调节二极管导通占空比的方法和装置的制作方法

专利名称：调节二极管导通占空比的方法和装置的制作方法
技术领域：
本发明通常涉及调节开关模式功率转换器的输出参数的控制电路，尤其是 涉及一种控制电路，其调节作为二极管导通时间与开关周期的比率的占空比。
背景技术：
功率转换器控制电路可被用于多种的目的以及应用。这里要求控制电路的 功能能减少控制电路外围部件数量。外围部件数量的减少能最小化功率转换器 以改进其便携性，减少最终确定功率转换器设计所需要的设计周期数，同时改 进了终端产品的可靠性。另外，减少的部件数量可提供功率转换器的操作中的 能量效率 ，并且能减少功率转换器的成本。该功率转换器部件数目的减少 提供的潜力一方面在于简化或移除先前在功率转换器中实现输出电流调节所需 要的外围电路。在用于AC/DC功率转换的隔离回扫转换器中，输出电流典型i&M^3^接一 传感元件来测量，该传感元件典型地为电阻器，该传感元件被连接以感测在电 源输出端子中流过的电流。该感测应电流被用于产生反馈信号，该反馈信号连 接至在电源的初级侧的控制电路，其典型地采用光电耦合器，与电源的输出相 隔离。在如降压-升压转换器，升压转换器，SEPIC转换器或Cuk转换器的非隔离 电源中，典型地采用如传感电阻器的传感元件产生代表在电源输出端子中流动 的输出电流的信号，来产生代表功率转换器输出电流的反馈信号。在隔离以及非隔离转换器配置中，功率开关被耦合至电源输入以及能量传 输元件，如在功率开关处于导通状态时电流从电源输入流过功率开关和能量传输元件。控制电路响应于反馈信号以控制功率开关的切换，以调节从功率转换 器的输入至嚇出的功率传输。


本发明的非限制性和非穷举性的实施例和示例参考下述附图被描述，除非 特别指出，在不同的视图中，相同的附图标记代表了相同的部件。图1 一般性示出了根据本发明的教示的采用响应反馈信号的控制电路的示 例性回扫功率转换器，该反馈信号可调节作为二极管导通时间与开关周期的比 率的占空比。图2 —般性示出了根据本发明的教示的采用示例性控制电路的功率转换器的波形图，该功率转换器响应反馈信号以调节作为二极管导通时间与开关周期 的比率的占空比。图3A更详细的示出了根据本发明教示的示柳性控制电路的一部分。图3B示出了根据本发明教示的振荡电路的一部分。图4 一般性示出了根据本发明的教示，响应反馈信号以调节作为二极管导 通时间与开关周期的比率的占空比的示例性控制电路的波形图。图5是根据本发明教示的采用示例性控制电路的示例性功率转换器的输出 电压相对于输出电流的特性曲线的图。图6示出了根据本发明教示的采用示例性控制电路的示例性非隔离功率转 换器。图7是示出了根据本发明教示的用于调节从功,换器输入传输到功率转 换器输出的功率的示例性方法的流程图。
具体实施方式
在此公开了用于实施调节功率转换器输出参数的控制电路的方法和装置。 在以下描述中，多种特定细节被提供以用于帮助对本发明的彻底理解。但，很 明显的，本领域普通技术人员并不需要采用该特定细节来实现本发明。在其他 样例中，公知的材料或方法没有被详细描述以避免使本发明不明确。在齡说明中提及的"一个实施例"，"一实施例"，"一个示例"或'一示例"意 味着与该实施例或示例相联系的描述的特定特征、结构或特性被包括在本发明至少一个实施例中。因此，在齡说明的不同处出现的"在一个实施例中"，"在 一实施例中"，"一个示例"或'一示例"的短语，并不必须是指的同一个实施例或 示例。而且，该特定特征，结构或特性可以在一个或多个实施例或示例中以任 何合适的组合和/或子组合相结合。另外，应该理解，在此提供的附图是用于对 本领域普通技术人员的解释目的，并且附图并不必要按比例描绘。以下将描述根据本发明教示的用于调节功率转换器输出参数的控制电路。 本发明的示例包括调节功率转换器的一个或多，出参数的方法和装置。图1 一般性示出了根据本发明教示的采用调节功率转换器输出参数的控制电路的功,换器ioo，有时也称为电源。在一个示例中，功率转换器100是隔 离回扫转换器，其中初级侧地端107和次级侧返回端126彼此电隔离。应该注 意，在其它示例中，根据本发明的教示，功 换器100可具有多于一个的输 出。如所示，控制电路115耦合至功率开关105，在一个示例中，该功率开关 105是金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)或者双极晶体管等等。功率 开关105被连接至能量传输元件109的输入绕组103，其耦合至DC输入电压 101和输出功率二极管117。在一个示例中，DC输入电压101是耦合至未示出 的交流电压源的整流电路的输出。电容106耦合至功率转换器输A^ 190和191 ， 以在功率开关105处于导通状态时，为流经第一和第二输入端190和191，能量 传输元件109绕组103和功率开关105的合闸电流(switching current)提供低阻 抗源。在一个示例中，控制电路115和开关105可构成作为混合或单片集成电 路律隨的集成电路的一部分。控制电路115耦合成接收反馈信号114，而仍获益 于本发明的教示，在一个示例中，该反馈信号114是电压信号，但在其它示例 中也可为电流信号或其它代表功率转换器输出的信号。在图1所示的示例中，控制电路115耦合成调节从功率转换器100的第一 和第二输A^ 190和191传送到连接至负载121的功率转换器输出端192和193 的功率。在一个示例中，被调节的特定功率转换器输出参数是DC输出电流Io 120。能量传输元件109包括输入绕组103和输出绕组110和辅助绕组108。反 馈信号114从辅助绕组108通过由电阻器111和112构成的电阻分压器耦合至 控制电路115。在操作中，控制电路115 Ml响应反馈信号114以开关功率开关105来调节电源100的输出。