输出电压以跟随第二输出电压下降的方式降低。从而这防止了第一输出电压的值呈现大于等于第二输出电压的值。
上述布置使得可以恒定地使第一输出电压的值小于等于第二输出电压的值，即使在第一输出电压必须被控制为使得其值小于等于第二输出电压的值的电压关系中发生异常(例如，第二输出电压下降、中断等)时也是如此。
根据另一个方面，本发明提供了一种提供多个输出电压的DC-DC转换器，其中所述DC-DC转换器包括误差放大器，该误差放大器包括第一极性输入端子，在该端子处输入根据多个输出电压中的第一输出电压的电压；第二极性第一输入端子，在该端子处输入用于设置第一输出电压的目标值的参考电压；以及第二极性第二输入端子，在该端子处输入根据多个输出电压中的第二输出电压的电压，其中，所述误差放大器对(i)第二极性第一输入端子处的电压输入和第二极性第二输入端子处的电压输入中的较低电压输入与(ii)第一极性输入端子处的电压输入之间的误差进行放大。
根据另一个方面，本发明提供了一种用于控制DC-DC转换器的半导体器件，所述DC-DC转换器提供多个输出电压，其中半导体器件包括误差放大器，该误差放大器包括第一极性输入端子，在该端子处输入根据多个输出电压中的第一输出电压的电压；第二极性第一输入端子，在该端子处输入用于设置第一输出电压的目标值的参考电压；以及第二极性第二输入端子，在该端子处输入根据多个输出电压中的第二输出电压的电压，其中，所述误差放大器对(i)第二极性第一输入端子处的电压输入和第二极性第二输入端子处的电压输入中的较低电压输入与(ii)第一极性输入端子处的电压输入之间的误差进行放大。
根据本发明又一个方面，本发明提供了一种用于控制DC-DC转换器的控制方法，该DC-DC转换器提供多个输出电压，其中该DC-DC转换器控制方法包括以下步骤输出根据多个输出电压中的第一输出电压的电压；输出用于设置第一输出电压的目标值的参考电压；输出根据多个输出电压中的第二输出电压的电压；以及对(i)参考电压和根据第二输出电压的电压中的较低电压与(ii)根据第一输出电压的电压之间的误差进行放大。
同样在上述DC-DC转换器、半导体器件和DC-DC转换器控制方法中，可以恒定地使第一输出电压的值小于等于第二输出电压的值，即使在第一输出电压必须被控制为使得其值小于等于第二输出电压的值的电压关系中发生异常(例如，第二输出电压下降、中断等)时也是如此。
当结合附图阅读下面的具体实施方式
时，将全面地理解本发明的上述和其他目的和新颖特征。但是，应当明确地理解，附图仅是用于说明目的，而不是要定义对本发明的限制。
图1是示出了本发明原理的图；图2是根据本发明第一实施例的电源单元10的电路图；图3是代表电源单元10中的参考电压和输出电压之间的第一相关性的图；图4是代表电源单元10中的参考电压和输出电压之间的第二相关性的图；图5是根据本发明第二实施例的电源单元10a的电路图；图6是代表电源单元10a中的输出电压的图；图7是根据本发明第三实施例的电源单元10c的电路图；以及图8是电源单元10d的电路图。
具体实施例方式
首先参考图1，该图示出了一个图示了本发明原理的图。图1示出了从电源单元10G中设置的多个DC-DC转换器中抽取出的DC-DC转换器DC1G和DC-DC转换器DC2G。DC-DC转换器DC1G是产生第一输出电压Vout1的电路，DC-DC转换器DC2G是产生第二输出电压Vout2的电路。第二输出电压Vout2和第一输出电压Vout1之间存在特定的电压关系，换言之，第一输出电压Vout1具有小于等于第二输出电压Vout2的电压值的电压值。
DC-DC转换器DC1G具有控制单元CU1G和功率单元PU1G。控制单元CU1G具有误差放大器ERA1G、PWM单元P1G、第一分压器电路VD1和第二分压器电路VD2。第一输出电压Vout1被馈送到第一分压器电路VD1中，第二输出电压Vout2被馈送到第二分压器电路VD2中。误差放大器ERA1G的反相输入被馈送有自第一分压器电路VD1提供的第一分压电压VV1。另外，误差放大器ERA1G的第一非反相输入被馈送有来自地的参考电压e1G，另一方面，误差放大器ERA1G的第二非反相输入被馈送有自第二分压器电路VD2提供的第二分压电压VV2。误差放大器ERA1G的输出端子被连接到PWM单元P1G的输入端子。PWM单元P1G的输出端子被连接到功率单元PU1G的输入端子。误差放大器ERA1G是适于对被馈送到两个非反相输入的两个电压输入中的较低电压(即，参考电压e1G或第二分压电压VV2中的较低电压)和被馈送到反相输入中的第一分压电压VV1之间的误差进行放大的误差放大器。
类似地，DC-DC转换器DC2G具有控制单元CU2G和功率单元PU2G。自功率单元PU2G提供的第二输出电压Vout2被馈送到第二分压器电路VD2中。DC-DC转换器DC2G的其他配置与DC-DC转换器DC1G的相同，因此在这里省略对它们的详细描述。
