转换器电路的制作方法

专利名称：转换器电路的制作方法
转换器电路相关申请的交叉引用本申请要求于2007年2月15日提交的题为"ONE NTC THERMAL COMPENSATION AND POWER STATE INDICATOR IMPLEMENTATION FOR直流-直流CONVERTER"的序列号为60/890,061的美国临时申请的利益和优先权，其全部公开内容作为引用结合于此。
技术背景本发明涉及直流-直流转换器，且特别地，涉及具有改进的特征的直流-直流转换器，该改进的特征包括在多相位转换器应用中改进的瞬变响应，对 表明负载情况的功率状态指示信号的改进的响应，对相位输出电感的固有直 流电阻的热补偿，及提供改进的转换器输出电流信息。在运行多相位降压转换器中，当之前被关闭的相位被开启时，如果低边 开关在高边开关之前被导通，则会引起在电流共享回路中的扰动，该扰动导 致了较差的瞬变响应并且还会使已处于运行相位中的电感饱和。本发明的目 的是当开启一个相位时，减小所述扰动并改善多相位转换器的瞬变响应。本发明进一步的目的是使用PSI (功率状态指示)信号，该信号由通过 转换器供电的CPU来提供。通常地，使用多相位转换器来给微处理器CPU 芯片供电。CPU制造商提供PSI指示信号以表明负载要求。在轻负载情况期 间，PSI可以被用于关闭相位以减小相关的转换损耗。在重负载期间，该信 号可以被用于增加相位。增加或移除相位导致回路带宽的改变和较差的瞬变 响应。本发明的目的是使用PSI信号来克服在负载变化与转换器回路带宽变 化之间的相互作用，并改善转换器对PSI信号的瞬变响应。对电力的使用经历了极速的增长，尤其在近年的数据中心中。服务器群和数据中心要求服务器具有更高的效率。绿色能源要求还推动该产业以追求 更有效的能量转换。实际上，服务器处理器在空闲状态、约为满负载的20%或运行状态中都 起作用。切相可以充分地减小转换损耗，并改善空闲状态的效率，如图1A 和1B中所示。当不需要某些相位时，通过在多相位调节器中漏去该相位， 使得切相操作的效率得到改善。这由来自处理器和系统中其它装置的指令来 确定。通过微处理器CPU或电压调节器自身在最有效点上操作该调节器而 产生实际算法。该操作可以称为"按需供电"操作。新一代微处理器提供功 率状态指示(PSI)信号以使电压调节器能够最大化其转换效率。当PSI有 效时，CPU会进入低或空闲功率运行状态。切相可以减小功率转换损耗，但电压回路也动态地变化。转换器传递函 数的LC双极根据出现在回路中的相位数而移动。平均电流共享被广泛地用 于平衡电压模式调节器中的每个相位的电流。因为剩余相位需要获得之前由 切相所承载的电流，因此， 一旦出现在回路中的相位数变化，即使在负载中 的相位数没有变化，也会出现电流回路扰动。另外，PSI信号通常伴随着负载变化。在这些瞬变事件附近控制相位数 量的动态变化是重要的。当负载增加时，需要更多相位，且优选为具有相应 更低的输出阻抗和更高的回路带宽。然而，控制被增加到调节器的每个相位 的电感电流是重要的。在PSI有效期间，每个无效相位的电感电流均为零。 当在没有电感电流的情况下，重新加入之前被禁止的相位时，通过激活同步 金属氧化层半导体场效应晶体管(MOSFET)，调制器会做出响应。这导致 了被添加的相位吸入电流，这对剩余相位施加了额外的负载，且甚至可能会 使电感饱和。这种情况还在现有相位与新增加的相位之间引起了更大的电流 差，这会花费更长的时间来达到平衡点。另外，现代处理器可以迅速地在休眠状态与满负载操作之间转换，这对电压调节器(VR)提出了严格的要求以稳定该电压调节器的输出电压。此 外，这种负载瞬变可以以高重复速率出现。如前所述，当PSI无效时，如果 同步场效应晶体管(FET)在控制该场效应晶体管之前被导通，则出现电流 扰动，且如果出现高重复性瞬变且重复频率高于电流共享回路带宽，那么对 于每个相位，转换器可能会经受比正常电流偏移范围更大的电流偏移。可能 会出现过输出电压脉动或电感饱和。过电压变化会导致微处理器故障、重置、 锁闭或停止运转。因此，切相的实施不牺牲瞬变性能所需的低输出阻抗是非 常重要的。本发明的另一个目的是改进广泛使用的相位输出电感直流电阻(DCR) 感测技术。DCR感测技术依赖于固有电感直接电流电阻以提供无损的电流 感测。通过该方法，不必将电阻与输出电感串联设置，从而避免了由具有一 系列输出电阻所引起的损耗。无损DCR电流感测技术的缺点是由于DCR随 温度变化，因此所测量的电流信息存在温度依赖性。过去，在功率转换器中， 在转换器电路中引入几个负温度系数(NTC)的组件，且甚至使该具有负温 度系数的组件与具有正温度系数(PTC)的其它组件相结合以获得正确的电 流信息，并且还提供过电流保护。本发明的目的是提供一种技术，该技术仅 使用信号NTC组件来提供正确的电流信息。本发明进一步的目的是提供具有可编程的斜率的电流监测输出(IMON) 以参考远端开尔文接地(Kelvin ground)来提供精确的转换器电流信息。