高效率可适型直流/交流转换器的制作方法

专利名称：高效率可适型直流/交流转换器的制作方法
高效率可适型直流/交流转换器
本申请是申请日为2001年2月2日、名称为"高效率可适型直 流/交流转换器"的第01102605.7号发明专利申请的分案申请。
本发明关于直流至交流功率转换器电路。更明确地说，本发明提 供一高效控制器电路，该控制器电路使用一零电压切换技术来调整输 送至负载的功率。本发明一般用于驱动一个或多个冷阴极萤光灯 (CCFL)的电路，但是，本专业技术人员可以得知，本发明可以用 于任何需要高效率及精确功率控制的负载。


图1描绘一传统CCFL电源系统10。该系统大体包含一电源12， 一CCFL驱动电路16， 一控制器14， 一反馈环路18，及一个或多个 与LCD控制板20相关联的灯CCFL。电源12向电路16提供直流电 压，并通过晶体管Q3由控制器14所控制。电路16为一自谐振电路， 已知为罗伊电路(Royer circuit)。基本上，电路16为一自振荡直流 至交流转换器，其谐振频率由Ll及Cl所决定，Nl至N4指示变压 器绕组及绕组的匝数。在工作中，晶体管Ql及Q2交替地导通并分 别切换绕组N1及N2上的输入电压。若Q1导通，则输入电压置于绕 组N1上。具有相对极性的电压将被置于其它的绕组上。N4中的感 应电压使得Q2的基极为正，且Q1由集电极和发射极间的很低的电 压降而导通。N4的感应电压也使Q2保持在截止状态。Ql导通，直 到TX1铁心中的磁通达到饱和为止。
饱和时，Ql的集电极电压快速上升(至由基极电路所决定的值)， 且变压器中的感应电压快速下降。Ql进一步被拉离饱和，且Vce上 升，造成N1上的电压进一步下降。基极驱动中的损失造成Ql截止， 其随后又引起铁心中的磁通略微下降并于N4中感应一电流以导通 Q2。 N4中的感应电压使Ql保持在饱和导通状态，直到铁心在相反
方向饱和，接着产生一类似逆过程，以完成切换循环。
虽然反相器电路16由相当少的元件构成，但其适当的工作取决 于晶体管及变压器的非线性的复杂的相互作用。另外，Cl, Q1及Q2 的变化(典型地为35%容差)使电路16不适用于并联变压器配置， 因为电路16的任一复制都会产生附加的不希望的工作频率，该频率 可能在某些谐波处谐振。当应用至CCFL负载时，此电路会在CCFL 中产生明显的不希望的"拍动"效应。即使公差几乎匹配，但因为电 路16以自谐振模式工作，所以拍动效应并不能被除去，因为电路中
的任一复制都将会有其本身特有的工作频率。
在美国专利第5,430,641; 5，619,402; 5,615,093; 5,818,172号中
可找到一些其它的驱动系统。这些对比文件均具有低效率、两级功率 转换，变频操作，及/或与负载有相关性的缺点。另外，当负载包食 CCFL及组件时，会引入寄生电容，从而影响CCFL本身的阻抗。为 了有效设计一适当工作的电路，必须包括考虑到用于驱动CCFL负载 的寄生阻抗来设计该电路。这种努力不但费时、昂贵，而且，当处理 不同负载时，也很难找到一最佳的转换器设计。因此需要克服这些缺 点并提供一电路解决方法，该电路具有高效率、CCFL的可靠点火， 与负载无关的功率调整及单一频率功率转换的特点。
因此，本发明提供一用以驱动负载的最佳系统，它取得了对于各 种LCD控制板负载的最佳工作，由此提高了系统的可靠性。
广义地说，本发明提供一直流/交流转换器电路，用以可控制地 将功率传送至负载，其包含一输入电压源；可选择地连接至该电压源 的第一多个重叠开关及第二多个重叠开关，该第一多个重叠开关定义 第一导通路径，该第二多个重叠开关定义第二导通路径。提供一脉冲 产生器用以产生一脉冲信号。驱动电路接收该脉冲信号并控制该第一 及第二多个开关的导通状态。提供具有一次侧及二次侧的一变压器， 该一次侧以交替方式可选择地通过第一导通路径或者第二导通路径
连接至该电压源。负载连接至变压器的二次侧。在负载及驱动电路之
间具有一反馈环电路，该反馈电路提供指示施加于负载的功率的反馈
信号。该驱动电路的第一及第二多个开关处于交替导通状态，且轮换
第一多个开关中的开关的重叠时间及第二多个开关中的开关的重叠
时间，以至少部分基于反馈信号及脉冲信号将电压源连接至一次侧。
建立驱动电路以由脉冲信号产生第一互补脉冲信号，并由脉冲信
号产生斜波信号。该脉冲信号施加至该第一多个开关的第一个，以控
制其导通状态，该斜波信号至少与该反馈信号相比以产生第二脉冲信
号，而一可控制导通重叠状态存在于第一多个开关的第一及第二开关
的导通状态之间。第二脉冲信号施加于第一多个开关的第二个开关并
控制其导通状态。该驱动电路还基于该第二脉冲信号产生一第二互补 脉冲信号，其中第一及第二互补脉冲信号分别控制第二多数开关的第
一及第二开关的导通状态。同样地， 一可控制导通重叠状态存在于第 二多个开关的第一及第二开关的导通状态之间。
就方法而言，本发明提供一种用以控制一零电压切换电路以向负 载输送功率的方法，该方法包含的步骤有
提供一直流电压源；连接定义第一导通路径的第一及第二晶体管 及定义第二导通路径的第三及第四晶体管至电压源及一变压器的一 次侧；产生一具有预定脉宽的脉冲信号；连接一负载至该变压器的二 次侧；由负载产生一反馈信号；及控制该反馈信号及脉冲信号，以决 定该第一、第二、第三及第四晶体管的导通状态。
在第一实施例中，本发明提供一转换器电路，用以输送功率至一 CCFL负载上，其包含一电压源， 一具有一次侧及二次侧的变压器， 分别定义电压源及一次侧之间第一及第二导通路径的第一对开关及 第二对开关， 一连接至该二次侧的CCFL负载电路，产生一脉冲信号 的脉冲产生器， 一连接至该负载产生一反馈信号的反馈电路，及驱动 电路，该驱动电路接收该脉冲信号及反馈信号并基于该脉冲信号及反
馈信号，连接第一对开关或第二对开关至电压源及一次侧，以将功率
输送至该CCFL负载。