当开关105导通，能量从电容器106传输至能量传输元件 109的输入绕组103中。当该开关断开，储存在输入绕组103中的能量被传输至 输出绕组110。来自输出绕组110的肯糧被传输至电源100的输出，电流流经一 正向偏置输出功率二极管117至电容器118和耦合至输出端192和193的负载 121。当在开关105断开期间电流流经输出功率二极管117时，负载121两端的 输出电压Vo 119加上输出功率二极管117的正向电压降基本上与输出绕组110 两端的电压相等。如将要被描述的，当电流流经输出二极管时输出绕组110两端的电压代表 输出电压Vo119时，功率开关的断开时间的这部分称为功率开关105的断开时 间的反馈部分TpB。在某些情况，在功率开关105的断开期间，电流可能基本上 停止从输出绕组110流过输出功率二极管117。在这种情况下，输出功率二极管 117被反向偏置并且输出绕组110两端的电压降不再^^输出电压V0119。当基 本上没有电流流经输出功率二极管117时，该功率开关105的断开时间的这部 分称为功率开关105的断开时间的非反馈部分。输出绕组110两端的电压基于匝数比率被反映至能量传输元件的辅助绕组 108。辅助绕组108两端的电压因此在功率开关105断开时间的反馈部分TfB期 间可被采用，以获得关于电源100的输出的反馈信号114，该反馈信号114耦合 成被控制电路115接收，以控制功率开关105的开关来调节电源100的输出。在一个示例中，电路区块194包括如图1所示的耦合至辅助绕组108的二 极管113。在功率开关105的导通时间期间，辅助绕组二极管113被反向偏置并且因此而阻止电流流经电阻器m和m。同样获益于本发明的教示，在其它示例中，电路区块194包括所示的基本短路连接195。在电路区块194包括该基本短路连接195的一个实施例中，在功率开关105 导通时间期间， 一信号被施于控制电路115的端子123。但是，该信号是前馈信 号，其不4樣功率转换器的输出而是^(饿出现于电容器106两端的电源输入电 压。在一个示例中，控制电路115耦合成在功率开关105的导通时间期间响应 于前馈信号114。在另一示例中，控制电路115耦合成响M过耦合至电容器 106直接获得的前馈信号188。因此，在电路区块194包括基本短路连接195的 该示例中，信号114因此仍仅是代表在功率开关105断开时间的反馈部分TpB 期间的功率转换器100的输出电压119的反馈信号。在一个示例中，该功率开关105断开时间的反馈部分Tra是电流198流经输出功率二极管117的时间段， 期各要参考图2所示的示例进行描述。图2示出了有助于一般性说明图1的示例性电路操作的示例性波形图。例 如，波形200是图1中Vfb116的电压波形图。波形214是图1中流经功率开关 105的漏极电流104的电流波形。波形230是图1中流经功率二极管117的二极 管电流198的电流波形。波形240是代表了电流是否流经图1中输出功率二极 管117的反馈控制信号波形。换句话说，在所标例中波形240表示了当功率 开关105断开时输出功率二极管117是否传导电流。在图示的示例中，由于输 出功率二极管电流232在功率开关105于时间250导M2it基本上为零，波形 214和230示出了断续电流波形。因此每当功率开关105导通时，漏极电流波形 209从基本上为零的电流215开始。在W"开关周期，功率开关在导通时间Ton204导通，在关断时间Toff206 断开。在功率开关断开时间Toff 206的反馈部分Tra205期间，电流232流经功 *$封奂器100的输出功率二极管117，并且在输出绕组110两端出现的电压基本 上等于输出电压119加上功率二极管117的正向电压降。反馈部分Tre205通常 称为反映的(reflected)电压时段。4i^示的示例中，流经输出功率二极管117的电流198基本上等于流经输 出电容器118的电流与流经负载121的输出电流lQl20的总和。由于二极管117 的正向电压基本上可以M51制造商的数据获得，因此绕组110两端出现的电压 代表了输出电压119。而且绕组108两端出现的电压ffl31绕组110与108的匝数 比率与绕组110两端的电压相关。例如，如果绕组110和108具有相同匝数， 在开关断开时间的反馈部分TpB205期间，绕组110和绕组108两端出现的电压 将基本上一阶相同。为了避免混淆本发明的教示，如泄漏电感和绕组间电容的二阶影响在此没有详述。在开关断开时间的反馈部分T^205期间，绕组108两端出现的电压因此也 《该了输出电压119。在一个示例中，M31将反馈电压信号208与阈值电压电平 236比较，以在反馈电压信号208比阈值电压电平236大时产生信号242的逻辑 高值，来产生波形240以生成反馈控审赔号Dcond241。因此，当电流流经图1 中的功率输出二极管117时，逻辑信号242为高的持续时间与时间段Tfb205基 本上相等。在另一个示例中，比阈值电平236的值低的阈值电压电平280可被采用， 以产生Dcond反馈控制信号241。该较低的阈值电压电平对电源输出电压幅值 并因llW反馈电压信号208的幅值较不敏感。例如，在图1的功報换器中， 当输出电压119在高输出电流瞎况下降低时，与地电位202相关的反馈电压信 号208的幅值也下降。在阈值电压电平236被用于产生Dcond反馈控制信号241 的示例中，反馈电压信号208的幅值斷氏至綱值电压电平236总是比反馈电压 信号208高的程度(这将导致Dcond反馈控制信号241在全部时间内保持逻辑 低电平)，期每不再标电流流经输出二极管117的时间段。较低的阈值电平280 排除了这种情况。应该注意，在一个示例中，较低的阈值电压电平280引入另外两个考虑。 在一个示例中，第一个考虑是Dcond信号时段增加了时间段Ten 282 。