发明内容本发明的第一方面是解决相位开启扰动，如果低边开关被首先导通，则 该相位开启扰动将会发生，这意味着被开启的相位将吸入电流并在已运行的 相位上施加更多的负载。这在电流共享回路中导致了较大的扰动，且还会引 起已处于运行相位的电感的饱和。为了解决这个问题，本发明确保高边开关总是在低边开关之前导通，从而最小化在这些相位中的动态电流共享上的影 响并改善了转换器的瞬变响应。根据再进一步的方面，本发明利用从CPU输出的功率状态指示(PSI)， 以便在接收到要求切掉相位的PSI信号后，以预置延迟切掉该相位。这种布置允许较高的带宽来响应负载变化并允许较小的输出电压变化。根据本发明的再一方面，为了补偿由温度造成的指示器DCR变化，参 考了转换器电压参考的未补偿的电流信息被提供给校正电路，并通过差分放 大器来校正指示器DCR温度变化，该差分放大器具有包括NTC热敏电阻的 可编程电阻网络。由此产生的输出校正了在电感DCR中的温度变化，并参 考了转换器参考电压，该转换器参考电压设定了转换器输出电压。而且，根据另一方面，本发明还包括提供输出，该输出是转换器电流信 息的电压表示。该包括在被补偿的电流信息中的电流信息被从转换器参考中 减去，并与偏置电压求和，且由此产生的输出被远端感应(开尔文)接地参 考。该输出是转换器电流信息的电压表示，该输出的斜率可以用连接到上述 差分放大器的电阻网络来编程。根据随后的详细说明，本发明其它的特点和优点会变得显而易见。


通过参考附图，现在本发明将在以下的详细描述中被更加详细地描述， 其中-图1A示出了多相位转换器的框图，该多相位转换器具有PSI输入，该PSI输入用于命令转换器执行切相或相位增加；图1B是相对于不同数量相位的电流的转换器效率图；图l和图2示出了多相位转换器，特别地，图l示出了多相位转换器的控制器，且图2示出了两相转换器，该两相转换器被图1的控制电路所控制。图3示出了图1的控制电路的简化框图； 图4示出了图1的控制电路的详细框图；图5示出了图2的相位IC (集成电路)中的一个的详细框图；图5A示出了根据本发明的PSI信号与关闭延迟以及高边导通初期的关系；图6示出了根据本发明的用于为电感DCR提供热补偿的电路如何改善 输出电流波形；图7显示了波形，该波形示出了当响应于PSI信号执行关闭延迟时，改 进的转换器的响应；图8示出了波形，该波形示出了高边开关首先被导通，且改进了转换器 的响应；图8A-8G示出了转换器的各种波形；图9示出了用于提供电流监测信号的电流监测电路；以及 图IO示出了用于补偿电感DCR的热补偿电路。
具体实施方式
参考图1和图2，这些附图示出了两相的多相位转换器。图l示出了控 制电路，该控制电路包括控制IC 10，且图2示出了输出转换器电路，该输 出转换器电路包括相位IC100。由于有两个相位IC100，因此显示了两相的 多相位转换器。可以通过使用额外的相位IC 100并以并联或菊花链布置来将 输出连接在一起且将不同的输入连接在一起以提供额外的相位，所述并联如 所示的部分连接，如本领域技术人员公知的，所述菊花链布置用于来自控制 IC的相位信号，且尤其如已知的，与多相位转换器集成电路的国际整流器X 相位线路相连接。转到图1，该图示出了控制集成电路100。该控制集成电路示例性地接收12伏电压并产生低边驱动电压VCCL和地GND。另夕卜，控制IC接收VID 输入，该控制IC从CPU接收VIDO到VID7，且该VID0到VID7是确定转 换器输出电压的数字信号。如将参考图4更详细说明的，这些数字信号被数模转换器转换为称作VDAC的模拟信号，该模拟信号表示期望的转换器输出 电压。该参考VDAC被作为输出提供给图2所示的相位IC (称为在相位IC的 DACIN)。另外，控制IC 10提供输出PHSOUT，该输出PHSOUT提供用于控制 图2中的相位IC的时序信号。信号PHSOUT被馈送到图2的线路PHSIN中。 第一相位IC 100的输出PHSOUT随后被提供给菊花链方式中的第二相位IC 100的输入PHSIN。如果提供了更多相位IC，则第二相位IC 100的PHSOUT 就会被提供到随后的相位集成电路等的PHSIN端。图2所示的最后的相位 IC 100的输出PHSOUT被馈送到图1中的控制IC 10的PHSIN输入。另外，图1中有时钟输出CLKOUT，该时钟输出CLKOUT向全部相位 集成电路100提供时钟信号。时钟输出所处于的频率等于单个转换器相位转 换频率乘以相位数量。因此，在所示的两相转换器中，CLKOUT=2X PHSOUT 。误差放大器输出EAOUT驱动图2中的相位集成电路100，且特别地， 该误差放大器输出EAOUT向相位IC的脉宽调制器提供信息以控制输出转 换脉宽调制器，该EAOUT被提供给图2中的相位集成电路100的EAIN输 入。提供VOUTSEN+和VOUTSEN-以感测在寄生和分布阻抗之后的负载的 远端输出电压。另外，提供使能端。当该使能端的输入为高时，控制集成电路被激活。 