另外，该第一实施例提供一脉冲产生器，其产生具有预定频率的 脉冲信号。所说驱动电路包含第一、第二、第三及第四驱动电路；该 第一对开关包含第一及第二晶体管；第二对开关包含第三及第四晶体 管。该第一、第二、第三及第四驱动电路分别连接至第一、第二、第 三及第四晶体管的控制线。该脉冲信号施加至该第一驱动电路，使得 第一晶体管依据该脉冲信号而导通或截止。第三驱动电路基于脉冲信
号，而产生第一互补脉冲信号及一斜波信号，并将该第一互补脉冲信 号供给所述第三晶体管，使得第三晶体管依据该第一互补脉冲信号而 导通或截止。将斜波信号与反馈信号相比较，以产生第二脉冲信号。 该第二脉冲信号施加至第二驱动电路，使得该第二晶体管依据第二脉 冲信号而导通或截止。第四驱动电路基于第二脉冲信号产生一第二互 补脉冲信号，并将该第二互补脉冲信号提供给第四晶体管，使得第四
晶体管依据该第二互补脉冲信号而导通或截止。在本发明中，第一、 第二晶体管以及第三、第四晶体管的分别同时导通控制了被输送至负
载的功率量。产生重叠一控制量的脉冲信号及第二脉冲信号，因此， 沿着第一导通路径输送功率至负载。因为第一及第二互补脉冲信号分 别由该脉冲信号及第二脉冲信号产生，所以产生的第一及第二互补脉 冲信号也重叠一控制量，功率以在第一和第二导通路径间交替的方式 沿着第二导通路径被输送至负载。
同时，产生的该脉冲信号及第一互补脉冲信号相位差约为180度， 且产生的该第二脉冲信号及第二互补信号相差也大约为180度，这样 就可以避免第一及第二导通路径间的短路状态。
除了第一实施例中提供的转换器电路外，第二实施例包含一连接 至该第二脉冲信号的触发器电路，其只有当第三晶体管切换为导通状 态时，触发第二脉冲信号至第二驱动信号。另外，第二实施例包含一 锁相环(PLL)电路，其具有一来自一次侧的第一输入信号和使用所 说反馈信号的第二输入信号。PLL电路比较此两信号间的相差，并向 脉冲产生器提供一控制信号，以基于第一及第二输入端间的相差，控 制该脉冲信号的脉宽。
在两实施例中，较佳电路均包含具有第一比较器的反馈控制环 路，该第一比较器用以比较基准信号与反馈信号并产生第一输出信 号。提供第二比较器用以比较所说第一输出信号与斜波信号，并基于 第一输出信号及斜波信号的交叉点而产生所说第二脉冲信号。反馈电 路最好也包含一电流检测电路及一在第一及第二比较器之间的开关 电路，该电流检测电路接收反馈信号并产生一触发信号，该开关电路 接收该触发器信号，并基于该触发器信号的值，产生第一输出信号或 预定最小信号。该基准信号可以包括例如为一信号，该信号为手动产 生，以指示传送至负载的所希望的功率。该预定最小电压信号可以包 含供给开关的所规划的最小电压，使得在负载上不会发生过电压状 态。
同样地，这里所述的两实施例中，均可提供一过电流保护电路， 该电路接收反馈信号并基于该反馈信号的值控制该脉冲产生器。也可 以提供一过电压保护，以接收来自负载的电压信号及第一输出信号， 并比较该来自负载的电压信号与第一输出信号，以基于来自负载的电 压信号值来控制脉冲产生器。
本专业技术人员将会知道，虽然以下的详细说明将参考较佳实施 例及其使用方法加以说明，但本发明并不是要被限制于这些较佳实施 例及其使用方法中。相反的，本发明具有较广的范围并只被随附的权 利要求范围所限定。
本发明的其它特点及优点将随以下的详细说明的进行和参考附 图会变得很明显，图中各相同编号描述相同元件。
图1为传统的直流/交流转换器电路；
图2为本发明的直流/交流转换器电路的一较佳实施例； 图2a-2f为图2电路的典型时序图3为本发明的直流/交流转换器电路的另一较佳实施例；
图3a-3f为图3电路的典型时序图；及
图4a-4f为图2及图3所示电路的仿真图。
虽然并不希望为实例所限定，但以下的详细说明将参考CCFL控 制板作为本发明电路的负载加以进行。然而，明显地，本发明并不限 于仅驱动一个或多个CCFL，相反，本发明应广泛地理解为独立于一 特定应用的特定负载的功率转换器电路和方法。
总而言之，本发明提供使用反馈信号及脉冲信号，可控制地将功 率输送至负载的电路，以调整两对开关的导通时间。 一对开关被可控 制地导通，使得其导通时间重叠，将功率沿着由该对开关所定义的导 通路径通过一变压器输送至负载。同样地，当另一对开关为可控制地 导通使得其导通时间重叠时，功率沿着该另一对开关所定义的导通路 径，(通过一变压器)被输送至负载。因此，通过选择地导通开关及 控制开关间的重叠，本发明可以精确地控制被输送至一给定负载的功 率。另外，本发明包含过电流及过电压保护电路，其在短路或开路状 态下，中断至负载的功率。而且，此处所述的控制开关拓扑结构，使 得电路能无关于负载，并使用一无关于变压器配置的谐振效应的单一 工作频率而工作，这些特性参考附图在以下加以讨论。
图2所示的电路图示出了本发明的相移、全桥、零电压切换功率 转换器的较佳实施例。基本上，图2所示的电路包含一电源12，多 个开关80,定义交替导通路径的、安排为对角线形式的幵关对，用 以驱动每一开关的驱动电路50， 一向驱动电路50产生一方波脉冲的 扫频器22，一变压器TX1 (具有由TX1的一次侧及C1所定义的相 关谐振槽电路)及一负载。本发明的优点在于它还包含一重叠反馈控 制环路40，其控制至少每一对开关的导通时间，由此允许可控制的
功率被输送至负载。