现在描述操作。当电源单元10G处于正常工作状态时，第一输出电压Vout1被保持为小于等于第二输出电压Vout2的值。换言之，参考电压e1G被保持为小于等于第二分压电压VV2的值。误差放大器ERA1G对参考电压e1G和第一分压电压VV1之间的误差进行放大。
下面的描述是针对这样的情形作出的由于DC-DC转换器DC2G中发生故障等导致电源单元10G将状态从正常状态改变到异常状态，结果，第二输出电压Vout2下降到较低的值。响应于第二输出电压Vout2下降，第二分压电压VV2类似地也降低。如果第二分压电压VV2降低到低于参考电压e1G，则误差放大器ERA1G对第一分压电压VV1和代替参考电压e1G的第二分压电压VV2之间的误差进行放大。结果，第一输出电压Vout1以跟随第二输出电压Vout2下降的方式降低，从而第一输出电压Vout1被维持在小于等于第二输出电压Vout2的值的值上。另一方面，当第一输出电压Vout1由于DC-DC转换器DC1G中发生故障等而导致下降到较低的值时，在不依赖于特定控制的情况下维持了其中第一输出电压Vout1的值必须被控制为小于等于第二输出电压Vout2的值这样的电压关系。
如上所述，对于其中第一输出电压Vout1的值必须被控制为小于等于第二输出电压Vout2的值这种电压关系的情形，可以确实允许第一输出电压Vout1具有小于等于第二输出电压Vout2的值，即使发生例如第二输出电压Vout2下降、不连续等故障也是如此。
现在参考图2到图4描述本发明第一实施例。图2示出了根据本发明第一实施例形成的电源单元10。电源单元10具有DC-DC转换器DC1-DC3。还提供有对DC-DC转换器DC1-DC3公用的DC-DC转换器控制电路11。DC-DC转换器DC1是产生用于半导体器件的电源电压Vcc的电路。DC-DC转换器DC2是产生高阶背栅极电压VBGP的电路，该高阶背栅极电压VBGP是半导体器件(未示出)的p型MOSFET的背栅极电压。DC-DC转换器DC3是产生低阶背栅极电压VBGN的电路，该低阶背栅极电压VBGN是半导体器件的n型MOSFET的背栅极电压。
DC-DC转换器DC1具有控制单元CU1和功率单元PU1，并且提供电源电压Vcc。在功率单元PU1中，输入电压Vin被耦合到作为主开关元件的晶体管FET1的输入端子，并且扼流圈L1的输入端子被连接到晶体管FET1的输出端子。扼流圈L1的输出端子被连接到DC-DC转换器DC1的输出端子Vcc。另外，DC-DC转换器控制电路11的输出端子DH1被连接到晶体管FET1的控制端子。作为同步整流开关元件的晶体管FET2的输入端子被连接到地，而晶体管FET2的输出端子被连接到扼流圈L1的输入端子。另外，DC-DC转换器控制电路11的输出端子DL1被连接到晶体管FET2的控制端子。平滑电容器C1连接在DC-DC转换器DC1的输出端子Vcc和地之间。另外，输出端子Vcc被连接到DC-DC转换器控制电路11的输入端子FB1。
控制单元CU1具有误差放大器ERA1、PWM比较器PWM1、三角脉冲振荡器OSC1、参考电压发生器电路e1R、分压器电路VD11和分压器电路VD21。分压器电路VD11包括输入电阻器R1和地电阻器R2，它们被串联在输入端子FB1和地之间。另一方面，分压器电路VD21包括输入电阻器R1a和地电阻器R2a，它们被串联在输入端子FB2和地之间。电源电压Vcc被馈送到分压器电路VD11中，分压器电路VD11随后提供分压电压VV11。另外，高阶背栅极电压VBGP被馈送到分压器电路VD21中，分压器电路VD21随后提供分压电压VV21。
分压电压VV11被馈送到误差放大器ERA1的反相输入中。另外，误差放大器ERA1的第一非反相输入接收来自地的参考电压e1，而误差放大器ERA1的第二非反相输入接收分压电压VV21。误差放大器ERA1将输出电压Vop1提供到PWM比较器PWM1的非反相输入。另外，三角脉冲振荡器OSC1将输出信号提供到PWM比较器PWM1的反相输入。自PWM比较器PWM1的非反相输出端子Q1提供的输出电压VQ1被馈送到输出端子DH1中。另外，自PWM比较器PWM1的反相输出端子*Q1提供的输出信号*VQ1被馈送到输出端子DL1中。在这里，分压器电路VD11的分压比DVR1为R2/(R1+R2)，而另一方面，分压器电路VD21的分压比DVR2为R2a/(R1a+R2a)。在电源单元10中，分压比DVR2的值被设置为小于等于分压比DVR1的值。
类似地，DC-DC转换器DC2具有控制单元CU2和功率单元PU2，并且提供高阶背栅极电压VBGP。控制单元CU2包括误差放大器ERA2、PWM比较器PWM2、三角脉冲振荡器OSC2、参考电压发生器电路e2R和分压器电路VD12。分压器电路VD12包括输入电阻器R3和地电阻器R4，它们被串联在输入端子FB2和地之间。高阶背栅极电压VBGP被馈送到分压器电路VD12中，分压器电路VD12随后提供分压电压VV12。误差放大器ERA2的反相输入端子接收分压电压VV12，而误差放大器ERA2的非反相端子接收来自地的参考电压e2。自误差放大器ERA2提供的输出电压Vop2被馈送到PWM比较器PWM2的非反相输入中。DC-DC转换器DC2的其他配置与DC-DC转换器DC1的相同，因此在这里省略它们的详细描述。