当该使能端为低时，控制集成电路处于故障模式。输入VRHOT被提供以用 于温度监视。如图1所示，包括热敏电阻的电阻分压器VRHOTSET1感测电压调节器温度，该电压调节器温度被连接到VRHOT引脚的VRHOT比较器 (图4)使用以便在温度超过阈值时关闭该调节器。VO是远端感应放大器输出，且在穿过RC网络后表示误差放大器的输 出EAOUT。引脚Vdrp是緩冲的、按比例縮放的且热补偿的电流信号。端VN表示 用于DCR热补偿网络的节点。VDAC_BUFF是缓冲的VDAC电压或转换器的 参考电压。VSETPT表示误差放大器同相输入。所述转换器输出电压可以从具有连 接在VDAC引脚和VSETPT引脚之间的外部电阻的VDAC电压而被减小。如上 所述，Vdac是被VID输入编程的调节器电压参考。外部RC网络连接到逻 辑地以编程动态VID回转速率并为内部缓冲放大器提供补偿。引脚SS/DEL 提供转换器启动和过流保护延迟时序。这还在软启动期间被用于补偿恒定的 输出电流回路。ROSC/OVP编程振荡器频率。振荡器频率等于每个相位的转换频率。 ROSC/OVP还用于过压保护。端IIN是来自相位集成电路的平均电流输入。该引脚还用于将过压状态 传输到相位集成电路。弓l脚VCCLDRV是VCCL调节器误差放大器的输出， 该输出用以控制外部调节器晶体管Ql。该引脚通过电阻RVCCLDKV感测总电 源。引脚VRRDY是集电极开路输出，该输出在启动期间及处于任何外部故 障情况下，驱动为低。引脚IMON是在IOUT的电压，该IOUT与负载电流 成比例。图2示出了多相位转换器输出电路。如图所示，该电路包括两相降压转 换器。每一个相位均包括低边或同步晶体管开关U10和高边或控制晶体管开 关Ull，输出电感L1和输出电容COUT。可以使用单个输出电容COUT。在每一情况下，电感电流感测RC网络均包括提供在电感两端的电阻Rcs和 电容Ccs。如公知的，电容Ccs两端的电压与电感电流成比例。该电压被提 供给电流感测放大器CSIN+和CSIN-输入端。每一个相位IC均包括端IOUT，该端IOUT被连接在一起，且当该IOUT 被连接在一起时表示相位IC的电流感测放大器的输出。当该IOUT被连接 在一起时，IOUT引脚生成共享总线，该共享总线提供由全部相位提供的平 均电流的指示。该信号被图1中的控制IC使用以用于电压定位和过流保护。 当在该IOUT引脚上的电压升到高于阈值时，启动过压保护OVP模式。从由转换器供电的CPU提供PSI。当PSI为低时，CPU处于低功率状 态，这表示相位将被切掉。DACIN表示来自控制IC的VDAC的参考电压。该引脚DACIN上的电压 参考了电流感测信号和脉冲宽度调制(PWM)斜坡。LGND表示逻辑地。PHSIN是如上所述的相位时钟输入。PHSOUT是 同样如上所述的对下一个相位IC的相位时钟输出(或者对于最后的相位IC， 该PHSOUT是对控制IC 10的PHSIN的输出)。CLKIN是时钟输入。PGND 是低边驱动器的返回且是高边门非重叠比较器的参考。低边门(GATE L) 是低边驱动器输出和到高边门(GATEH)非重叠比较器的输入。如上所述， VCCL是低边驱动器的电源。内部自举同步聚合物薄膜场效应晶体管(PFET) 从该VCCL引脚连接到BOOST引脚。BOOST引脚是由内部自举电源提供 的高边驱动器的电源。内部自举同步PFET 315连接在该BOOST弓l脚与 VCCL引脚之间(见图5)。GATE H是高边驱动器输出和到GATE L非重叠比较器的输入。端SW 是高边驱动器的返回，即该端SW是转换节点和GATEL非重叠比较器的参 考。GATE L和GATE H非重叠电路确保了在开关U10与Ull之间的死区时 间。VCC是内部电路的电源。CSIN+和CSIN-是电流感测放大器的输入， CSIN+是同相输入，CSIN-是反相输入。CSIN+输入还是调试(debug)比较 器的输入，且CSIN-输入是同步整流禁止比较器的输入(图5)。EAIN是来自图1中的控制集成电路的误差放大器的PWM比较器(图5) 输入。如果在该EAIN引脚上的电压小于DACIN，则启动主体断开模式。如公知的，在多相位转换器中，每一个相位均在由控制集成电路10确 定的时间向负载提供输出电流。通常地，相位被排序，以使得当一个相位关 闭时，下一个相位开启。在图2中的多相位转换器中，该多相位转换器是两 相转换器，这两个相位在相位上相差180° 。这两个相位中的每一个均作为 降压转换器而运行，以便当U11开启时，电感L1从电源电压充电并向负载 供电，且对输出电容充电。当U11关闭时，U10在死区时间被开启，以使得 在开启时间上没有重叠，从而允许电感电流继续流向接地，并允许电感向负 载提供能量。当U10被关闭时，Ull重新导通，从而为电感提供充电电流且 该过程继续，如本领域技术人员所公知的。图3表示图1中的控制集成电路10简化的框图。具体地，图3示出了 控制集成电路10包括误差放大器20。