电源12施加至该系统。开始时，从该电源产生一偏压/基准信号 30用于控制电路(在控制环路40中)。最好， 一扫频器22产生一50 %的任务周期脉冲信号，以一较高频率开始并以一预定速率和预定步 骤向下扫频(即一可变脉冲宽度的方波信号)。扫频器22最好为一本 领域中已知的可编程的频率产生器。(来自扫频器22的)脉冲信号 90被输送至B—驱动电路(B—Drive)(其驱动开关—B (Switch-B),即 控制开关_8的栅极)，并被送至A—驱动电路(A—Drive),该驱动电路 产生一互补脉冲信号92及一斜波信号26。该互补脉冲信号92与脉 冲信号90相差大约为180度，斜波信号26与脉冲信号相差约90度， 这将如以下所述。斜波信号最好为一如图中所示的锯齿信号。该斜波 信号26通过比较器28与误差放大器32的输出信号(这里称作CMP) 相比，由此产生信号94。比较器28的输出信号94同样为一被输送 至C一驱动电路(C—Drive )的50 %的任务脉冲以初始化开关一C (Switch—C)的导通，而开关C隨后又决定开关B及C，以及，开关A 及D之间的重叠量。其互补信号(相差约180度)经由D一驱动电路 (D—Drive)施加至开关D。本专业技术人员可以知道驱动电路一A电 路至驱动电路—D电路分别连接至开关—A至开关—D (Switch—D)的控 制线(例如栅极)，这如这里所述允许每一开关能够可控制地导通。 通过调整在开关B、 C及A、 D间的重叠量，完成了灯电流调节。换 句话说，是所说每对开关的导通状态的重叠量决定了在转换器中处理 的功率量。因此，开关B、 C及开关A、 D在此将被称为重叠开关。
虽然并不希望被此实施例中的例子所局限，但B—驱动电路最好 由图腾柱电路， 一般低阻抗运算放大器电路，或射极追随器电路所形 成。同样建立C—驱动电路。既然A—驱动电路及D—驱动电路并未直 接与地端连接(即为浮动)，所以这些驱动电路最好由开机电路 (boot—strap circuit)或本领域中已知的其它高侧(high-side)驱动电路
形成。另外，如上所述，A—驱动电路及D—驱动电路包含一反相器， 以分别反转来自B—驱动电路及C一驱动电路的信号(即相位)。
经由一零电压切换技术完成高效工作。四个MOSFET (开关一A 至开关—D) 80在其本质二极管(D1—D4)导通后而导通，这提供在 变压器/电容器(TX1/C1)配置中的能量的电流流动路径，由此当这 些开关导通时，在它们上面的电压为零。以此受控的工作，使切换损 失为最小而且维持了高效率。
该重叠开关80的较佳切换工作参考第2a-2f图的时序图。开关一C 在开关B及C均导通的某些期间断开(图2f)。断开开关一C后，槽 中流动的电流(参考图2)现在流过开关—D中的二极管D4 (图2e 图)、变压器的一次侧、C1及开关一B，由此使在电容C1及变压器中 的电压及电流谐振，作为开关B及C导通时输送能量的结果(图2f)。 注意必须出现此状态，因为变压器一次侧的电流方向的突变将违反法 拉第定律。因此，当开关—C断开时，电流必须流经D4。 D4流通时， 开关—D被闭合。同样地，开关一B断开(图2a)，开关—A闭合前(图 2e)电流转至与开关—A相关联的二极管D1。同样，开关—D被断开 (图2d)，电流目前由开关—A流经C1、变压器一次侧及二极管D3。 开关—C于D3导通后(图2e)被闭合。开关B于开关一A断开后被闭 合，这允许二极管D2于开关—B闭合前首先被导通。注意的是呈对角 的开关B， C及A, D的导通时间的重叠决定输送至变压器的能量， 如图2f所示。
在此实施例中，图2b示出仅当开关—A闭合时产生斜波信号26。 因此，产生斜波信号26的驱动电路—A最好包含一定电流产生器电路
(未示出)，其包含具有适当时间常数的电容，以产生斜波信号。为 此目的，利用一基准电流(未示出)为该电容充电，且该电容被接地
(通过例如一晶体管开关)，使得放电速率超出充电速率，由此，产 生一锯齿斜波信号26。当然，如上面所指出的，这可以通过积分脉
沖信号90来实现，因此，斜波信号26可以使用一积分电路(例如运 算放大器及电容)来形成。
在点火周期中，在两呈对角的开关之间(即在开关A， D及B， C间)产生一预定的最小重叠。这产生一由输入至包含C1、电压器、 C2、 C3及CCFL负载的槽电路的最小能量。注意的是，负载可以是 电阻性的及/或电容性的。驱动频率开始于一预定较高频率，直到其 接近槽电路及由变压器的二次侧所反映的等效电路的谐振频率，大量 的能量被输送至连接有CCFL的负载。由于点火前的高阻抗特征， CCFL受到来自施加至一次侧的能量的高电压。此电压足以点火 CCFL。 CCFL阻抗降低至其正常的工作值(例如约100K欧姆至130K 欧姆),且基于最小重叠工作被供给一次侧的能量不再足以维持CCFL 的稳态工作。误差放大器26的输出开始其调节功能，以增加该重叠。 误差放大器输出的大小决定重叠量。例如
参考图2b、 2c及图2的反馈环路40,重要的是注意到当斜波信 号26 (由驱动电路一A产生)等于(由误差放大器32所产生之)比 较器28确定的信号CMP24的值时，开关一C闭合。如图2b中的交叉 点36所示。为了防止短路，开关A、 B、及C、 D千万不能同时导通。 通过控制CMP大小，开关A、 D、及B、 C间的重叠时间，调节被输 送至变压器的能量。为了调节输送至变压器的能量(及由此调节输送 至CCFL负载的能量)，通过控制误差放大器的输出CMP24，开关C 及D相关于开关A及B作时移。由时序图可以理解，若来自比较器 28的输出进入开关C及D的驱动脉冲因增加CMP的电平而右移， 那么就会实现开关A、 C及B、 D之间的重叠的增加，因而，增加输 送至变压器的能量。实际上，这相应于较高灯电流工作(higher-lamp current operation)。相反地，开关C及D的驱动脉冲的左移(通过降 低CMP信号)降低所输送的能量。
为此目的，误差放大器32比较反馈信号FB与一基准电压REF。
FB测量通过检测电阻Rs的电流值，其表示经由负载20的总电流。 REF为指示想要负载状况，例如想要流经负载的电流的信号。在正常 工作中，REF=FB。然而，若负载状态被故意地由与一LCD控制板 显示相关联的变光开关所补偿，则REF值会相应地增加/降低。该被 比较的值相应地产生CMP。 CMP值反应负载状况及/或一有意偏压， 并由REF及FB间的差值(即REF—FB)来实现。