类似地，DC-DC转换器DC3具有控制单元CU3和功率单元PU3，并且提供低阶背栅极电压VBGN。低阶背栅极电压VBGN是用于n型MOSFET的背栅极电压，并且是负电压。在功率单元PU3中，输入电压Vin被耦合到作为主开关元件的晶体管FET5的输入端子；扼流圈L3的输入端子被连接到晶体管FET5的输出端子；并且扼流圈L3的输出端子被连接到地。另外，DC-DC转换器控制电路11的输出端子DH3被连接到晶体管FET5的控制端子。晶体管FET6的输入端子被连接到VGBN，其是DC-DC转换器DC3的输出端子，而晶体管FET6的输出端子被连接到扼流圈L3的输入端子。另外，晶体管FET6的控制端子被连接到DC-DC转换器控制电路11的输出端子。平滑电容器C3连接在DC-DC转换器DC3的输出端子VBGN和地之间。此外，输出端子VBGN被连接到DC-DC转换器控制电路11的输入端子FB3。
控制单元CU3具有误差放大器ERA3、PWM比较器PWM3、三角脉冲振荡器OSC3、参考电压发生器电路e3R、反相放大器电路IA和分压器电路VD23。在反相放大器电路IA中，低阶背栅极电压VBGN通过输入电阻器R5被馈送到电压放大器AMP1的反相输入中。另外，电压放大器AMP1的非反相输入端子被连接到地。另外，反馈电阻器R6连接在电压放大器AMP1的反相输入和输出端子之间。电压放大器AMP1的输出端子通过输出电阻器R7被连接到误差放大器ERA3的反相输入。另外，分压器电路VD23具有输入电阻器R8和地电阻器R9，它们被串联在输入端子FB2和地之间。
高阶背栅极电压VBGP被馈送到分压器电路VD23中，分压器电路VD23随后提供分压电压VV23。另外，误差放大器ERA3的第一非反相输入接收来自地的参考电压e3，而误差放大器ERA3的第二非反相输入接收分压电压VV23。自误差放大器ERA3提供的输出电压Vop3被馈送到PWM比较器PWM3的非反相输入中。另外，输入电阻器R5和反馈电阻器R6的电阻值彼此相同，从而电压放大器AMP1的输出电压Vx1变成正电压，该正电压是低阶背栅极电压VBGN的绝对值。其他配置与DC-DC转换器DC1的相同，因此在这里省略它们的详细描述。
首先描述DC-DC转换器DC2的操作。DC-DC转换器DC2的被馈送到DC-DC转换器控制电路11的输入端子FB2中的输出电压VBGP被分压器电路VD12分压，随后作为分压电压VV12被馈送到误差放大器ERA2的反相输入中。误差放大器ERA2对分压电压VV12和参考电压e2之间的差进行放大，随后将放大后的差提供作为输出电压Vop2。如果高阶背栅极电压VBGP减小从而导致参考电压e2和分压电压VV12之间的差增大，则这导致输出电压Vop2也增大。另一方面，如果高阶背栅极电压VBGP增大从而导致参考电压e2和分压电压VV12之间的差减小，则这导致输出电压Vop2也减小。
PWM比较器PWM2对输出电压Vop2和三角脉冲振荡器OSC2的输出电压进行比较，并且在输出电压Vop2比三角脉冲振荡器OSC2的输出电压高时输出高电平输出信号VQ2。因此，PWM比较器PWM2工作为输出电压脉冲宽度调制器，该调制器适于提供具有根据输出电压Vop2的大小的脉冲宽度的脉冲。只要输出信号VQ2处于高电平状态，晶体管FET3就处于导通状态，而晶体管FET4处于非导通状态。另一方面，只要输出信号VQ2处于低电平状态，晶体管FET3就处于非导通状态，而晶体管FET4处于导通状态。
当晶体管FET3进入导通状态时，电流从输入电压Vin通过扼流圈L2被提供到负载，从而能量被存储在扼流圈L2中。随后，由于扼流圈L2中存储的能量被释放，因此晶体管FET3进入非导通状态，并且晶体管FET4进入导通状态。此刻，高阶背栅极电压VBGP可由下述表达式给出VBGP＝Ton/(Ton+Toff)×Vin＝Ton/T×Vin表达式(1)，其中Ton是晶体管FET3的导通时间，Toff是晶体管FET3的截止时间。
在上述DC-DC转换器DC2中，通过在误差放大器ERA2中放大分压电压VV12和参考电压e2之间的差，高阶背栅极电压VBGP得到了控制。因此，通过适当地改变分压器电路VD12的分压比，控制了晶体管FET3的导通占空比(On duty)，从而可以可变地控制高阶背栅极电压VBGP的值。在这里，无需多言，通过改变参考电压e2的值，可以可变地控制高阶背栅极电压VBGP。