该Ten 282 在Dcond241波形中引入误差，这是因为它不再精确地代表电流流经输出二极管 117的时间段。因此，在一个示例中，控制电路115内部的电路需要补偿该误差。在一个示例中，第二个考虑是反馈电压信号208的寄生弛豫振铃波形 (parasitic relaxation ringing wavefoim)在时间段Trg 281趣i了较低阈值电压电 平280，这能在Dcond反馈控制信号241中产生错误的逻辑高283，除非控制电 路115包括消除第二逻辑高283的电路。这样的电路在一个示例中可包括锁存 器，其设置成从时间段Tra205的结束点直到在时间点284开始下一个功率开关 开关周期，保持Dcond241信号为低。在另一个示例中，上述考虑的一个或两个都可以如下避免设计控制电路 115，使用与反馈电压信号208相比较的可变的电压阈值电平以产生Dcond反馈 控制信号241。在一个示例中，该可变的电压阈值电平可根据反馈电压信号208 的幅值在电压阈值电平236和280之间变化。在一个示例中，如下获得该可变 电压阈值电平在功率开关在时间275关断之后的Tra 205期间的一些固定时间 采样反馈信号208的幅值，并将所采样的幅值减去固定值。在一个示例中，该 固定值是基本上等于0.5伏特的电压。由于反馈信号114 (在这个示例中为Vfb 116) ffiil已知的电路区块194和 由电阻器111和112构成的电阻分压器与绕组108两端出现的电压相关，因此 反馈信号114代表了在功率开关断开时间Toff206的反馈部分TfB205期间电源 的输出电压。应该注意，在功率开关105导通时间期间Ton204，如果电路区块194包括 二极管113或如果有内部钳位电路(clamp)(未示出)耦合至端子123，出现在 图1的反馈端子123的电压相对于地端子124基本上为^^特。在图2中，此 种瞎况已通过电压电平213示出，其基本上等于地电压202。在图1中的控制电路115不具有耦合至端子123的内部钳位电路，且电路 区块194包括基本短路连接195时的电路配置的示例中，反馈端子123上出现 的电压可遵循图2中fflil点划线203示出的，特性。在任一个瞎况，在所示 示例中的反馈电压信号208代表了在功率开关断开时间的反馈部分Tra205期间 的功,换器100的输出电压119，所述反馈部分基本上与电流IDIODE198和233 流经输出功率二极管117的时间段相等。从图2的波形可以理解，流经图1中的输出端子192和193的平均输出电 流7K平Iouiave235，例如，可根据下述关系从IraoDE233的波形计算得到<formula>formula see original document page 13</formula> (1)其中，Tkb/T代表了功率开关断开时间的反馈部分Tra与，功率开关开关 周期T的比率的占空比。由于IoDiDE沐fflii已知的能量传输元件109中的Np 170 和Nsl71的输入绕组与输出绕组匝数比率Np/Ns与Iopk相关，所以Iquiave可以 从b210和lDpk201的峰值计算得到<formula>formula see original document page 13</formula> (2)由于比率Np/Ns是固定的，可以看出如果在方程(2)中lDpk基本上固定， 电源平均输出电流Ioutave 235可M31调节作为Tre 205与功率开关开关周期T 212的比率的占空比调节。换句话说，1ouiAVE235可M:调节作为输出功率二极 管导通时间与功率开关开关周期212的比率的占空比调节。Tra时间段205 3!31下述等式控制T :一LX/D,,t 〖3、其中在一个示例中，L是图1中能量传输元件输出绕组110的电感，其在 能量传输元件所有其它绕组与外部电路去耦合的时候测量，Vo是图l的输出电压119，VDK)DE是当电流lDK)DEl98流动时的图1中的输出二极管117的正向电压 降。由于在方程G)中的V^DE和L在给定的功率转换器中是基本上固定的， 因此，对于固定值lD^，应该注意，如果输出电压Vo陶氐，Tfb将増加。这种情况涉及随着负载121阻抗下降输出电压119降低的功率转换器的电流调节操作 区域。该操作区柳各参考图5在后面详细讨论。图3A示出了根据本发明的教示的电路300的一个示例性结构，此电路300 在一个示例中可构成控制电路315的内部电路的一部分，控制电路315在一个 示例中可为图l中的控制电路115。根据本发明的教示，图3A所示的电路是电 路的一个示例，当耦合成接收代表功率开关断开时间的反馈部分Tkb期间功率转 换器输出电压的反馈信号时，所述电路可通过调节作为功率开关断开时间的反 馈部分Tfb与整个功率开关开关周期的比率的占空比，从而调节从功率转换器的 输入到功斜封奂器的输出的功率传输，所述反馈部分Tra在一个示例中基本上等 于电流流经输出功率二极管117的时间段。如所描述的示例所示，控制电路315耦合成在反馈端子323接收反馈信号 Vfb316。在一个示例中，控制电路315包括反馈电路，其至少包括Dcond信号 发生器模块399，开关313、 314，反馈电容器360和电流源307和308。反馈信 号VFB316被应用到Dcond信号发生器电路模块399。在其^1^例中，Dcond信 号发生器模±央399可被配置以接收反馈电流信号，可消除对外部电阻器312的 需求，并且反馈信号可包括流经电阻器311至反馈端子323的电流。在一个示 例中，电路模块399的Dcond反馈控制信号302输出与图2中的Dcond反馈控 帝赔号241相同。为了产生Dcond反馈控制信号302， Dcond发生器电路模士央 399可采用一个或多个上面参考图2讨论的技术。在一个示例中，Dcond反馈控制信号302 M反相器303反相，然后耦合 至开关313的栅极和与门305的一，入。