为了保护在负载侧的负载及电路不处于开路状态(例如在正常工 作时的开路CCFL灯状态)，最好也将FB信号与一基准值(未示出 且与上述REF信号不同)在电流检测比较器42中相比，其输出如下 所述定义开关28的状态。此基准值可以是能编程的，及/或为使用者 可定义的，并最好反应出系统所允许的最小或最大电流(例如，可以 额定用于个别元件，特别是用于CCFL负载的)。若反馈FB信号与 基准信号的值在允许的范围内(正常工作)，则电流检测比较器的输 出为l (或高)。这允许CMP流经开关38，电路如此所述地工作，以 输送功率至负载。然而，若FB信号及基准信号的值在预定范围之外 (开路或短路状态)，则电流检测比较器之输出为0(或低)，禁止CMP 信号流经开关38。(当然，可以实现逆过程，其中开关在O状态触发)。 直到电流检测比较器指示可允许流经Rs的电流，才由开关38 (未示 出)提供最小电压Vmin并被施加至比较器28。相应地，开关38包 含用于当检测电流为O时，适当地选择可编程电压Vmin。再次参考 图2b，此工作的效果是CMP直流值降低至额定值，或者说最小值(即 CMP二Vmin)，使得在变压器TX1上不出现高电压状态。因此，交 叉点36被向左移，由此降低了互补开关(记住在交叉点36，开关J3 导通)间的重叠量。同样地，电流检测比较器42当检测值为0时(或 者其它表示开路状态的预设值)时，被连接至频率产生器22，以关 闭产生器22。 CMP被馈送至保护电路62。若CCFL在工作中被移去 时(开路状态)，这是关闭扫频器22。 为了保护电路不处于过电压状态，本实施例最好包含保护电路
60，以下给出其工作(通过以上所述的电流检测比较器42描述过电 流保护)。电路60包含一保护比较器62，其将信号CMP与一由负载 20导出的电压信号66相比较。最好是电压信号由如图2所示的分压 电容C2及C3 (与负载20并联)所导出。在开路灯状态(open-lamp condition)下，扫频器持续扫频，直到OVP信号66到达一阈值。OVP 信号66取自输出的分压电容C2及C3，以检测变压器TX1输出的电 压。为了简化分析，这些电容也代表等效负载电容的总电容。阈值为 一基准值及电路被设计成使得变压器二次侧的电压大于最小点火电 压(例如由LCD控制板所需要的电压)，而小于变压器的额定电压。 当OVP超出阈值时，扫频器停止扫频。同时，电流检测42在检测电 阻Rs上检测不到信号。因此，在开关块38的输出24处的信号被设 定在最小值，使得幵关A， C及B， D间的重叠为最小。最好， 一旦 OVP超出临限值时，即开始计时器64，由此启始一定时计时(time-out) 序列。该定时计时序列的周期最好依据负载要求(例如LCD控制板 的CCFL)加以设计，但也可以被设定为可编程的值。 一旦计时时间 结束，驱动脉冲被无效，由此，提供转换器电路的安全工作输出。艮P， 电路60提供一充足电压以使该灯点火，若该灯未被连接至转换器， 则于一定时间段后将被关闭，使得可以避免在输出处的错误的高压。 必须有这样一时间段，因为非点火灯类似于开路灯状态。
图3及3a-3f描绘出本发明的直流/交流电路的另一较佳实施例。 在此实施例中，电路以类似于图2及2a-2f所提供的方式工作，然而， 此实施例还包含一锁相环电路(PLL) 70，用以控制扫频器22，及一 触发器电路62，以定时输入C一驱动电路的信号。通过时序图可以理 解，若通过增加CMP的大小，开关C及D的驱动脉冲右移50X， 就可实现开关A、 C及B、 D间重叠的增加，由此，增加了输送至变 压器的能量。实际上，这相应于较高灯电流工作(可能正如上述所需
的例如REF电压的手动增加)。相反地，将开关C及D的驱动脉冲 左移(通过降低CMP信号)，则减少了被输送的能量。锁相环电路 70在正常工作下保持反馈电流(经Rs)及槽电流(经TX1/C1)间的 相位关系，如图3所示。PLL电路70最好包含一来自槽电路(Cl及 TX1 —次侧)的输入信号98及Rs (上述的FB信号)。 一旦CCFL被 点火，就经由Rs检测CCFL中的电流，激活PLL70电路，该电路锁 定灯电流及一次谐振槽(Cl及变压器一次侧)中的电流间的相位。 即，提供PLL是用来因象温度作用、机械配置的寄生变化而调整扫 频器22的频率，所说机械配置例如转换器及LCD控制板间的接线， 及灯及LCD控制板金属架间的距离，这些配置影响电容值及电感值。 该系统最好保持在谐振槽电路及流经Rs (负载电流)的电流间的相 差为180度。因此，不管特定的负载状况及/或谐振槽电路的工作频 率，该系统能找到一最佳工作点。
图3的反馈环的工作类似于以上对图2的说明。然而，如图3b 所示，此实施例通过触发器72和C一驱动电路计时起始信号的输出。 例如，在正常工作时，误差放大器32的输出经控制开关块38 (如上 所述)被反馈，结果为信号24。通过比较器28及触发器72得到开 关A、 C及B、 D间的一定的重叠量，该触发器72驱动开关C及D (记住D—驱动电路产生C一驱动电路的互补信号)。这为CCFL (控制 板)负载提供了稳态工作。考虑在正常工作时移去CCFL (控制板)， CMP被升高至误差放大器的输出的边界值(rail of output)并立即触发 保护电路。此功能在点火时被禁止。
大体参考图3a-3f，在此实施例中，经由C—驱动电路及D—驱动电 路交替触发开关C及D作为触发器电路72的工作结果。如图3b所 示，触发器每隔一次触发，由此初始化C—驱动电路(且，相应地， 为D一驱动电路)。计时则如前述参考图2a-2f，以相同方式工作。
现参考图4a-4f，仿真图2或3的输出电路。例如，图4a显示在
21伏输入时，当扫频器接近75.7KH2 (0.5微秒重叠)时，输出到达 1.67KVP.P，若CCFL需要3300VP.P点火，则此电压不足以打开CCFL。 当频率降至比如68KHZ时，最小重叠在输出产生约3.9KVP.P，这足 以点火CCFL。如图4b中所示。在此频率，重叠增加至1.5微秒，使 得输出约1.9KVP-P，以运行130K欧姆的灯阻抗。这在图4c中已经示 出。在另一实例中，图4d示出在输入电压为7伏时的工作。在71.4KHz 时，在灯被打火前，输出为750Vp-p。当频率降低时，输出电压增加， 直到灯点火为止。图4e示出在65.8KHz时，输出达到3500VP_P。 CCFL 电流的调节通过调节重叠加以完成，以在点火后，支持130K欧姆的 阻抗。目前CCFL上的电压对于660V^的灯来说为1.9KVP.P。这也 如图4f所示。虽然未示出，图3的电路的仿真表现为类似方式。