下面描述DC-DC转换器DC1的操作。从DC-DC转换器DC1提供并且随后被馈送到DC-DC转换器控制电路11的输入端子FB1中的电源电压Vcc被分压器电路VD11分压，随后作为分压电压VV11被馈送到误差放大器ERA1的反相输入中。另外，参考电压e1被馈送到误差放大器ERA1的非反相输入中。另外，高阶背栅极电压VBGP被分压器电路VD21分压，随后作为分压电压VV21被馈送到误差放大器ERA1的非反相输入中。误差放大器ERA1是电压放大器，其被配置为对馈送到两个非反相输入的两个电压输入中的较低电压(即，参考电压e1或分压电压VV21中的较低电压)和馈送到反相输入中的分压电压VV11之间的差进行放大。因此，当参考电压e1降低到比分压电压VV21低时，误差放大器ERA1对分压电压VV11和参考电压e1之间的差进行放大，而另一方面，当参考电压e1超过分压电压VV21时，误差放大器ERA1对分压电压VV11和分压电压VV21之间的差进行放大。其他操作与DC-DC转换器DC2的相同，因此在这里省略对它们的描述。
现在参考图3描述当高阶背栅极电压VBGP由于DC-DC转换器DC2发生故障而下降到较低的值时DC-DC转换器DC1的操作。直到时刻t10，因为迄今为止没有故障发生所以状态为正常，并且分压电压VV11(图3中虚线所示)等于参考电压e1。从时刻t10开始，由于在DC-DC转换器DC2中发生故障，所以高阶背栅极电压VBGP开始降低。随着高阶背栅极电压VBGP降低，分压电压VV21也类似地降低。在时刻t10到时刻t11期间，参考电压e1比分压电压VV21低，并且误差放大器ERA1对参考电压e1和分压电压VV11之间的误差进行放大。因此，如图3所示，电源电压Vcc呈现根据参考电压e1的恒定值。从时刻t11开始，分压电压VV21变为比参考电压e1低，从而误差放大器ERA1对分压电压VV21和分压电压VV11之间的误差进行放大。因此，如图3所示，分压电压VV11以跟随分压电压VV21下降的方式降低。并且电源电压Vcc以跟随高阶背栅极电压VBGP下降的方式降低。
在这里，假设分压器电路VD21的分压比DVR2的值被设置为小于等于分压器电路VD11的分压比DVR1的值。作为这种设置的结果，高阶背栅极电压VBGP从时刻t10起开始降低，并且当与电源电压Vcc的电压差在时刻t11处变为差值电压DV时，分压电压VV21变得与分压电压VV11相等。就是说，差值电压DV可以通过提供分压比DVR1和分压比DVR2之间的差值而被设置。并且差值电压DV充当用于维持下述电压关系的缓冲区在这种关系中，电源电压Vcc恒定具有小于等于高阶背栅极电压VBGP的值的电压值。在这里，由于使得分压比DVR2小于分压比DVR1，所以可以使差值电压DV的值较大。另外，当电源电压Vcc由于DC-DC转换器DC1中发生故障等而下降到较低的值时，在不依赖于特定控制的情况下维持了这样的电压关系在这种关系中，电源电压Vcc的值必须被控制为小于等于高阶背栅极电压VBGP的值。
由于上述原因，在预先固定了其中电源电压Vcc恒定小于等于高阶背栅极电压VBGP的特定电压关系的情形中，可以允许电源电压Vcc的输出以跟随高阶背栅极电压VBGP下降的方式降低，即使在导致高阶背栅极电压VBGP发生降低的情形中也是如此。另外，即使在发生导致高阶背栅极电压VBGP不连续的故障时，电源电压Vcc也可以同步于高阶背栅极电压VBGP的不连续而被切断。
下面描述DC-DC转换器DC3的操作。参考图2，被馈送到DC-DC转换器控制电路11的输入端子FB2中的高阶背栅极电压VBGP被分压器电路VD23分压，随后作为分压电压VV23被馈送误差放大器ERA3的反相输入中。另外，被馈送到输入端子FB3中的低阶背栅极电压VBGN通过输入电阻器R5被馈送到电压放大器AMP1的反相输入中。电压放大器AMP1是极性反转电路，其被配置为将自DC-DC转换器DC3提供的负电压的低阶背栅极电压VBGN转换成正电压。由于输入电阻器R5和反馈电阻器R6的电阻值彼此相等，所以电压放大器AMP1提供一个等于低阶背栅极电压VBGN的正电压作为输出电压Vx1。换言之，低阶背栅极电压VBGN的绝对值就是输出电压Vx1。输出电压Vx1作为电压VN3通过输入电阻器R7被馈送到误差放大器ERA3的反相输入中。
误差放大器ERA3是电压放大器，其被配置为对馈送到两个非反相输入的两个电压输入中的较低电压(即，参考电压e3或分压电压VV23中的较低电压)和馈送到反相输入中的电压VN3之间的差进行放大。其他操作与DC-DC转换器DC1的相同，因此在这里省略对它们的描述。
另外，低阶背栅极电压VBGN和高阶背栅极电压VBGP之间的特定电压关系预先被固定为使得当由于DC-DC转换器DC2发生故障等而导致高阶背栅极电压VBGP变为0(V)时，低阶背栅极电压VBGN也变为0(V)。
现在参考图4示例性地描述DC-DC转换器DC2的故障导致高阶背栅极电压VBGP降低的情形。直到时刻t20，因为迄今为止没有故障发生所以状态为正常，并且电压VN3(图4中虚线所示)等于参考电压e3。从时刻t20开始，由于DC-DC转换器DC2发生故障，所以高阶背栅极电压VBGP开始降低。随着高阶背栅极电压VBGP降低，分压电压VV23也类似地降低。在时刻t20到时刻t21期间，参考电压e3比分压电压VV23低，并且误差放大器ERA3对参考电压e3和电压VN3之间的误差进行放大。因此，如图4所示，低阶背栅极电压VBGN呈现根据参考电压e3的恒定值。