该误差放大器接收反馈信号FB,该反 馈信号FB从输出电压VO获得，该输出电压VO由远端感应放大器30的输 出端提供。远端感应放大器30接收如图2所示的来自负载的输入VOSEN+ 和VOSEN-。信号FB表示经过电阻RFw后的反馈信号FB。该反馈信号FB 代表转换器的输出电压。在误差放大器20中，在FB的输出电压与电压VDAC相比较。VDAC是与期望的转换器输出电压相对应的模拟值，该期望的转换器输出电压由VID端设定，见图1。 VID端信号由图4所示的数模转换器50转换为电压VDAc，且在经过缓冲放大器60后，产生了VDAc信号。在误差放大器20中，将Vdac信号，也就是由参考VDAC 2调整后的期 望的转换器输出电压与反馈信号FB相比较，且产生误差信号。该误差信号是EAOUT。该信号在端EAIN被传递到每一个相位IC 100，并在PWM比 较器70 (见图5)中与由PWM斜坡发生器80产生的斜坡信号RMPOUT相 比较。以这种方式，产生了PWM信号以驱动输出开关U10和U11，从而获 得期望的输出电压。当斜坡信号RMPOUT超过误差放大器信号EAIN时， PWM比较器发出脉冲。当EAIN超过RMPOUT时，该脉冲终止，由此设定 脉冲宽度或占空比。控制集成电路还包括热补偿放大器200 (图3)。热补偿放大器200从 VDAc缓冲器205接收输出，该输出代表通过电阻R4的电压VDAC。将该输出 连接到放大器200的同相输入端。同样由电阻R3提供给同相输入端的是电 流IIN，该电流IIN表示从相位IC输入的平均电流。将包括电阻RTCMP1 、RTCMP3 和负温度系数热敏电阻NTC1的热补偿网络耦合到放大器200的输出。这产 生了电压VDRP。因此，未补偿的电流信息IIN通过电阻R3和R4被VoAc参 考，并通过差分放大器200对电感DCR温度改变进行校正。包括Rtcmw、 RTCMP3和热敏电阻NTC1的外部电阻网络提供可编程的网络。所引起的输出 VDRP是电流信息，该输出VDRP针对电感DCR中的温度改变被校正，并使电压VDAC参考该输出Vdrp。电阻RTCMP2用于使电压VoRp作为电压VDAC的参考。图4示出了控制集成电路的细节。仅详细描述与本发明有关的那些部分。 如前所述，VID输入VID0-VID7确定转换器输出电压。VID输入被馈 送到VID输入比较器部件210，该VID输入比较器部件210的输出被馈送 到数模转换器50，该数模转换器50在缓冲放大器60中缓冲后提供Vdac信 号。如前所述，远端感应放大器30接收信号VOSEN+和VOSEN-，并产生 用于反馈的电压VO。误差放大器20也被详细示出，该误差放大器20包括 输入FB和用于设定点VSETPT的输入。IC 10还包括时钟电路230，该时钟电路230产生时钟信号CLKOUT和 相位输出信号PHSOUT以用于驱动第一相位IC 100以及从最后的相位IC 100接收的相位输入PHSIN。图4还示出了热补偿放大器200、 Vdac緩冲器205和电流放大器220。图5示出了控制IC 100的细节。控制IC 100包括PWM比较器70，该 PWM比较器70用于产生PWM信号，该PWM信号被馈送到PWM锁存器 75，该PWM锁存器75由来自控制IC的时钟信号CLKIN计时。PWM锁存 器的输入也是来自控制IC的信号PHSIN。来自PWM比较器的PWM信号 重置锁存器75，该锁存器75计时PHSIN信号穿过输出驱动器级的时间，该 输出驱动器级包括GATE H和GATE L非重叠锁存器和比较器以确保在高边 和低边开关Ull和UIO的导通时间之间存在死区时间。开关Ull被门驱动 器310驱动。开关UIO被门驱动器320驱动。高边门驱动器310被升压电压 BOOST供电，该升压电压在图2所示的CssT电容处产生，该Cbst屯容由 VCCL通过自举二极管仿真开关315而被充电。相位集成电路IOO从微处理器负载接收PSI信号(功率状态指示信号)， 在此将更详细的说明该相位集成电路100的功能。另外，集成电路100接收输入CSIN+和CSIN-，该CSIN+和CSIN-被提 供给电流感测放大器350。电流感测放大器的输出表示该相位的被感测的电 感电流。被感测的电感电流被添加到电压DACIN，该电压DACIN表示在求 和级360中期望的输出电压，该求和级360的输出被提供给共享调节放大器 370。共享调节放大器370通过求和级380提供输出给PWM斜坡发生器以 修正产生的斜坡电压，以便确保所述相位提供的电流与多相位转换器中的其 它相位的电流相等。位于共享调节放大器370输入端两端的电阻Rcs的两端 所产生的电压表示由全部相位所提供的平均电流。如前所述，为了避免当相位开启或关闭时，在电流共享回路中的扰动和18运行相位的输出电感的饱和，本发明提供了一种控制方法，以便在PSI信号 被执行时，当PSI信号要求切掉相位或增加相位时，确保恰当地进入和脱离切相模式。