应注意的是第一及第二实施例的差别(即在图3中加入触发器及 PLL)将不会影响在图4a-4f中提出的整体工作参数。然而，决定加 入PLL是考虑在电路中的非理想阻抗，且可以被作为图2中所示电 路的替代电路而加入。同时，加入触发器允许除去上述的常电流电路。
因此，明显地已经提供了一高效可适型的直流/交流转换电路， 其满足于这里所提出的目标。对本专业技术人员来说，很明显可以进 行一些修改。例如，虽然本发明已经描述使用MOSFET作为开关， 但本专业技术人员可以知道整个电路可以使用BJT晶体管,或任意类 型晶体管的组合，包含MOSFET及BJT加以构建。其它修改也是可 能的。例如与驱动电路一B及驱动电路一D关联的驱动电路可以由共集 极电路组成，因为相关联的晶体管与地端连接，因此，并不会出现浮 置状态。这里所述的PLL电路最好为本专业已知的一般的PLL电路 70，经适当地修改，以如上所述接受输入信号并产生控制信号。脉冲 产生器22最好为一脉宽调制电路(PWM)或频宽调制电路(FWM)， 此两者在本专业中均是为人所熟知的。同样地，保护电路62及定时 器均由已知电路构成并适当加以修改，以如此所述进行工作。其它电
路对于本专业技术人员将会很明显，而且，所有这些修改均被视为在 本发明的精神及范围内，本发明的范围仅由随附的权利要求所限定。
权利要求
1、一种直流/交流转换器电路，用以可控制地将功率输送至一负载，该电路包含一输入电压源；被选择地连接至该电压源的第一多个重叠开关及第二多个重叠开关，该第一多个开关界定第一导通路径，该第二多个开关界定第二导通路径；产生一第一脉冲信号的脉冲产生器；一具有一次侧及二次侧的变压器，所述一次侧以交替的方式通过所述第一导通路径及第二导通路径选择性地连接至该电压源，所述二次侧连接至所述负载；及一反馈控制环电路，该反馈控制环电路接收一反馈信号，该反馈信号指示提供给所述负载的功率，当所述反馈信号在一预定阈值之上时，调整该反馈控制环电路以产生一第二脉冲信号；驱动电路，接收所述第一和第二脉冲信号并用于使第一及第二多个开关交替处于导通状态，控制第一多个开关中的开关的重叠时间，及控制第二多个开关中的开关的重叠时间，以将电压源连接至所述一次侧。
2、 如权利要求l所述的电路，其中所述输入电压源包括一直流 电压源。
3、 如权利要求l所述的电路，其中所述的驱动电路产生 来自所述第一脉冲信号的第一互补脉冲信号；及 一斜波信号，其中该第一脉冲信号被供给所述第一多个开关的第一个开关，以 控制其导通状态，所述反馈控制环电路将该斜波信号与至少该反馈信 号相比较，以产生所述第二脉冲信号，该第二脉冲信号被供给第一多 个开关的第二个开关以控制其导通状态，其中该第一多个开关的第一个及第二个开关的导通状态间存在一可控制的重叠状态；该驱动电路 还基于该第二脉冲信号产生第二互补脉冲信号；其中该第一及第二互 补脉冲信号分别控制所述第二多个开关的第一个及第二个开关的导 通状态，在该第二多个开关的第一个及第二个开关的导通状态间存在 一可控制的重叠状态。
4、 如权利要求3所述的电路，其中所述第一及第二多个开关由 MOSFET晶体管组成。
5、 如权利要求4所述的电路，其中每个所述晶体管与一相对于 所述电压源呈反向偏压的本征开关并联，每一本征开关用以通过当所 述晶体管在非导通状态时，完成在电压源与变压器一次侧间的导通路 径 ，来放出储存于一次侧的能量。
6、 如权利要求5所述的电路，其中所述的本征开关由二极管组成。
7、 如权利要求3所述的电路，其中所述第一脉冲信号及第一互 补脉冲信号间的相位差大约为180度；所述第二脉冲信号及第二互补 脉冲信号间的相位差大约为180度，使得在第一导通路径及第二导通 路径之间不会存在短路状态。
8、 如权利要求7所述的电路，其中所述第一多个开关及第二多 个开关的导通状态决定输送至负载的功率。
9、 如权利要求3所述的电路，其中所述反馈控制环电路包含第 一比较器，用以将一基准信号与该反馈信号相比较并产生第一输出信号，及第二比较器，用以比较该第一输出信号与所述斜波信号并基于 该第一输出信号及斜波信号的交叉点，而产生所述第二脉冲信号。
10、 如权利要求9所述的电路，其中所述负载反馈信号为流经该负载的电流的测量值。
11、 如权利要求9所述的电路，还包含接收所述反馈信号并产生 一触发信号的电流检测电路；所述反馈控制环电路还包含一在该第一 及第二比较器之间的开关电路，该开关电路接收该触发信号并基于该 触发信号的值，而产生所述第一输出信号或一预定的最小信号，其中 该预定的最小信号使所述第二比较器产生所述第二脉冲信号。
12、 如权利要求9所述的电路，其中所述的基准信号通过一基准 信号产生器产生，并表示想要输送至负载的功率。
13、 如权利要求9所述的电路，还包含一过电流保护电路，该保 护电路接收所述反馈信号并基于该反馈信号的值控制所述脉冲产生 器；及一过电压保护电路，其接收来自所述负载上的电压信号与所述 第一输出信号，并比较该负载上的电压信号与第一输出信号，且基于 来自负载上的电压信号值控制该脉冲产生器。
14、 如权利要求l所述的电路，其中所述的脉冲产生器包含一可 编程的脉冲频率产生器电路，并被编程以具有50%任务周期的脉冲 频率来初始化所述的转换器电路，并以一预定频率起始，以一预定速 率及预定步骤向下扫频所述频率。
15、 如权利要求l所述的电路，其中所述负载包含一个或多个冷 阴极萤光灯(CCFL)。
16、 如权利要求l所述的电路，其中所述的一次侧包含一具有一 电感器及一电容器的谐振槽电路。