从时刻t21开始，分压电压VV23变为比参考电压e3低，从而误差放大器ERA3对分压电压VV23和电压VN3之间的误差进行放大。因此，如图4所示，电压VN3以跟随分压电压VV23下降的方式降低。从而这提供了低阶背栅极电压VBGN以跟随高阶背栅极电压VBGP收敛到0(V)而收敛到0(V)的效果。
以上内容显示，在其中特定电压关系预先被固定为当高阶背栅极电压VBGP为0(V)时低阶背栅极电压VBGN也为0(V)的情形中，低阶背栅极电压VBGN可以以跟随高阶背栅极电压VBGP下降的方式而被减小，即使当诸如高阶背栅极电压VBGP下降、输出不连续等故障发生时也是如此。
如上详述，第一实施例的电源单元10使得可以通过结合高阶背栅极电压VBGP限制电源电压Vcc，来维持其中电源电压Vcc的值恒定小于等于高阶背栅极电压VBGP的值的电压关系，即使在导致高阶背栅极电压VBGP下降到较低值的情形发生时也是如此。另外，结合高阶背栅极电压VBGP，低阶背栅极电压VBGN也被限制，从而可以维持其中无论何时只要高阶背栅极电压VBGP变为0(V)低阶背栅极电压VBGN也变为0(V)的电压关系。
另外，根据高阶背栅极电压VBGP限制电源电压Vcc的动作是通过提供某一通路而在电源单元10中实现的，高阶背栅极电压VBGP通过该通路被反馈到误差放大器ERA1的第二非反相输入。这消除了对提供诸如逻辑电路之类的专门电路的需求。因此，可以在不必采用复杂的电路的情况下实现能够维持特定电压关系的电源单元10。
现在参考图5和图6描述本发明的第二实施例。图5示出了根据本发明第二实施例形成的电源单元10a。除了第一实施例的电源单元10的组件外，第二实施例的电源单元10a还包括用于倾斜斜度控制的电容器CS、恒流电路CC、电阻器RD、开关SW1和开关SW2。误差放大器ERA1a、ERA2a和ERA3a每个的非反相输入端子连接到电容器CS。另外，恒流电路CC通过开关SW1连接到电容CS。电阻器RD的一端连接到地，而电阻器RD的另一端通过开关SW2连接到电容器CS。另外，分压器电路VD12的分压比被设置为比分压器电路VD11的分压比低。其他配置与图2的电源单元10相同，在这里省略对它们的详细描述。
在第一实施例中，描述了电源单元10处于稳定状态中的工作。但是，当激活或停止电源单元10时，需要倾斜斜度控制，以防止出现涌流(rush current)。在图5的电源单元10a中，电源电压Vcc的误差放大器ERA1a被设计为执行对参考电压e1、分压电压VV21和电容器的CS输出电压中的最低电压与馈送到反相输入中的分压电压VV11之间的差进行放大的操作。
参考图6，当电源单元10a在时刻t30被激活时，开关SW1被置于导通状态，而开关SW2被置于非导通状态。结果，电容器CS被恒流电路CC充电，并且电容器CS的输出电压从0(V)逐渐增大。从DC-DC转换器DC1a输出的电源电压Vcc在从时刻t30直到时刻t31期间受到电容器CS的输出电压的倾斜斜度控制，并逐渐增大。在电容器CS的输出电压已达到参考电压e1的时刻t31之后，电源电压Vcc具有根据参考电压e1的恒定值。
另外，类似地，从DC-DC转换器DC2a提供的高阶背栅极电压VBGP在从时刻t30直到时刻t31期间受到电容器C2的输出电压的倾斜斜度控制，逐渐增大。此刻，分压器电路VD12的分压比被设置为比分压器电路VD11的分压比低，使得高阶背栅极电压VBGP的上升斜度变得比电源电压Vcc的上升斜度陡。同样在电容器CS的输出电压已达到参考电压e2的时刻t31之后，高阶背栅极电压VBGP具有根据参考电压e2的恒定值。另外，类似地，从DC-DC转换器DC3a提供的低阶背栅极电压VBGN的绝对值在从时刻t30直到时刻t31期间受到电容器CS的输出电压的倾斜斜度控制，并且在时刻t31之后的时间中具有根据参考电压e3的恒定值。
另一方面，当电源单元10a在时刻t32被停止时，开关SW1被置于非导通状态，而开关SW2被置于导通状态。结果，电容器CS被放电，从而电容器CS的输出电压逐渐降低。因此，高阶背栅极电压VBGP、电源电压Vcc和低阶背栅极电压VBGN的绝对值受到电容器CS的输出电压的倾斜斜度控制，并逐渐降低。并且当电容器CS的输出电压在时刻t33处已达到0(V)时，高阶背栅极电压VBGP、电源电压Vcc和低阶背栅极电压VBGN的绝对值也变为0(V)，随后使电源单元10a停止的操作完成。
如上详细所述，在第二实施例的电源单元10a中，可以维持这样的电压关系在这种关系中，电源电压Vcc的值恒定小于等于高阶背栅极电压VBGP的值，即使在电源单元10a要被激活或停止时采用倾斜斜度控制时也是如此。另外，还可以维持这样的特定电压关系在这种关系中，当高阶背栅极电压VBGP变为0(V)时，低阶背栅极电压VBGN也被变为0(V)。