与门305的输出耦合至开关314的 栅极。与门305的目的将在后参考图4进一步描述，但是，为了当前说明的目 的，信号328被假定为高，因此应用至岍关314的栅极的信号331与应用至岍关313的栅极的信号327相等，这是由于为了当前的说明，信号328被假定为 高。当信号327为低而开关313由此处于导通状态时，反馈电容器360以由电 流源308所决定的速度充电。当信号327为高而开关314由此处于导通状态时， 反馈电容器360以由电流源307所决定的速度方夂电。因此，反馈电容器360两端的电压Va360的平均值通过Dcond反馈控制信 号302的占空比确定。当电压Va360达到阈值Vrefl 317时，比较器325的输出 信号324变为高。在一个示例中，当输出信号324为高，振荡电路333耦合成 将下一个时钟信号334的高脉冲延迟比较器输出信号保持高的那段时间。在一 个示例中，振荡时钟信号334高脉冲启动功率开关105开关周期导通时间段的 开始。如将讨论的，在一个示例中，根据本发明的教示，比较器325和振荡器 333作为控制电路315的时钟信号发生电路的一部分被包括，以控制功率开关的 开关，从而调节功率转换器的输出。在图3A中的电路的详细操作将参考图4的波形和图5的示例性电源输出电 压与输出电流的特性曲线在下面描述。图4示出了代表功率转换器三^ll出负 载情况的三组波形400、 430和460，该功率转换器在一个示例中可为图1中的 功率转换器IOO。波形组400针对低负载情况，例如图5中的负载点512。波形 组430针对电源靠近从电压调节区域503到电流调节区域507的转变点(例如 图5中的负载点513)的输出负载瞎况。波形组460针对电源工作在电流调节区 域(例如图5中的负载点514)的输出负载瞎况。应该注意图5的曲线是理想化 的，并且，虽然操作区域503和507是电压和电流被调节的区域，但并不意味 着它们是恒定的，它们也可以根据输出电压和电流情况变化。每组波形400、430、 460包括3个波形，示出了在一个示例中与图3A中信号334相同的时钟信号波 形401 ，在一个示例中与图3A中信号302相同的Dcond反馈控制信号波形402， 以及在一个示例中与图3A中Va320相同的Va波形403。波形400示出的轻负载瞎况包括具有开关周期T1412的振荡时钟信号波形 407。在一个示例中，时钟信号407M31振荡器产生并且被用于如图1中的控制 电路115的控制电路中，以起始如图1中的功率开关105的功率开关的导通时 段。波形400也示出了功率开关导通时间Tonl 405是时钟信号407脉冲的起始 点和Dcond波形408 ,，辑低转变到逻辑高之间的时间段。在该示例中，Dcond 信号408在持续时间Trai406是逻辑高电平。在时间段Tpm期间，图3A中的反馈电容器360以固定速率充电，并且Va403在Trei时间段结束时增加至最大值。 当Dcond反馈控制信号408变为低，反馈电容器360放电至一较低电压电平411 。 参考图3A，该较低电压电平是参考电压Vref2 304。当电压Va 320斷氐至低于 参考电压电平Vref2 304时，信号328变为低，并且因此设置与门输出信号331 为低，防止反馈电容器360进一步的放电。在一个示例中，在Va电压中的该钳 位下限(lower damp limit)设置在1.25V，以通过限制将比较器325的输出设置 为高所需的Va320的最大变化，来改进控制电路315的瞬时响应，这将在下面 描述。在示例性波形430中，当Ton2 432比Tonl405大时，时钟信号431开关周 期T2 434基本上与Tl 412相同。由于对于基本上相同的开关周期时间功率开关 导通时间较长，功率开关占空比与波形400相比增加，因此波形430示出了与 波形400相比增加的输出电流负载瞎况。应该注意，被用于调节功率开关占空 比这种随着负载增加而增加的控制电路，可采用如电压模式或电流模式控制的 普通的电源控制技术。在其它的示例中，可变频率控制策略可用以随着增加的 负载增加功率开关占空比，虽然在这些情况中，功率开关开关周期时间T2可能 与波形400的周期412不同。不管所采用的控制策略如何，功率开关导通时间 与开关周期的比率，通常被称为功率开关占空比，相比于波形400在波形430 中更高。在波形430示出的特定负载情况是Dcond反馈控制信号402占空比TfWT2 比50%略高盼瞎况。在图3A中的电流源308和307基本上相同的示例中，由 于#^开关周期反馈电容器360充电比放电时间长，因此波形430的负载条件 导致了平均电压Va403增力B。在时间点438，电压Va403达到上限阈值电压电 平436，絲一个示例中与图3A中的Vrefl317離。在点438，信号324将变 为高并且起始振荡器保持斜牛持续一段时间，在该段时间Va信号波形435比阈 值电压436大。波形460示出了 Dcond逻辑高时间段Tfb3 463比T啦大的负载条件。 一个 能导致功率开关断开时间的反馈部分Tra的这种增加的示例性负载条件是当电 源操作在如图5中的电流调节区域(如507)时。先前采用的方程(3)示出了 Tfb是输出电压的函数，因此Tre将随着电源输出电压的降低而增加。在波形460示出的Tra的增加导致了图3A中的反馈电容器充电更长的时间，使得电压Va 320皿阈值电压电平466，阈值电压电平466在一个示例中 基本上等于1.75伏特。在波形460的时间点469， Dcond反馈控制信号402变 为低并且反馈电容器360开始放电。在时间点470，电压Va 465降低至低于阈 值电压电平466。 Va信号465高于阈值电压电平466的时间段作为Th。ld 468示 出。