17、 如权利要求l所述的电路，其中所述的二次侧包含一与一电 感器并联的分压器电路，该电感器与所述负载并联。
18、 一种转换器电路，用以将功率输送至一CCFL负载，该电路 包含一电压源；一具有一次侧及二次侧的变压器，所述二次侧连接至所述CCFL 负载；第一对幵关及第二对开关，其分别界定在所述电压源及一次侧之 间的第一及第二导通路径；一产生第一脉冲信号的脉冲产生器；一连接至所述负载的反馈控制环电路，该反馈控制环电路接收指 示提供给所述负载的功率的反馈信号，当所述反馈信号在一预定阈值 之上时，调整该反馈控制环电路以产生一第二脉冲信号；及驱动电路，其接收所述第一和第二脉冲信号，并基于该第一和第 二脉冲信号连接该第一对开关或第二对开关至该电压源及一次侧，以 将功率传送至所述负载。
19、 如权利要求18所述的电路，其中所述的第一脉冲信号具有 一预定频率；所述驱动电路包含第一、第二、第三及第四驱动电路； 所述第一对开关包含第一及第二晶体管，所述第二对开关包含第三及 第四晶体管；该第一、第二、第三及第四驱动电路分别连接至该第一、第二、第三及第四晶体管的控制线；该第一脉冲信号被提供至第一驱 动电路，使得该第一晶体管依据该第一脉冲信号而被切换，该第三驱 动电路基于该第一脉冲信号产生第一互补脉冲信号及一斜波信号，并 将该第一互补脉冲信号提供给第三晶体管，使得第三晶体管依据第一 互补脉冲信号而被切换；比较该斜波信号及该反馈信号，以产生所述 第二脉冲信号，该第二脉冲信号被提供给该第二驱动电路，使得第二 晶体管依据第二脉冲信号而被切换；该第四驱动电路基于该第二脉冲 信号产生第二互补脉冲信号并将该第二互补脉冲信号提供给第四晶 体管，使得第四晶体管依据该第二互补脉冲信号而被切换；其中该第 一、第二晶体管及第三、第四晶体管分别导通，以控制输送至负载的 功率量。
20、 如权利要求19所述的电路，其中所述的第一脉冲信号及第 一互补脉冲信号大约为180度相差，该第二脉冲信号及第二互补脉冲 信号大约为180度相差，且该第一脉冲信号及第二脉冲信号被控制以 沿着该第一导通路径输送功率，及该第一互补脉冲信号及第二互补脉 冲信号被控制以沿着第二导通路径输送功率。
21、 如权利要求19所述的电路，其中所述的反馈控制环电路包 含第一比较器，其用以将所述反馈信号与基准信号相比较并产生第一 输出信号；及第二比较器，其用以将该第一输出信号与所述斜波信号 相比较并基于该第一输出信号及斜波信号的交叉点，而产生所述的第 二脉冲信号。
22、 如权利要求21所述的电路，其中所述的基准信号由一基准 信号产生器所产生，并指示想要输送至负载的功率。
23、 如权利要求21所述的电路，还包含一过电压保护电路，其 连接至所述负载与脉冲产生器，该过电压保护电路接收负载上的电压 作为输入，并基于来自负载上的电压的值控制该脉冲产生器。
24、 如权利要求23所述的电路，其中所述的过电压保护电路包 含一比较器，用以比较在负载上的电压信号与所述第一输出信号，并 产生一控制信号至所述脉冲产生器。
25、 如权利要求24所述的电路，其中所述的过电压保护电路还 包含一定时器电路，其中所述控制信号被由该定时器电路所产生的预 定时间所控制。
26、 如权利要求21所述的电路，还包含一过电流保护电路，其 连接至所述脉冲产生器并接收该反馈信号作为输入，且基于该反馈信 号的值控制该脉冲产生器。
27、 如权利要求19所述的电路，其中所述的第一及第三晶体管 彼此串联连接并与所述电压源和一次侧并联，所述第二及第四晶体管 彼此串联连接并与该电压源及一次侧并联。
28、 如权利要求19所述的电路，还包含与所述每一晶体管并联 的一本征开关，该本征开关允许能量在每一晶体管被切换至导通前， 从一次侧通过第一或第二导通路径流过。
29、 如权利要求18所述的电路，其中所述一次侧定义具有一单 一谐振工作频率的谐振槽电路。
30、 如权利要求19所述的电路，其中所述第一及第二驱动电路 由图腾柱电路组成，且所述第三及第四驱动电路从由包含开机电路、 高侧驱动电路或移位电路组成的组中选出。
31、 如权利要求19所述的电路，其中所述的第三及第四驱动电 路还包含一反相器，用以分别产生第一及第二互补脉冲信号。
32、 如权利要求31所述的电路，其中所述的第三驱动电路还包 含一锯齿波产生电路，用以产生所述斜波信号，该斜波信号具有与所 述第一脉冲信号匹配的频率。
33、 如权利要求21所述的电路，还包含一触发器电路，其连接 至所述第二脉冲信号并仅当第三晶体管切换至导通状态时，将该第二 脉冲信号提供给所述第二驱动电路。
34、 如权利要求18所述的电路，还包含一锁相环(PLL)电路， 其具有来自一次侧的第一输入信号及使用所述反馈信号的第二输入 信号，该锁相环电路送出一控制信号至所述脉冲产生器，用以基于该 第一及第二输入信号间的相差控制该第一脉冲信号的脉宽。
35、 一种用以将功率输送至一负载的方法，该方法包含的步骤有 提供一直流电压源；连接界定第一导通路径的第一及第二晶体管及界定第二导通路 径的第三及第四晶体管至该电压源及一变压器的一次侧；提供一脉冲产生器以产生一具有预定脉宽的第一脉冲信号；连接该负载至该变压器的二次侧；从该负载产生一反馈信号；通过将反馈信号与一阈值进行比较，产生一第二脉冲信号；及 通过所述第一和第二脉冲信号使第一、第二晶体管及第三、第四 晶体管交替处于导通状态，来产生一交变电压。
36、 如权利要求35所述的方法，还包含定时各晶体管的导通， 使得该第一及第三晶体管不同时导通，及第二及第四晶体管不同时导 通的步骤。
37、 如权利要求35所述的方法，还包含的步骤有-基于所述第一和第二脉冲信号，产生第一及第二互补脉冲信号； 产生一斜波信号；比较该斜波信号与所述反馈信号，并产生所述第二脉冲信号；向所述第一晶体管提供所述第一脉冲信号以控制其导通状态，并 向所述第二晶体管提供第二脉冲信号以控制其导通状态；向所述第三晶体管提供第一互补脉冲信号以控制其导通状态，向 所述第四晶体管提供第二互补脉冲信号以控制其导通状态；及控制该第一、第二晶体管及第三、第四晶体管的导通状态，以传 送功率至所述负载。