现在参考图7描述根据本发明第三实施例形成的电源单元10c。电源单元10c是即使在发生故障时也能够维持三个不同的输出电压之间的电压关系的电源单元。电源单元10c具有DC-DC转换器DC1c、DC-DC转换器DC2c和DC-DC转换器DC3c。DC-DC转换器DC1提供第一输出电压Vout1c；DC-DC转换器DC2c提供第二输出电压Vout2c；而DC-DC转换器DC3c提供第三输出电压Vout3c。这里将针对维持这三个输出电压之间的下述电压关系的情形进行描述Vout1c(第一输出电压)≤Vout2c(第二输出电压)≤Vout3c(第三输出电压)。
DC-DC转换器DC3c的误差放大器ERA3c的反相输入接收从分压器电路VD13c提供来的分压电压VV13c。另外，参考电压e3被馈送到误差放大器ERA3c的非反相输入中。参考电压e2被馈送到误差放大器ERA2c的第一非反相输入中。另外，DC-DC转换器DC2c的第二非反相输入接收从分压器电路VD22c提供来的分压电压VV22c。参考电压e1被馈送到DC-DC转换器DC1c的误差放大器ERA1c的第一非反相输入中。另外，误差放大器ERA1c的第二非反相输入接收从分压器电路VD21c提供来的分压电压VV21c，而误差放大器ERA1c的第三非反相输入接收从分压器电路VD31c提供来的分压电压VV31c。
误差放大器ERA1c对参考电压e1、分压电压VV21c和分压电压VV31c中的最低电压与分压电压VV11c之间的误差进行放大。因此，第一输出电压Vout1c以跟随第二和第三输出电压Vout2c和Vout3c下降的方式降低。另外，误差放大器ERA2c对参考电压e2和分压电压VV22c中的较低电压与分压电压VV12c之间的误差进行放大。因此，第二输出电压Vout2c以跟随第三输出电压Vout3c下降的方式降低。另外，误差放大器ERA3c对参考电压e3和分压电压VV13c之间的误差进行放大。因此，第一输出电压Vout1c和第二输出电压Vout2c都不控制第三输出电压Vout3c。
这确保了第一输出电压Vout1c的值小于等于第二和第三输出电压Vout2c、Vout3c的值，并且还确保了第二输出电压Vout2c的值小于等于第三输出电压Vout3c的值。结果，即使电源单元10c发生故障等情况，也可以维持前述电压关系Vout1c(第一输出电压)≤Vout2c(第二输出电压)≤Vout3c(第三输出电压)。
对于电源单元10c的情形，是针对维持三个不同输出电压之间的电压关系的情形进行描述的，但是不应认为本发明受限于这种方式。很显然，可以将电源单元配置为能够确保维持从n个DC-DC转换器分别提供的n个输出电压之间的电压关系(即，第一输出电压≤第二输出电压≤…≤第n输出电压)。在这种情形中，控制第一输出电压的误差放大器具有第二非反相输入端子、…、和第n非反相输入端子，并且这些非反相输入端子分别接收第二输出电压、…、和第n输出电压的分压电压。并且如果施加到第一到第n非反相输入端子的电压中的最低电压与施加到反相输入端子的电压之间的误差被放大，则就可以满足要求。类似地，如果控制第二输出电压的误差放大器具有第三非反相输入端子、…、和第n非反相输入端子，并且这些非反相输入端子分别接收第三输出电压、…、和第n输出电压的分压电压，则就可以满足要求。
本发明不限于前述实施例。很显然，在不脱离本发明的精神和范围的情况下，可以作出若干改进和修改。就第一实施例的电源单元10(图2)来说，高阶背栅极电压VBGP被用作参考，其中电源电压Vcc被控制为变得小于等于高阶背栅极电压VBGP。就是说，误差放大器ERA1使用馈送到两个非反相输入的两个电压输入中的较低者(即，参考电压e1和分压电压VV21中的较低者)作为馈送到反相输入中的分压电压VV11的误差放大目标。但是，这不应当被认为是限制性的。很显然，可以布置为使得电源电压Vcc被用作参考，而高阶背栅极电压VBGP被控制为变得大于等于电源电压Vcc。
在这种情形中，电源单元10的控制单元CU2具有分压器电路VD22，分压器电路VD22接收电源电压Vcc，随后提供分压电压VV22。并且误差放大器ERA2具有第二非反相输入，分压电压VV22被馈送到该第二非反相输入中。误差放大器ERA2对馈送到两个非反相输入的两个电压输入中的较低者(即，参考电压e2和分压电压VV22中的较低者)与馈送到反相输入中的分压电压VV12之间的误差进行放大。这种布置的结果是，由于即使发生故障导致高阶背栅极电压VBGP降低，该高阶背栅极电压VBGP也被电源电压Vcc钳位，因此这使得可以维持这样的电压关系高阶背栅极电压VBGP被控制为大于等于电源电压Vcc。
在第一实施例的电源单元10中，控制单元CU1的误差放大器ERA1被用来维持使电源电压Vcc小于等于高阶背栅极电压VBGP的电压关系。这种布置使得即使控制单元CU2的误差放大器ERA2由于故障等而不能正常工作时也可以维持该电压关系。因此，与电源电压Vcc充当参考并且高阶背栅极电压VBGP被控制为变得大于等于电源电压Vcc的方式相比，高阶背栅极电压VBGP充当参考并且电源电压Vcc被控制为变得小于等于高阶背栅极电压VBGP的方式是更优选的。