在一个示例中，对于TMd468时间段，图3A中的比较器325的输出为高， 并且控制电路振荡器333被保持，这延迟了下一个时钟信号334高脉冲，因此 延迟了下一个功率开关105开关周期的开始。信号334因此被用于控制功率开 关的开关。因此在图4的示例中，当Tra2433达到为开关周期T2 434的50%的阈值， 如波形430所示，图3A中的反馈电容器360上的平均电压增加。当Va 403的 最大值达到阈值电压电平466，振荡器时钟信号431被延迟。当TFB达到值TfB3， 振荡器时钟信号461延迟一个量Th。ld 468 。由于在时间段Th。ld 468 ， Dcond反馈 控制信号402在基本上50%的时间内为高，在基本上50%的时间内为低，所以 作为Tra3 463与旨开关周期T3 464的比率的占空比基本上保持恒定。在其他 示例中，图3A中电流源307和308的电流值可以不相同，由此Tre时间段205 与开关周期206的比率可被调节至一个不是50%的值。因此不考虑电流源307 和308的相对值，当占空比达到一阈值时，控制电路315耦合成调节该占空比，该占空比是功率开关断开时间的反馈部分TFB与旨功率开关开关周期的比率。应该注意在，的描述中，振荡器333周期响应于电容器360两端的电压。 由于Tfb3463 | 了电流流经图1中的功率二极管117的时间段，图4的波形因lt际出了控制电路315控制功率开关的开关，以调节作为电流流经输出功率二极管的时间段与整个开关周期的比率的占空比。参考方程(2)，可以看出，如果Iw基本上固定，电源的平均输出电流可3I31调节作为电流流经功率二极管的时间段与旨开关周期的比率的占空比，而得以调节。在一个示例中，控制电路315进一步包括稳压电路309，其耦合成使得在第一开关314的断开时间期间的第一电流源307两端的第一电压VI 393保持基本上与反馈电容器360两端出现的电压相等。稳压电路309进一步耦合成使得在第二开关313的断开时间期间的第二电流源308两端的第二电压V2 392保持基本上与控制电路电源电压354和反馈电容器360两端出现的电压之差相等。在该示例中，稳压电路模块309被用于帮助提高电路315的精度。没有稳 压电路309，电流源307和308两端的电压在开关313和314导通和关断时会产 生很大变化。在下一个功率开关开关周期期间，当开关313和314再次导通时， 这将在实际电流源电路的充电和放电电流中引入初始误差。这些初始电流误差 降低了流到反馈电容器360的充电和放电电流的精度，降低了调节功率转换器 输出电流的精度。为了无论开关313和314导通还是关断都保持电压降的基本上叵定，当开 关313关断时稳压电路309在节点319确立了一个电压，其基本上与当开关313 导通时节点319处的电压相等。同样，当开关314关断时电路309在节点326 确立了一个电压，其基本上与当开关314导通时节点326处的电压相等。这个 功^ffl51单位增M^文大器306提供，其输出M^接321保持在反馈电容器360 两端的电压。单位增益放大器306的输出，在信号327为低时被耦合到节点326， 在信号327为高时被耦合至节点319。通51i^种方式，当开关313和314为流入 电容器360的电流提供电^il^各时，电流源313和314基本上立即确立了流入 电容器360的它们被调节的电流值。图3B示出了如图3A中振荡器333的振荡器电路的一个示例的一部分。图 3B中的振荡器333被耦合以接收振荡器保持信号362， M—个示例中可为图 3A中的信号324。在下述的描述中所提及的电压都是参照图3B的地电位341 的。振荡器电路333的基本操作见下文。当比较器355输出信号348为高，开 关357闭合，Vlow 356电压被施加至比较器355的非反相端。假定信号362为 低的时刻，允许振荡器运行，反相器342的输出为高，与门359的输出也为高， 晶体管开关350因此导通。电容器352因此以由电流源345的值确定的速^M 电。由于信号348为高，或门344的输出为高，因此晶体管开关349关断。当 电容器352两端的电压Vosc351被放电至阈值Vlow356时，比较器355的输出 变为低，开关357关断，由于反相器363输出变为高，开关354导通，并且Vhi 电压353被施加至比较器355的非反相端。由于比较器输出348为低，因此与 门359的输出为低，晶体管开关350关断。如果振荡器保持信号362仍然为低， 那么或门344的输出变为低，导通晶体管开关349。电容器352以电流源346 所确定的速度充电。在一个示例中，电流源346具有比电流源345低的电流值。 当电压Vosc351超UVhi阈值353时，比较器355的输出再一次变为高，重复战周期。但是，门342， 359和344被耦合以当振荡器保掛言号362变为高时 电容器352电压Vosc351在信号362为高的时间段期间保持基本上恒定。不管 电容器352在该时间是充电还是放电，上述皆为事实。这个功能的一个示例由 波形364示出，波形364示出了在Osc保持信号362为高的时间段期间Vosc电 压351保持恒定。在一个示例中，振荡器输出时钟信号334可ffi31采用反相器347反相门344 的输出信号343并将之施加至单触发电路358的输入而产生，由此得到时钟信 号334。应该理角待在多种实IJLh述振荡器功能的方式，仅以示例的方式使用图 3B示出的示例。图5 g出了电源输出电压501和输出电流502在输出电压501为低时如 何偏离理想电流调节特性。在一个示例中，在输出电压电平509之下的操作被 认为是由区域508指示的故障情况。在功$$封奂器被用于电池充电器应用中的 示例中，在低于509的输出电压下的操作代表了用完的电池等等。 一个示例中， 需要邈盾由特性504示出的返送(foldback)特性。