在轻负载条件下，多相位转换器从CPU接收PSI有效信号或者自身产 生PSI链接信号。所述控制器可以初始化在调节器中存在的相位数量的变化。根据本发明，优选为在减小相位数量之前，存在至少两倍于瞬变阶段变化响 应时间的嵌入延迟。该延迟会避免在相位数量变化、相关的瞬变和可能的负 载瞬变事件之间的任何相互作用。这种布置允许回路以较低的输出阻抗响应高速重复性的瞬变，因为如果PSI触发持续时间小于延迟时间，则PSI有效信号就会被该延迟屏蔽，且全部相位被激活以响应负载变化。当PSI信号有效时，被禁止的相位在延迟后与电流共享总线断开连接。否则，当该被禁止的相位重新启动时，该被禁止的相位会发出比所需脉冲宽 度更大的脉冲，因为电流共享回路促使该被禁止的相位提供比所需电流更大的电流，这会在PSI信号无效时导致过度的过冲。另外，电压回路补偿需要 变化以补偿LC双极移动。无论何时，只要电压调节器从CPU接收到PSI无效信号，即负载增大或调节器感测到更大的负载情况，则相位增加控制算法产生全部被禁止的相位，但仅允许高边控制开关首先导通。因此，图2的高边开关Ull首先导通， 且同步或低边开关U10保持关闭，直至成对的控制开关Ull在PSI无效后 已经过了一个导通周期。所述方法避免了当脱离切相模式并在调节器上施加过多负载时对电流 的吸入。而且，当出现负载增加时，这提升了输出电压以弥补电压骤降，且 由此导致了更小的下冲。图5A示出了控制算法的时序图。如图5A所示，当PSI信号有效时，该PSI信号为低。这意味着应运行比全部相位更少的相位。如图5A所示，在PSI信号变低且有效之后，存在 延迟Td，该延迟Td等于瞬变阶段变化1/fv、Bw的两倍。在图5A中示出了 相应的高边和低边门信号。在PSI有效后的周期Td中持续提供该门信号。 由此，当相位被切掉时，这提供了较小的输出电压变化，且提供了高带宽以 响应负载变化。还如图5A所示，当PSI信号无效时，需要全部相位再次运行，高边开 关在低边开关(见GATEL)之前被导通(见GATEH)。这避免了当调节器 脱离切相模式时，电流的过度吸入。在图5中示出了用于实现延迟的电路，并实施在相位IC100中。PSI信 号被相位IC接收并提供给PSI比较器500。在所示的实施中，当PSI为低时， 该PSI信号请求低功率切相状态。PSI比较器500将PSI信号与参考电压相 比较。将比较器500的输出提供给"与"(AND)逻辑电路510，该AND逻 辑电路510的其它输入被从同步整流禁止比较器520中提供。比较器520的 功能是如果电流反向流入电感Ll，则禁止同步整流，即开关UIO。比较器 520从电流感测输入端CSIN-接收输入，该电流感测输入端CSIN-连接到转 换器输出。当允许进行同步整流时(CSIN-高于由参考521设定的阈值)，由 于反相器530， AND电路510的另一输入将为高。因此，当PSI有效时，即 为低时，且需要切相时，比较器500的输出将为高，从而导致AND电路510 的输出为高。当AND电路510的输出为高时，将设置锁存器540而导致锁 存器540的反相逻辑(NQ)输出变低。这导致了与非(NAND)电路550 的输出为高，从而促使AND电路560驱动用于开关U10的低边驱动器，且 促使AND电路570驱动用于开关Ull的高边驱动器。这在一定时间周期中 维持了高边和低边驱动器的导通。在AND电路510的输出为高的同时，启 动另一个锁存器545。该锁存器由来自控制IC10的信号PHSIN计时，该锁 存器对通过其Q输出的脉冲进行计时，从而重置锁存器540。门550的输出随后变低，从而使门电路560和570被禁止。因此，自PSI信号有效(PSI 为低)的延迟Td被执行，从而允许两个开关U11和U10在PSI信号有效后 的延迟时间Td中被操作。这实现了图5A所示的期望的延迟。优选地，所 述延迟为Td>2/fVRBW，即延迟Td大于瞬变阶段变化响应时间的两倍。因此，自PSI有效的延迟(Td)由逻辑锁存器545提供。当PSI有效为 低时，AND门510的输出为高，这设置了锁存器540。锁存器540的NQ输 出将为低，直至在PHIN (锁存器545的CLK)的8个转换周期计数后，锁 存器545的输出有效为高时，由此重置锁存器540导致了锁存器540的NQ 输出为高。当锁存器540的NQ为高且PSI仍有效为低时，门550的输出将 为低，从而通过与门560和570关闭了高边和低边开关。图5中的锁存器620确保高边开关首先导通。当PSI的高(PSI变高) 为无效时，与门510的输出为低，从而促使与非门550的输出为高。图5中 的锁存器620的输出现在为低，因为其在PSI有效期间被重置。因此，锁存 器620的Q输出为低，从而通过逻辑门610和560禁止低边门驱动器，直至 锁存器620将高电平信号从锁存器75接收到CLK输入端。锁存器75通过 门570激活高边开关，由此确保在PSI无效后，高边开关在低边开关之前被 激活。因此，当相位要被切掉时，执行了延迟，且当相位被重新开启时，确保 了高边开关首先导通。