在第一实施例的电源单元10(图2)中，是针对两个输出电压之间的单向电压关系进行描述的，但是这不应当被认为是限制性的。很显然，即使两个输出电压之间存在双向电压关系，也可以确保这种电压关系。图8所示的电源单元10d具有分别提供第一输出电压Vout1d和第二输出电压Vout2d的DC-DC转换器DC1d和DC-DC转换器DC2d。在这里，是针对下述存在双向电压关系的情形描述的第一输出电压Vout1d以跟随第二输出电压Vout2d下降的方式降低，并且第二输出电压Vout2d以跟随第一输出电压Vout1d下降的方式降低。
DC-DC转换器DC1d的分压器电路VD21d接收第二输出电压Vout2d，随后提供分压电压VV21d。类似地，DC-DC转换器DC2d的分压器电路VD22d接收第一输出电压Vout1d，随后提供分压电压VV22d。误差放大器ERA1d的第一非反相输入接收参考电压e1，而误差放大器ERA1d的第二非反相输入接收分压电压VV21d。类似地，误差放大器ERA2d的第一非反相输入接收参考电压e2，而误差放大器ERA2d的第二非反相输入接收分压电压VV22d。
误差放大器ERA1d对参考电压e1和分压电压VV21d中的较低者与分压电压VV11d之间的误差进行放大，并且第一输出电压Vout1d以跟随第二输出电压Vout2d下降的方式降低。类似地，误差放大器ERA2d对参考电压e2和分压电压VV22d中的较低者与分压电压VV12d之间的误差进行放大，并且第二输出电压Vout2d以跟随第一输出电压Vout1d下降的方式降低。结果，电源单元10d维持了这样的双向电压关系第一输出电压Vout1d以跟随第二输出电压Vout2d下降的方式降低，并且第二输出电压Vout2d以跟随第一输出电压Vout1d下降的方式降低。
在第一实施例的电源单元10(图2)中，提供了分压器电路VD11、VD12、VD21和VD23。这些分压器电路用于在DC-DC转换器DC1、DC2和DC3的输出电压与误差放大器ERA1、ERA2和ERA3的输入电压之间的电压范围内进行匹配。因此，在无需电压范围匹配的情形中，DC-DC转换器DC1、DC2和DC3的输出电压可以被直接馈送(不通过这些分压器电路)到误差放大器。从上述可知，很显然，分压器电路是一种概念，其包括DC-DC转换器的输出电压的直接输入。
在本实施例中，已针对电压模式型DC-DC转换器进行了描述。在这里，本发明的发明点是提供控制，以使得基于高阶背栅极电压VBGP而使电源电压Vcc变为小于等于高阶背栅极电压VBGP。更具体地说，本发明的特征在于DC-DC转换器DC1的高阶背栅极电压VBGP被反馈到DC-DC转换器DC2的误差放大器ERA2。因此，很显然，本发明不仅可以应用于电压模式型DC-DC转换器，而且可以应用于电流模式型DC-DC转换器。
另外，本实施例的控制电路11例如可由单个半导体元件或多个半导体元件构成。另外，电源单元10到10d中的每个可由单个或多个半导体元件构成。另外，电源单元10到10d中的每个或者控制电路11可以被配置为模块。
如上所述，分压电压VV11被馈送到误差放大器ERA1的反相输入中，并且参考电压e1和分压电压VV21被馈送到误差放大器ERA1的两个非反相输入中。这种布置不应当被认为是限制性的。很显然，也可以布置为参考电压e1和分压电压VV21被作为反相输入馈送，而分压电压VV11被作为非反相输入馈送。总而言之，误差放大器ERA1的反相输入对非反相输入的关系是由下述关系适当地固定的关系PWM比较器PWM1的反相输入对非反相输入的关系，以及输出信号VQ1和输出信号*VQ1之间的关系。
另外，误差放大器ERA1的反相输入是第一极性输入端子的示例；误差放大器ERA1的第一非反相输入是第二极性第一输入端子的示例；误差放大器ERA1的第二非反相输入是第二极性第二输入端子的示例；分压器电路VD11、VD11c、VD12c、VD11d和VD12d中的每个是第一分压器电路的示例；分压器电路VD21、VD23、VD21c、VD22c、VD21d和VD22d中的每个是第二分压器电路的示例；电源电压Vcc是第一输出电压的示例；并且高阶背栅极电压VBGP是第二输出电压的示例。
根据本发明的DC-DC转换器控制电路、DC-DC转换器、电源单元和DC-DC转换器控制方法，即使多个DC-DC转换器中的任意一个由于故障等而进入异常状态，也可以维持发生故障的DC-DC转换器的输出电压和另一个DC-DC转换器的输出电压之间的电压关系。
本申请基于2006年3月6日提交的在先日本专利申请No.2006-058861并要求该申请的优先权，该申请的全部内容通过引用被包含进来。
权利要求