在另一个示例中，需要直线 特性505，在别的一个示例中，可接受输出电流502在低于电压509的电压增加 的特性506。图6示出了根据本发明的教示的示例性非隔离功率转换器的示意图600。在 所示的示例中，示例性非隔离功率转换器被示为降压-升压转换器。应该理解其 它形式的非隔离电源也可以获益于本发明的教示，所述非隔离电源可包括例如， 但不限于，升压转换器，SEPIC转换器，Cuk转换器等等。在所示的示例中， 控制电路615与战的控制电路115和315在许多方面共享其操作。在一个示 例中，育糧传输元件不需要辅助绕组，替换的，具有电压值VpB616的反馈信号 从主肖糧传输元件609绕组694耦合至控制电路615。在操作中，当功率开关605处于导通状态，电流604fflil能量传输元件609 和功率开关605在电源600的第一 691和第二 692输入端之间流动。当功率开 关605断开时，在功率开关断开时间的反馈部分TpB期间，节点693的电压降低 至基本上等于输出地干线电压607减去输出功率二极管630两端的正向电压降 的值，其中功率二极管630耦合至能量传输元件609，以维持电流在能量传输元 件609中的流动。在功率开关605断开时间的反馈部分TpB期间，当输出功率二 极管630传导电流时，能量传输元件609两端的电压等于输出电压619加上二极管630两端的正向二极管电压降，因此代表了在功率开关605断开时间的反 馈部分TpB期间的输出电压619。在输出功率二极管630中流动的电流，基本上 等于流入输出电容器618的电流和在负载621中流动的输出电流620之和。如 示例中所示，能量传输元件绕组694两端的电JBI31电路模块613和由电阻器 611和612构成的电阻分压器耦合至控制电路615的反馈端623，作为具有电压 但Vfb616的反馈信号。在所示的示例中，反馈信号电压值Vn3616仅在功率开关605的断开时间期 间从能量传输元件609绕组694耦合至控制电路615。在一个示例中，电路模±央 613包括耦合至主能量传输元件绕组694的二极管695。在功率开关605的导通 时间期间，二极管695反向偏置，因此阻止了电流在电阻器611和612中的流 动。获益于根据本发明的教示，在另一个示例中，电路模块695包括基本短路 连接696。在所述电路模块695包括基本短路连接696的示例中，信号在功率开 关605导通时间期间被施加至控制电路615的端子623。但是，在功率开关605 导通时间期间，该信号并不代表功率转换器的输出电压。根据本发明的教示， 在电路模块613包括基本短路连接696的示例中，具有电压值Vra616的反馈信 号因此也仍然仅仅是在功率开关605断开时间的反馈部分TpB期间代表了功率 转换器600的输出电压619的反馈信号，反馈部分Tra是有电流流入二极管630 的期间。在图6的非隔离升压-降压转换器电路的一个示例中，由于二极管695 两端的正向电压降倾向于抵消二极管630两端的正向电压降，因此电路模i央613 倾向于包括二极管695，以有利于确保反馈信号614精确地f^输出电压619。因此，在一个示例中，控制电路615的操作原理与上述控制电路115和315 的类似。当流入二极管630的电流基本上降低到零值时，功率开关605断开的 反馈部分Tfb结束。控制电路615耦合成调节作为功率开关断开时间的反馈部分 Tre与^h功率开关开关周期的比率的占空比。在一个示例中，参考图3A讨论 的电路可被用于^f共这种操作。图7 —般性示出了根据本发明的流程图700，其描述调节从功率转换器的输 入传送到功率转换器的输出的功率的一示例性方法。如示例所示，在块701中 接收反馈信号。在块703中，确定是否在功率开关105断开时间的反馈部分TpB 内。如果是，在块705中，反馈电容器360由固定的电流源308充电。在块730中，确定反馈电容器360两端的电压Va是否皿阈值Vrefl。如果是，在块711 中，振荡器333则被保持不振荡，并且在块701中再一次接收反馈信号。如果 反馈电容器360两端的电压Va低于阈值Vrefl ，则振荡器333被允许继续工作 并且在块701中再一次接收反馈信号。在块703中，如果确定时间不在功率开 关105断开时间的反馈部分TpB内，则在块707中，反馈电容器360由固定电流 源307放电。在块709中，确定反馈电容器360两端的电压Va是否超过阈值 Vrefl。如果是，在块711中，振荡器333则被保持不振荡，并且在块701中再 一次接收反馈信号。如果反馈电容器360两端的电压Va低于阈值Vrefl，在块 715中，振荡器333被允许继续工作，而电容器360继续由固定电流源307放电。 应该理解，与图3A中的电路的操作一致，电容器360仅将在电容器360两端的 电压高于下限阈值电平Vref2 304时被放电。在块717中，确定现在是否是产生 下一个振荡器时钟高信号脉冲的时刻，当到iiitt时刻时，在块720中，块720 允许下一个时钟脉冲高信号导通功率开关。在块721中，确定功率开关导通时 间段是否完成，并且在±央722中，功率开关被关断并且停止对电容器360放电， 但是应该注意如果电容器360电压320已经达到Vref2 304阈值电压，则电容器 360的放电已经终止。因此，根据本发明的教示，采用图7的示例性流程方法，可以通过响应于 占空比控制功率开关的开关，以调节从功率转换器的输入传送到输出的功率， 所述占空比是功率开关断开时间的反馈部分Tfb与旨功率开关开关周期的比 率。在J^t控制电路315的描述中，振荡器333的周期是响应于图3A中的电 容器360两端的电压。应该注意，同样获益于本发明的教示，在另一个示例， 振荡器周期可响应于数字计数器电路的值。在一个示例中，对于功率开关断开 时间的反馈部分，数字计数器电路可以以高于功率开关开关频率的频率递增， 在功率开关开关周期的其他部分，以比功率开关开关频率更高的频率递减。