优选地，延迟低边开关的导通，直至高边控制开关在 PSI无效后经过了一个导通周期，如图5A所示。图7示出了使用所述的PSI实施电路的转换器电路的仿真波形。示出了 PSI信号。其它波形是出现在输出开关UlO与Ull之间的转换节点SWN的 电压、在电路550的输出的延迟信号DPSI、误差放大器输出EAOUT、在 PWM比较器70的输入的斜坡信号RMPOUT、电感电流信号IL和转换器输 出电压VOUT。如所见的，被关闭的相位在PSI信号有效后的延迟时间继续转换。显示了具有和没有延迟的VOUT信号。无延迟的波形是显示出明显下 冲的波形。有延迟的波形具有显著改善的响应，没有表现出下冲，该下冲出 现在来自没有执行所述延迟的转换器的电压波形中。图8示出了仿真波形，该仿真波形显示了被重新开启的相位的高边开关 在低边开关之前导通。所示的信号包括时钟、信号PSI、转换节点信号SWN、 电感电流IL和输出VOUT。图8示出了负载级增加及切相模式的终止。在 负载逐步增加之前发出PSI无效。所显示的被禁止的相位以控制场效应晶体 管开关首先导通而被激活，以避免在PSI信号无效后吸入电流。图8A和图8B示出了在被禁止的相位与电流共享总线断开连接与改变 所述补偿之间的比较的仿真。图8A示出了在剩余相位中的电感电流将与被 禁止的相位被重新加入到转换器输出时的电流相差很远，因为慢电流共享回 路的积分部分，尽管当被禁止的相位与共享总线断开连接时，该慢电流共享 回路的积分部分仍会在相同水平，如图8B所示。伴随着在切相时最外侧的 电压回路补偿的改变，基本可以减小电压变化，如图8B所示。图8C到图8G示出了实验结果。图8C示出了在PSI无效后负载逐步增 大期间，PSI信号和输出电压VOUT及负载电流。图8D示出了在PSI有效 后在负载逐步减小期间的切相。在图8C中，在PSI无效后的负载逐步增加 期间，相位被激活。控制开关首先导通，当负载逐步增大时，微小的输出电 压增加消除了电压骤降，且因此减小了下冲。在图8D中，当负载释放瞬变 刚好在PSI有效之前发生时，在固定延迟后，转换器切相以避免在这两个事 件之间的相互作用。图8E示出了在PSI信号无效后，控制开关总是首先被激活以避免来自 其它相位的吸入电流。这避免了可能的电感饱和或过流反应。当负载重复性瞬变速率超过一定的频率阈值时，对于该设计所述一定的 频率阈值为带宽的三分之一，则切相被禁止。这确保了低输出阻抗以对负载变化更快地响应。由于电压调节器的输出阻抗被很好的控制在该电压调节器 的负载直至带宽，因此，这种布置可以确保在任何高重复性瞬变期间的被良好管理的动态行为。这分别在图8F和图8G中示出的负载逐步增大和负载逐 步减小中被说明。所述的切相控制技术由仿真和实验结果所验证。它具有以下的优点该 技术允许区分与瞬变及导致瞬变的负载变化有关的切相；该技术避免了当负 载逐步增大及调节器逐步脱离切相模式时，施加过电流到转换器中并减小了 下冲；且提供了低输出阻抗以响应高重复性瞬变事件。图IO示出了用于补偿输出电感直流电阻随温度变化的电路。 未补偿的电流信息IIN表示来自各个转换器相位的平均电流，该未补偿 的电流信息IIN被参考到Vdac并出現在IIN中。包括RTCMP1的外部电阻网 络、具有负温度系数的热敏电阻NTC1以及电阻Rtcmp2和RTCMP3为提供输出 vdrp的放大器200提供补偿的参考。瑜出Vdrp表示緩冲的、按比例调整的 和热补偿的平均电流信号。该信号vdrp经外部RC网络被馈送到控制IC的 反馈端FB，以编程转换器输出阻抗。该网络在图1中示出，且该网络包括 组件RDRP、 RCP、 CCP、 CCP1、 CFB、 RFB和Rfbj。DRP由以下等式给出
<formula>formula see original document page 23</formula>
在该等式中，RTCMP1、 rtcmp3和rtcmp2是外部电阻网络中的外部电阻值，IPH是相位电流，DCR是电感直流电阻，GCSA是电流感测放大器的增益， 且RCT)是热敏电阻。图6示出了电路的操作。在上部的波形中，显示了从25到120'C范围内 的不同温度的负载电流IOUT。下部的波形示出了热补偿，对相同温度的 IOUT的追踪显著的好。图9示出了根据本发明的电流监测装置。热补偿的VDRP信号经电阻R5 和R7被馈送到放大器275。由电阻R6从偏置参考源VOFFSET提供偏置。 电阻R8将DAC缓冲信号提供给放大器275的反相输入端。反馈由电阻R9 提供。在放大器同相输入与接地之间提供平滑电容C1。根据该电路，包括在VDRP中的电流信息被放大器275从Vdac参考中減 去，并与来自偏置参考电压的偏置求和。所产生的输出IMON被参考到远端 感应接地VOSEN-。在IMON与VOSEN-之间得到的输出是转换器电流信息 的电压表示。IMON的斜率可以用外部电阻网络来编程，该外部电阻网络包 括在Vdrp差分放大器200的装置中。信号IMON由以下等式给出-IMON=(VDRP-DAC-BUFF)+ (0.05+VOSEN-)电流监测输出IMON具有可编程的斜率，并提供参考到远端开尔文接地 VOSEN-的精确的转换器电流信息。尽管通过其中的特定的实施方式对本发明进行了说明，但对于本领域技 术人员来说，很明显可以有许多其它变化、修改及其它用途。因此本发明不 应由在此的特定公开内容来限定，而仅由所附的权利要求的内容来限定。