38、 如权利要求37所述的方法，还包含的步骤有 将所述反馈信号与一基准信号相比较，并基于此产生第一输出信号；及将该第一输出信号与所述斜波信号相比较并产生所述第二脉冲 信号。
39、 如权利要求35所述的方法，还包含基于所述负载上的电压 信号控制所述脉冲产生器的步骤。
40、 如权利要求35所述的方法，还包含基于所述反馈信号控制 所述脉冲产生器的步骤。
41、 如权利要求35所述的方法，还包含的步骤有提供指示该一次侧上的电流的第一信号，及指示经所述负载流向一锁相环电路的电流的第二信号；锁定该第一及第二信号间的相位并基于此产生一控制信号；及 向所述脉冲产生器提供该控制信号，以基于该第一及第二信号间的相差调节所述第一脉冲信号的脉宽。
42、 如权利要求38所述的方法，其中所述将第一输出信号与斜 波信号相比较并产生所述第二脉冲信号的步骤还包含基于该斜波信 号与该第一输出信号的交叉点而产生该第二脉冲信号的步骤。
43、 一种直流到交流的转换器电路，包括 一输入电压源；设置在全桥架构中的多个开关，其中所述全桥架构的对角被选择 性地连接到所述电压源；一变压器，具有一次侧及二次侧，所述一次侧以一种交替方式通 过所述全桥开关架构被选择性地连接到所述电压源；一负载，连接到所述变压器的所述二次侧；一脉冲产生器电路，产生一第一脉冲信号，用于驱动所述全桥架 构的角开关之一；一反馈控制环电路，接收一反馈信号，该反馈信号指示提供给所 述负载的功率，而且调整该反馈控制环电路以产生一第二脉冲信号，用于控制在由所述第一脉冲信号控制的所述角开关之一的对角上的开关的导通状态；由所述反馈信号确定的所述第二脉冲信号具有一第 一状态和一第二状态，所述第一状态重叠所述第一脉冲信号以将一功 率量传送给所述负载，所述第二状态与所述第一脉冲信号重叠一预定 的最小重叠，以将一预定的最小功率量传送给所述负载。
44、 如权利要求43所述的转换器电路，所述反馈控制环电路包 括一误差信号放大器，该误差信号放大器将所述反馈信号与一预定的 第一基准信号进行比较，并产生一指示所述反馈信号与所述预定的第 一基准信号之间的差的误差信号； 一开关，连接到所述误差信号放大 器，且具有第一导通状态及第二导通状态，在所述第一导通状态，所 述开关的输出包括指示所述第二脉冲信号的第一状态的一直流信号； 在所述第二导通状态，所述开关的输出包括指示所述第二脉冲信号的 第二状态的一直流信号。
45、 如权利要求44所述的转换器电路，还包括一接收所述第一 脉冲信号的斜波信号产生器电路，用以产生一斜波信号，所述反馈控 制环电路还包括一个比较器，该比较器将所述斜波信号与所述开关的 直流输出信号进行比较，并且产生所述第二脉冲信号。
46、 如权利要求45所述的转换器电路，其中所述直流输出信号 与所述斜波信号的交叉点决定第一与第二脉冲信号之间的重叠。
47、 如权利要求44所述的转换器电路，还包括保护电路，该保 护电路包括一电流检测比较器，所述的电流检测比较器将所述反馈信 号与一第二基准信号进行比较；其中如果所述反馈信号与所述第二基 准信号的比较值在一预定的范围内，则所述电流检测比较器产生一第一控制信号以控制所述开关的导通状态与所述第一导通状态相应；而 其中如果所述反馈信号与第二基准信号的比较值不在一预定范围内， 则所述电流检测比较器产生一第二控制信号以控制所述开关的导通 状态与所述第二导通状态相应。
48、 如权利要求47所述的转换器电路，还包括一检测电阻，该 检测电阻连接在所述负载与所述变压器的二次侧之间，所述检测电阻 产生所述反馈信号。
49、 如权利要求47所述的转换器电路，所述保护电路还包括一 过压保护电路，该过压保护电路将一预定的第三基准信号与指示负载 电压状况的一电压信号进行比较，并且产生一电压控制信号。
50、 如权利要求49所述的转换器电路，所述第一脉冲信号具有 50%的任务周期，所述脉冲产生器接收由所述过压保护电路和/或电流 检测比较器产生的所述电压控制信号和/或所述控制信号，在工作期 间，如果所述电压控制信号和/或所述控制信号指示在负载处是开路 灯或短路状态，则所述脉冲产生器关闭。
51、 如权利要求44所述的转换器电路，其中所述第一基准信号 代表想要的负载状况。
52、 如权利要求47所述的转换器电路，其中所述第二基准信号 代表由所述开关和/或所述负载所允许的最小或最大电流。
53、 如权利要求49所述的转换器电路，其中所述第三基准信号 代表在所述变压器二次侧的最大电压。
54、 一种转换器电路，包括 一输入电压源；一全桥电路，包括设置在全桥电路的对角的第一对开关，及设置 在全桥电路的另一对角的第二对开关，所述第一和第二对开关与所述 输入电压源选择性地连接使得所述第一对开关界定第一导通路径，而 所述第二对开关界定第二导通路径；一变压器，具有一次侧和二次侧，所述一次侧以一种交替的方式 通过所述第一和第二导通路径与所述输入电压源选择性地连接；一负载，与所述变压器的二次侧连接；一脉冲产生器，产生第一脉冲信号，用于控制所述第一对开关之 一的导通状态；一反饿控制环电路，接收一反馈信号，该反馈信号指示提供给所述负载的功率，而且所述反馈控制环电路被调整以产生一第二脉冲信号，用于控制所述第一对开关中不同于前一个的幵关的导通状态，在所述反馈信号在一预定阈值之上时，所述第二脉冲信号与所述第一脉 冲信号具有一个相位重叠以将功率传送给所述负载。
55、 如权利要求54所述的转换器电路，其中所述第一和第二脉 冲信号之间的重叠量决定传送给所述负载的功率量。
56、 如权利要求54所述的转换器电路，其中所述反馈信号在一 预定阈值之下时，所述反馈控制环电路产生所述第二脉冲信号，使其 与所述第一脉冲信号具有最小相位重叠，以将传送给所述负载的功率 减少至一预定的最小量。