数字计数器计数的值接着可与阈值数值比较，并且当计数器计数低于阈值数值时 允许振荡器工作，当计数器计数高于阈值数值时振荡器被停止。应该注意，同 样获益于本发明更广泛的教示，其它技术也可用于替代上述的说明以控制振荡 器周期，从而调节功率开关断开的反馈部分与功率开关开关周期的比率。本发明的图示示例的上述说明，包括在摘要中描述的，并不是企图进行穷举或将之限制于其公开的具体形式。这里对本发明所描述的具体实施例和示例 目的是为了说明，不偏离本发明更宽的精神和范围的各种的等价改动是可能的。 实际上，应该理解提供的特定的电压，电流，频率，功率范围值，时间等的， 目的是用于说明，根据本发明的教示，在其它实施例和示例中也可采用其它值。 在上述详细说明的启示下，本发明的示例可做出这些修改。在下述的权利 要求中j顿的术语并不是用于将本发哪蹄lj于说明和权利要求中公开的特定示 例。而是根据权禾腰求解释的确立声哪艮制由下述权利要求齡确定的范围。 特定的说明和附图因此相应的应被认为是描述而非限制。
权利要求
1、一种用于功率转换器的控制电路，包括时钟信号发生器，其耦合成产生控制耦合至该控制电路的功率开关的开关的时钟信号；以及反馈电路，其被耦合成接收反馈信号，所述反馈信号代表在功率开关断开时间的反馈部分期间功率转换器的输出，所述反馈电路被耦合成响应所述反馈信号来控制所述时钟信号发生器，从而调节作为功率开关断开时间的反馈部分与整个功率开关开关周期的比率的占空比。
2、 权利要求1所述的控制电路，其中，反馈电S飽括反馈电容器，所述反 馈电容器耦合成在功率开关断开时间的反馈部分期间充电，并且，其中所述反 馈电容器耦合成在旨功率开关开关周期的其余部分放电。
3、 权利要求2所述的控制电路，其中所述反馈电路进一步包括第一电流源 和第二电流源，所述第一电流源和第二电流源被耦合成响应于所述反馈信号对 反馈电容器充电和方文电。
4、 权利要求1所述的控制电路，其中反馈信号是反馈电压。
5、 权利要求1所述的控制电路，其中反馈信号是反馈电流。
6、 权利要求1所述的控制电路，其中时钟信号发生器包括耦合成响应于反 馈电路而振荡的振荡器。
7、 权利要求1所述的控制电路，其中时州言号发生器包括耦合成响应所述 反馈电路保持振荡器不振荡的比较器。
8、 权利要求3所述的控制电路，进一步包括稳压电路，所述稳压电路耦合 至第一电流源和第二电流源，以分别稳定第一电流源和第二电流源两端的第一 电压和第二电压。
9、 权利要求8所述的控制电路，其中稳压电路包括具有耦合至反馈电容器 的输入的放大器，其中所述放大器的输出响应于反馈电容器耦合成被充电还是 放电，而分别耦合至第一电流源或是第二电流源。
10、 权利要求1所述的控制电路，其中所述反馈电路包括确定功率开关断开 时间的反馈部分的检测电路。
11、 权利要求10所述的控制电路，其中所述检测电路ffi31检测功率转换器的输出何时传导电流，来确定功率开关断开时间的反馈部分。
12、 权利要求10所述的控制电路，其中检测电路包括二极管导通检测电路， 用于检测功率转换器的输出功率二极管何时传导电流，从而确定功率开关的断 开时间的反馈部分。
13、 权利要求12所述的控制电路，其中二极管导通检测电路包括耦合成比较反馈信号与阈值的比较器，从而检测功率转换器的输出功率二极管何时传导 电流。
14、 权利要求1所述的控制电路，其中时钟信号发生驗占空比达到阈值时， 调节所述占空比，所述占空比为功率开关断开时间的反馈部分与整个功率开关 开关周期的比率。
15、 权利要求1所述的控制电路，其中时钟信号发生器将作为功率开关断开 时间的反馈部分与功率开关开关周期的比率的所述占空比调节为基本上恒定。
16、 一种用于功率转换器的控制电路，包括时钟信号发生器，其被耦合成产生控制耦合至控制电路的功率开关的开关的 时钟信号；反馈电路，其被耦合成接收反馈信号，所述反馈信号代表在功率开关断幵时 间的反馈部分期间功率转换器的输出，所述反馈电路被耦合成响应所述反馈信 号来控制所述时钟信号发生器，从而调节作为功率开关断开时间的反馈部分与 旨功率开关开关周期的比率的占空比，其中所述反馈电路进一步包括反馈电容器，所述反馈电容器皮耦合成在功率 开关断开时间的反馈部分期间充电，并且，所述反馈电容器被耦合成在整个功 率开关开关周期的其余部分放电，该反馈电路还包括第一电流源和第二电流源， 所述第一电流源和第二电流源被耦合成对所述反馈电容器充电和放电；以及稳压电路，该稳压电路被耦合至反馈电路，以分别稳定第一电流源和第二电 流源两端的第一电压和第二电压。
17、 权利要求16所述的控制电路，其中所述时钟信号发生器包括耦合成响 应所述反馈电路而保持振荡器不振荡的比较器。
18、 权利要求16所述的控制电路，其中反馈信号是反馈电压。
19、 权利要求16所述的控制电路，其中反馈信号是反馈电流。
20、 权利要求16所述的控制电路，其中时钟信号发生器在占空比达到阈值占空比为功率开关断开时间的反馈部分与整个功率 开关开关周期的比率。
21、 权利要求16所述的控制电路，其中时钟信号发生器将作为功率开关断 开时间的反馈部分与功率开关幵关周期的比率的所述占空比调节为基本上恒 定。
22、 一种用于功率转换器的控制电路，包括时^f言号发生器，其被耦合成产生控制耦合至控制电路的功率开关的开关的 时钟信号；反馈电路，其被耦合成接收反馈信号，所述反馈信号代表在功率开关断开时 间的反馈部分期间功率转换器的输出，所述反馈电路被耦合成响应所述反馈信 号来控制所述时钟信号发生器，从而调节作为功率开关断开时间的反馈部分与 M^功率开关开关周期的比率的占空比；以及其中所述反馈电路进一步包括反馈电容器，所述反馈电容激皮耦合成在功率 开关断开时间的反馈部分期间充电，并且，所述反馈电容器被耦合成在整个功 率开关开关周期的其余部分方文电.