权利要求
1、一种多相位转换器，该多相位转换器包括多个转换器电路，每一个转换器电路都具有串联连接的高边开关和低边开关，该高边开关和低边开关连接在电压总线两端，该电压总线具有提供在该高边开关和低边开关之间的公共节点，每一个所述公共节点都通过各自的电感连接到所述转换器的输出节点，该转换器被耦合到负载，所述高边开关和低边开关中的每一个都由控制电路控制以在所述输出节点提供期望的输出电压，所述控制电路包括第一电路，该第一电路用于禁止和激活至少一个相位以响应所述负载情况，当被禁止的相位被激活时，该第一电路促使所述高边开关在所述低边开关之前导通。
2、 根据权利要求1所述的多相位转换器，其中所述控制电路接收表示 负载情况的功率状态指示信号，该功率状态指示信号具有两个状态，即指示 所述控制电路以使用全部相位来运行所述转换器的第一状态，以及指示所述 转换器切掉至少一个相位的第二状态，当所述功率状态指示信号从所述第二 状态变化到要求运行全部相位的所述第一状态时，所述第一电路促使所述高 边开关在所述低边开关之前导通。
3、 根据权利要求1所述的多相位转换器，其中所述第一电路包括用于 接收所述功率状态指示信号以及用于禁止低边驱动器在规定的时间周期中 驱动所述低边开关的电路。
4、 根据权利要求3所述的多相位转换器，其中所述第一电路包括用于 在所述高边开关的至少一个导通脉冲持续时间里延迟所述低边开关的导通 的电路。
5、 根据权利要求2所述的多相位转换器，其中所述第一电路还包括延 迟电路，该延迟电路用于当所述功率状态指示信号从所述第一状态移动到所 述第二状态时，延迟关闭所述低边开关和高边开关。
6、 一种多相位转换器，该多相位转换器包括多个转换器电路，每一个 转换器电路都具有串联连接的高边开关和低边开关，该高边开关和低边开关 连接在电压总线两端，该电压总线具有提供在该高边开关和低边开关之间的 公共节点，每一个所述公共节点都通过各自的电感连接到所述转换器的输出 节点，该转换器被耦合到负载，所述高边开关和低边开关中的每一个都由控 制电路控制以在所述输出节点提供期望的输出电压，所述控制电路接收功率 状态指示信号，该功率状态指示信号具有两个状态，即指示所述控制器以使 用全部相位运行所述转换器的第一状态，以及指示所述转换器切掉至少一个 相位的第二状态，所述控制电路包括第一电路，该第一电路包括延迟电路， 该延迟电路用于当所述功率状态指示信号从所述第一状态移动到所述第二 状态时，延迟关闭所述低边开关和高边开关。
7、 根据权利要求6所述的多相位转换器，其中所述第一电路包括比 较器，该比较器用于感测所述功率状态指示信号并且具有耦合到锁存器的输 出，该锁存器用于将所述高边开关和低边开关的驱动器维持在激活条件下； 以及延迟电路，该延迟电路用于在预置的时间周期后关闭所述锁存器，从而 在所述预置的时间周期后关闭所述高边开关和低边开关。
8、 根据权利要求7所述的多相位转换器，其中所述延迟电路执行至少 两倍于所述转换器的瞬变阶段变化响应时间的时间延迟。
9、 一种转换器电路，该转换器电路包括控制电路，该控制电路用于 驱动连接在电源两端的高边开关和低边开关，并且该控制电路具有布置在所 述开关之间的公共节点；输出电感，该输出电感连接在所述公共节点与所述 转换器电路的输出节点之间，该转换器电路被耦合到负载；输出电容，该输 出电容耦合在所述转换器电路的所述输出的两端，所述转换器电路具有感应 电流感测电路，该感应电流感测电路包括连接到所述输出电感的电流感测放 大器以使用所述电感的内部直流电阻来感测所述电感电流，该转换器电路还 包括误差放大器电路，该误差放大器电路从所述转换器电路的输出节点接收 反馈电压并用于产生误差信号，该误差信号表示所述转换器输出电压与参考 电压的偏差，该转换器电路还进一步包括热补偿电路，该热补偿电路用于接 收与所述电感电流成比例的信号，该电感电流对于所述电感直流电阻随温度 的变化未作补偿，并且该热补偿电路用于向所述误差放大器电路提供反馈信 号以校正在所述电感的直流电阻中的温度变化，所述热补偿电路包括连接到 电阻网络的单个负温度系数元件。
10、 根据权利要求9所述的转换器电路，其中所述热补偿电路包括差分 放大器，该差分放大器具有两个输入端和一个输出端，所述差分放大器在一 个输入端接收与所述未补偿的电感电流成比例的信号，并且在第二输入端接 收从所述差分放大器输出并经过所述电阻网络的信号，且其中所述差分放大 器输出端被作为反馈连接到所述误差放大器电路，从而针对所述电感直流电 阻上的温度影响来补偿所述反馈电压。