57、 如权利要求54所述的转换器电路，还包括一第一驱动电路， 接收所述第一脉冲信号并且产生与所述第一脉冲信号相差180度相 位的第一互补脉冲信号，所述第一互补脉冲信号控制所述第二对开关 之一的导通状态；及一第二驱动电路，接收所述第二脉冲信号并且产 生一与所述第二脉冲信号相差180度相位的第二互补脉冲信号，所述 第二互补脉冲信号控制所述第二对开关中另一个开关的导通状态。
58、 如权利要求54所述的转换器电路，其中所述第一脉冲信号 包括一具有大约50%任务周期的PWM信号。
59、 如权利要求54所述的转换器电路，由所述反馈信号确定的 所述第二脉冲信号具有一第一状态及一第二状态，所述第一状态与所 述第一脉冲信号重叠以将一功率量传送给负载，所述第二状态与所述 第一脉冲信号有一预定最小量重叠以将一预定最小量功率传送给该 负载。
60、 一种转换器电路，包括-一脉冲产生器电路，产生第一脉冲信号，用于驱动全桥架构的开 关的一个角开关；以及一反馈控制环电路，接收一反馈信号；所述反馈控制环电路被调 整以产生第二脉冲信号，用于控制在由所述第一脉冲信号所控制的开 关的相对角上的开关的导通状态，由所述反馈信号确定的所述第二脉 冲信号具有一第一状态及一第二状态，所述第一状态与所述第一脉冲 信号重叠以将一功率量传送给负载，所述第二状态与所述第一脉冲信 号有一预定最小量重叠以将一预定最小量功率传送给该负载。
61、 一种如权利要求60所述的转换器电路，所述反馈控制环电 路包括一误差信号放大器，将所述反馈信号与一预定基准信号进行比 较，并产生一指示所述反馈信号与所述预定基准信号之间的差值的误 差信号； 一开关，与所述误差信号放大器连接并且具有一第一导通状 态和一第二导通状态，在第一导通状态中，所述开关的输出包括一指 示所述第二脉冲信号的第一状态的直流信号，在第二导通状态中，所 述开关的输出包括一指示所述第二脉冲信号的第二状态的直流信号。
62、 一种如权利要求60所述的转换器电路，还包括一过压保护 电路，该过压保护电路包括一电压比较器，该电压比较器将一预定的 电压基准与指示负载电压状况的一电压信号进行比较，并且产生一电 压控制信号。
63、 一直流到交流的转换器电路，包括 一输入电压源；选择性地连接到所述电压源的多个开关；一变压器，具有一次侧及二次侧，所述一次侧以一种交替方式通 过所述多个开关被选择性地连接到所述电压源； 一负载，连接到所述变压器的二次侧；及一反馈控制环电路，接收一反馈信号，该反馈信号指示提供给所 述负载的功率，而且该反馈控制环电路被调整以控制所述多个开关中 至少一个开关的导通状态，以使所述多个开关具有多个导通状态，由 所述反馈信号确定的所述多个导通状态包括第一状态和第二状态，在 第一状态中，所述多个开关将一功率量传递给所述负载，在第二状态中，所述多个开关将一预定的最小功率量传送给该负载。
64、 如权利要求63所述的转换器电路，所述反馈控制环电路包 括一误差信号放大器，该误差信号放大器将所述反馈信号与一预定的 第一基准信号进行比较，并产生一指示所述反馈信号与所述预定的第 一基准信号之间的差值的误差信号； 一开关，与所述误差信号放大器 连接并且具有一第一导通状态和一第二导通状态，在第一导通状态 中，所述开关的输出包括一指示所述多个开关的第一状态的直流信 号，在第二导通状态中，所述开关的输出包括一指示所述多个开关的 第二状态的直流信号。
65、 如权利要求64所述的转换器电路，还包括保护电路，该保 护电路包括一 电流检测比较器，所述电流检测比较器将所述反馈信号 与一第二基准信号进行比较；其中如果所述反馈信号与所述第二基准 信号的比较值在一预定范围内，那么所述电流检测比较器产生一第一 控制信号来控制所述开关的导通状态与所述第一导通状态相应；而如 果所述反馈信号与所述第二基准信号的比较值在一预定范围之外时， 那么所述电流检测比较器产生一第二控制信号来控制所述幵关的导 通状态与所述第二导通状态相应。
66、 如权利要求65所述的转换器电路，所述保护电路还包括一 过压保护电路，该过压保护电路包括一电压比较器，它将一预定的电 压基准与指示负载电压状况的电压信号进行比较并产生一电压控制 信号。
67、 如权利要求66所述的转换器电路，其中所述电压基准代表 在所述变压器的二次侧处的最大电压。
68、 如权利要求63所述的转换器电路,还包括连接在所述负载与 所述变压器的二次侧之间的一检测电阻器，所述检测电阻器产生所 述反馈信号。
69、 如权利要求64所述的转换器电路，其中所述第一基准信号 代表想要的负载状况。
70、 如权利要求65所述的转换器电路，其中所述第二基准信号 代表所述开关和/或所述负载允许的最小或最大电流。
71、 一种用于将一直流电压源转换成一给负载供电的交流电压源 的转换器电路，包括选择性地连接于所述直流电压源的多个开关；一反馈控制环电路，接收指示提供给所述负载的功率的一反馈信 号，并被调整以控制所述多个开关中至少一个开关的导通状态，以便 在所述反馈信号大于一预定阈值时，所述多个开关具有一导通状态， 在由所述反馈信号确定的该导通状态中，所述多个开关将一功率量 传送给负载。
72、 如权利要求71所述的转换器电路，其中所述多个开关的导 通状态还包括另一状态，在所述另一状态中所述多个开关被控制以 将一预定最小功率传送给所述负载。
73、 如权利要求72所述的转换器电路，其中，如果所述反馈信号 在所述预定阈值之下时，产生所述另一状态。
全文摘要
本发明提供一种冷阴极荧光灯(CCFL)电源转换电路，其使用一高效零电压切换技术，该技术消除了有关功率MOSFET的切换损耗，通过考虑在谐振槽电路中的寄生电容而将一最佳扫频技术应用于CCFL点火中。另外，该电路为自学习型并可适用于决定用于具有给定负载的电路的最佳工作频率。本发明也提供了一过电压保护电路以确保电路元件在开灯状态下受到保护。
文档编号H02M7/537GK101111111SQ20071000047
公开日2008年1月23日 申请日期2001年2月2日 优先权日2001年2月2日
发明者林永霖 申请人:英属开曼群岛凹凸微系国际有限公司