23、 权利要求22所述的控制电路，其中所述反馈电路进一步包括第一电流 源和第二电流源，所述第一电流源和第二电流源被耦合成响应于反馈信号对所 述反馈电^tl充电和方文电。
24、 权利要求23所述的控制电路，进一步包括稳压电路，所述稳压电路被耦合至所述第一电流源和第二电流源，以分别稳定所述第一电流源和第二电流 源两端的第一电压和第二电压。
25、 权利要求24所述的控制电路，其中稳压电路包括放大器，i劾文大器的 输入耦合至反馈电容器，且该放大器的输出响应于反馈电容器被耦合成充电还 是放电而分别耦合至第一电流源或是第二电流源。
26、 权利要求22所述的控制电路，其中所述时钟信号发生器包括耦合成响应所述反馈电路而保持振荡器不振荡的比较器。
27、 权利要求22所述的控制电路，其中反馈信号是反馈电压。
28、 权利要求22所述的控制电路，其中反馈信号是反馈电流。
29、 权利要求22所述的控制电路，其中时钟信号发生翻占空比达到阈值 时调节所述占空比，所述占空比为功率开关断开时间的反馈部分与旨功率开关开关周期的比率。
30、 权利要求22所述的控制电路，其中时钟信号发生器将作为功率开关断 开时间的反馈部分与功率开关开关周期的比率的所述占空比调节为基本上恒 定。
31、 一种用于功率转换器的控制电路，包括时钟信号发生器，其被耦合成产生控制耦合至控制电路的功率开关的开关的 时钟信号；反馈电路，其被耦合成接收反馈信号，所述反馈信号代表在功率开关断开时 间的反馈部分期间功率转换器的输出，所述反馈电路被耦合成响应所述反馈信 号来控制所述时钟信号发生器，从而调节作为功率开关断开时间的反馈部分与 ，功率开关开关周期的比率的占空比；以及其中所述时钟信号发生器进一步包括耦合成响应所述反馈电路而保持振荡 fl不振荡的比较器。
32、 权利要求31所述的控制电路，其中所述反馈电路包括反馈电容器，所 述反馈电容器被耦合i^功率开关断开时间的反馈部分期间充电，并且，所述 反馈电容親皮耦合鹏齡功率开关开关周期的其余部分放电。
33、 权利要求32所述的控制电路，其中反馈电路进一步包括第一电流源和 第二电流源，所述第一电流源和第二电流源被耦合成响应于反馈信号而对所述 反馈电容器充电和放电。
34、 权利要求33所述的控制电路，进一步包括稳压电路，所述稳压电路被 耦合至所述第一电流源和第二电流源，以分别稳定所述第一电流源和第二电流 源两端的第一电压和第二电压。
35、 权利要求34所述的控制电路，其中稳压电路包括放大器，i劾文大器的 输Af禹合至反馈电容器，其中所述放大器的输出响应于反馈电容器被耦合成充 电还是放电而分别耦合至第一电流源或是第二电流源。
36、 权利要求31所述的控制电路，其中反馈信号是反馈电压。
37、 权利要求31所述的控制电路，其中反馈信号是反馈电流。
38、 一种功率转换器，包括能量传输元件，所述能量传输元件耦合在功率转换器输入和功率转换器输出 之间，该功率转换器输入包括第一输入端子和第二输入端子；耦合至能量传输元件的功率开关，以使得S^f述功率开关导通期间电流M: 所述肖遣传输元件和所述功率开关在第一输入端子和第二输入端子之间流动； 以及耦合至所述功率开关的控制电路，所述控制电路被耦合成接收反馈信号，所 述反馈信号代表在所述功率开关断开时间的反馈部分期间功率转换器的输出， 其中所述控制电路被耦合成调节作为所述功率开关断开时间的反馈部分与整个 功率开关开关周期的比率的占空比。
39、 权利要求38所述的功率转换器，其中控制电路在所述占空比达到阈值 时调节所述占空比，所述占空比为功率开关断开时间的反馈部分与整个功率开 关开关周期的比率。
40、 权利要求38所述的功率转换器，其中所述控制电路将作为功率开关断 开时间的反馈部分与功率开关开关周期的比率的所述占空比调节为基本上恒 定。
41、 权利要求38所述的功率转换器，其中所述反馈信号包括电压信号。
42、 权利要求38所述的功率转换器，其中所述反馈信号包括电流信号。
43、 一种用于控制功率转换器的方法，包括 将功率开关切换为导通和断开；产生反馈信号，所述反馈信号代表在所述功率开关断开时间的反馈部分期间 内的功率转换器输出；以及控制所述功率开关的切换以调节作为所述功率开关断开时间的反馈部分与 旨功率开关开关周期的比率的占空比。
44、 权利要求43所述的方法，其中控制所述功率开关的切换包括，当所述 占空比达到阈值时调节所述占空比，所述占空比为所述功率开关断开时间的反 馈部分与M功率开关开关周期的比率。
45、 权利要求43所述的方法，其中控制所述功率开关的切换包括，将作为功率开关断开时间的反馈部分与旨功率开关开关周期的比率的占空比调节为 基本上恒定。
全文摘要
本发明涉及调节二极管导通占空比的方法和装置。公开了功率转换器控制方法和装置。根据本发明在功率转换器中采用的控制电路包括时钟信号发生器，其耦合成产生控制耦合至该控制电路的功率开关的开关的时钟信号。反馈电路耦合成接收反馈信号，该反馈信号代表在功率开关断开时间的反馈部分期间的功率转换器的输出。该反馈电路耦合成响应反馈信号来控制时钟信号发生器，以调节作为功率开关断开时间的反馈部分与整个功率开关开关周期的比率的占空比。
文档编号H02M3/28GK101330256SQ20081010038
公开日2008年12月24日 申请日期2008年3月21日 优先权日2007年3月23日
发明者C·W·朴, L·O·伦德 申请人:电力集成公司