11、 根据权利要求IO所述的转换器电路，其中所述差分放大器的输出 包括与所述电感电流成比例的电压，该电感电流用于校正所述电感的直流电 阻中的温度变化并被所述转换器的期望的输出电压参考。
12、 根据权利要求10所述的转换器电路，其中所述电阻网络包括串联 连接的具有正温度系数的第一电阻和具有负温度系数的第二电阻，且该电阻 网络还包括具有正温度系数并与所述第一电阻和第二电阻并联的第三电阻， 所述电阻网络耦合在所述差分放大器的所述输出端与 一个输入端之间。
13、 根据权利要求10所述的转换器电路，进一步地，其中设定期望的 转换器电路输出电压的参考电压通过电阻耦合到所述差分放大器的第一输 入端，且该参考电压还通过另一电阻耦合到所述差分放大器的第二输入端。
14、 根据权利要求13所述的转换器电路，其中所述参考电压通过缓冲 器耦合到所述差分放大器。
15、 根据权利要求9所述的转换器电路，该转换器电路还包括远端感测 放大器，该远端感测放大器用于感测所述转换器电路的负载电压，并且该远 端感测放大器具有输出端，该输出端被作为反馈电压耦合到所述误差放大器 电路。
16、 一种转换器电路，该转换器电路包括控制电路，该控制电路用于 驱动连接在电源两端的高边开关和低边开关，且该控制电路具有布置在所述 开关之间的公共节点；输出电感，该输出电感耦合在所述公共节点与耦合到 负载的所述转换器电路的输出节点之间；输出电容，该输出电容连接在所述 转换器电路的输出节点两端，所述转换器电路具有电流感测电路，该电流感 测电路包括电流感测放大器，该电流感测放大器被连接以感测在所述输出电 感中的电流并产生与所述输出电流成比例的第一信号；该转换器电路还包括 用于接收与所述输出电流成比例的所述第一信号并用于产生所述转换器电路的输出电流的电压表示的电路。
17、 根据权利要求16所述的转换器电路，其中产生所述转换器电路的 输出电流的电压表示的所述电路包括放大器，该放大器用于在第一输入端接 收与所述输出电流成比例的所述第一信号，在第二输入端接收设定转换器输 出电压的参考电压，并且该放大器具有输出端，在该输出端上提供有所述输 出电流的所述电压表示。
18、 根据权利要求17所述的转换器电路，当所述放大器运行以构成在 所述第一信号和所述参考电压之间的差值时，该差值与偏置电压求和，并且 所述放大器的输出被所述转换器电路的远端感应接地参考。
19、 根据权利要求17所述的转换器电路，该转换器电路还包括第一 电阻，该第一电阻将所述第一信号耦合到第一节点；第二电阻，该第二电阻 将所述偏置电压耦合到所述第一节点；以及第三电阻，该第三电阻将所述第 一节点耦合到所述放大器第一输入端；该转换器电路还包括电容，该电容耦 合在所述放大器第一输入端与接地之间；且该转换器电路还包括第四电阻， 该第四电阻耦合到所述转换器电路参考电压；以及第五电阻，该第五电阻耦 合到所述放大器的输出端和所述第二输入端。
20、 根据权利要求19所述的转换器电路，进一步地，其中所述电流感 测放大器使用所述电感的内部直流电阻来感测电感电流，且该转换器电路还 包括误差放大器电路，该误差放大器电路从所述转换器电路的输出节点接 收反馈电压并用于产生误差信号，该误差信号表示所述转换器电路输出电压 与参考电压的偏差；该转换器电路还包括热补偿电路，该热补偿电路接收与所述电感电流成比例的信号，该电感电流未对所述电感直流电阻随温度变化 作出补偿，并且该热补偿电路用于将所述第一信号作为反馈信号提供给所述 误差放大器电路，该误差放大器电路对所述电感的直流电阻中的温度变化进 行校正。
21、 根据权利要求20所述的转换器电路，其中所述热补偿电路包括差 分放大器，该差分放大器具有两个输入端和一个输出端，该差分放大器在一 个输入端接收与未补偿的电感电流成比例的信号，且在第二输入端接收从所 述放大器输出并经过所述电阻网络的信号，并且其中所述差分放大器输出端 被作为反馈连接到所述误差放大器电路，从而针对所述电感的直流电阻上的 温度影响来补偿所述反馈电压。
22、 根据权利要求21所述的转换器电路，其中所述电压表示的斜率由 所述电阻网络编程，所述电阻网络包括具有负温度系数的电阻。
全文摘要
一种多相位转换器，该多相位转换器包括多个转换器电路，每一个转换器电路都具有串联连接的高边和低边开关，该高边和低边开关连接在电压总线的两端，该电压总线具有提供在该电压总线之间的公共节点，每一个公共节点都通过各自的电感连接到转换器的输出节点，该转换器被耦合到负载，每一个高边和低边开关都由控制电路控制以在输出节点提供期望的输出电压，该控制电路包括第一电路，该第一电路用于禁止和激活至少一个相位以响应负载情况，当被禁止的相位被激活时，所述电路促使高边开关在低边开关之前导通。
文档编号H02M3/155GK101252312SQ20081008815
公开日2008年8月27日 申请日期2008年2月15日 优先权日2007年2月15日
发明者G·许菜因, M·克劳瑟, W·吴 申请人:国际整流器公司