1.一种用于DC-DC转换器的控制电路，所述DC-DC转换器提供多个输出电压，所述DC-DC转换器控制电路包括误差放大器，所述误差放大器包括第一极性输入端子，在该端子处输入根据所述多个输出电压中的第一输出电压的电压；第二极性第一输入端子，在该端子处输入用于设置所述第一输出电压的目标值的参考电压；以及第二极性第二输入端子，在该端子处输入根据所述多个输出电压中的第二输出电压的电压，其中，所述误差放大器对(i)所述第二极性第一输入端子处的电压输入和所述第二极性第二输入端子处的电压输入中的较低电压输入与(ii)所述第一极性输入端子处的电压输入之间的误差进行放大。
2.如权利要求1所述的DC-DC转换器控制电路，其中，所述误差放大器包括多个所述第二极性第二输入端子，所述多个所述第二极性第二输入端子分别与多个所述第二输出电压相关联，并且所述误差放大器对(i)(a)所述多个所述第二极性第二输入端子处的电压输入中的最低电压输入和(b)所述第二极性第一输入端子处的电压输入中的较低电压输入与(ii)所述第一极性输入端子处的电压输入之间的误差进行放大。
3.如权利要求1所述的DC-DC转换器控制电路，还包括第一分压器电路，所述第一输出电压被输入到所述第一分压器电路，并且所述第一分压器电路对所述第一输出电压进行分压从而提供第一分压电压到所述误差放大器；以及第二分压器电路，所述第二输出电压被输入到所述第二分压器电路，并且所述第二分压器电路对所述第二输出电压进行分压从而提供第二分压电压到所述误差放大器，其中，使得所述第二分压器电路的所述第二分压电压对所述第二输出电压的比值小于等于所述第一分压器电路的所述第一分压电压对所述第一输出电压的比值。
4.如权利要求1所述的DC-DC转换器控制电路，其中所述误差放大器具有第二极性第三输入端子，通过倾斜斜度控制而被充电或放电的电容器被连接到该端子；并且所述误差放大器对(i)所述第二极性第一到第三输入端子处的电压输入中的最低电压输入与(ii)所述第一极性输入端子处的电压输入之间的误差进行放大。
5.如权利要求1所述的DC-DC转换器控制电路，其中还提供了反相放大器电路，所述反相放大器电路使进入的第一输出电压的极性反转，以转发到所述第一极性输入端子；并且所述第一输出电压是与所述第二输出电压极性相反的电压。
6.一种提供多个输出电压的DC-DC转换器，其中所述DC-DC转换器包括误差放大器，所述误差放大器包括第一极性输入端子，在该端子处输入根据所述多个输出电压中的第一输出电压的电压；第二极性第一输入端子，在该端子处输入用于设置所述第一输出电压的目标值的参考电压；以及第二极性第二输入端子，在该端子处输入根据所述多个输出电压中的第二输出电压的电压，其中，所述误差放大器对(i)所述第二极性第一输入端子处的电压输入和所述第二极性第二输入端子处的电压输入中的较低电压输入与(ii)所述第一极性输入端子处的电压输入之间的误差进行放大。
7.一种用于控制DC-DC转换器的半导体器件，所述DC-DC转换器提供多个输出电压，其中所述半导体器件包括误差放大器，所述误差放大器包括第一极性输入端子，在该端子处输入根据所述多个输出电压中的第一输出电压的电压；第二极性第一输入端子，在该端子处输入用于设置所述第一输出电压的目标值的参考电压；以及第二极性第二输入端子，在该端子处输入根据所述多个输出电压中的第二输出电压的电压，其中，所述误差放大器对(i)所述第二极性第一输入端子处的电压输入和所述第二极性第二输入端子处的电压输入中的较低电压输入与(ii)所述第一极性输入端子处的电压输入之间的误差进行放大。
8.一种用于控制DC-DC转换器的控制方法，所述DC-DC转换器提供多个输出电压，其中所述DC-DC转换器控制方法包括以下布置输出根据所述多个输出电压中的第一输出电压的电压；输出用于设置所述第一输出电压的目标值的参考电压；输出根据所述多个输出电压中的第二输出电压的电压；以及对(i)所述参考电压和所述根据第二输出电压的电压中的较低电压与(ii)所述根据第一输出电压的电压之间的误差进行放大。
全文摘要
本发明的目的是提供一种DC－DC转换器控制电路，其即使在多个DC－DC转换器中的任意一个由于发生故障而进入异常状态时也能够维持故障DC－DC转换器的输出电压和另一个DC－DC转换器的输出电压之间的电压关系。误差放大器ERA1G具有反相输入、第一非反相输入和第二非反相输入。从第一分压器电路VD1提供的第一分压电压VV1被馈送到反相输入；来自地的参考电压e1G被馈送到第一非反相输入；并且从第二分压器电路VD2提供的第二分压电压VV2被馈送到第二非反相输入。误差放大器ERA1G对馈送到两个非反相输入的两个电压输入中的较低者(即，参考电压e1G和第二分压电压VV2中的较低电压)与馈送到反相输入的第一分压电压VV1之间的误差进行放大。误差放大器ERA1的输出端子连接到PWM单元P1G的输入端子。
文档编号H02M3/155GK101034850SQ20061014006
公开日2007年9月12日 申请日期2006年10月11日 优先权日2006年3月6日
发明者小泽秀清, 长谷川守仁 申请人:富士通株式会社