专利名称：：用于三相三线电压型功率变换器的电流解耦控制方法
技术领域：
：本发明涉及三相三线电压型功率变换器的电流解耦控制技术，属于电力电子功率变换器的电流控制
技术领域：
。电流控制技术是高性能电压型脉宽调制(Pulse-WidthModulation-PWM)功率变换器的核心技术之一，如有源电力滤波器(APF)、功率因数校正器(PFC)、UPS以及电机驱动等都要求具有优良动态性能的高精度电流控制。现有的滞环PWM电流控制、三角形载波比例积分(PI)P而电流控制以及公告号为CN100411293C的中国专利公开的《抛物线法电流跟踪脉宽调制控制器》等，其基本原理都是针对单相或三相四线制电压型变换器而言的电流控制技术。公告号CN100411293C公开的《抛物线法电流跟踪脉宽调制控制器》包括带复位的抛物线波形发生器、模拟反相器、比较器、复位信号发生器及模拟选择器，抛物线波形发生器输出信号的形状由时间与开关周期之比减去该比值的平方决定；模拟反相器将来自抛物线波形发生器的输出信号进行反相后，与反相前的抛物线波形信号一起送到模拟选择器进行二选一选择，输出到比较器的输入端；比较器的第一路输出控制主电路开关的动作信号，第二路控制模拟选择器，第三路作为复位信号发生器的输入。该控制器易于集成化，能使脉宽调制变换器输出电流在一个开关周期内连续跟踪指令电流值，同时保持开关频率基本恒定，但是仍然是针对单相或三相四线制电压型变换器而言的电流控制技术。对三相三线制电压型变换器而言，由于三相电流之间存在耦合关系，并不能直接将上述电流控制技术原封不动的移植到三相三线系统中，这首先需要对三相电流进行解耦控制。三相三线电压型功率变换器的拓扑结构如图l所示。图中，三相三线电压型功率变换器的交流侧负载或电源单元2设为Y联结方式(当A联结方式时，可变换为Y联结方式)，三相电感A对称，"。、^和"e分别表示三相三线电压型功率变换器主电路l的三相端口与直流侧中心点O之间的电压，f。、/6和/。分别表示三相三线电压型功率变换器交流侧三相线电流，",、^和"e分别表示交流侧负载或电源单元2的相电压，"^、M^和t^分别表示交流侧负载或电源单元2的线电压，表示交流侧负载或电源单元2的中性点N到三相三线电压型功率变换器直流侧电源或负载单元3中心点0之间的电压，直流母线电压(^大于交流侧负载或电源单元2的线电压的峰值。三相电压型功率开关信号分别用SA、SB和Sc表示,逻辑"1"表示三相三线电压型功率变换器主电路1桥式开关上桥臂开关导通(下桥臂开关截止)，逻辑"0"表示下桥臂开关导通(上桥臂开关截止)。根据基尔霍夫定律，有'
背景技术：
w/i+Mfl+wc=△(2)式中，A^为零序电压。如果交流侧三相负载或三相电源对称，则A"w-O，如果交流侧三相负载或三相电源不对称，则AWjv*0。设三相参考电流分别为,。"、、《和C三相电流跟踪误差分别为&、&和《，有(3)《=《=.鹏/=o(4)定义开关函数s,e{l,-l}，/e{fl，6,c}(5)当《=1时，表示上桥臂开关管Spi导通(Sni截止)，当^=-1时表示下桥臂开关管^导通(Spi截止)，因此有V=入2血(6)根据图L有下列电路方程成立'。124"■41——"w1-一"w1"r1"r:1根据式(l)，有可得=全("。+"/>+"c)=+A—3将式(9)代入式(7)可得丄A(7)(8)(9)6-2n(T-1丄(10)可见，三相电流/。、^和/e不仅受本相开关函数S。、A和&的控制，而且还受另外两相开关函数控制。如果不先进行三相电流的解耦，而直接应用前述的电流控制技术，则电流跟踪控制性能将受到很大影响。图2给出了没有进行三相电流解耦控制时的仿真结果。仿真条件为三相三线电压型功率变换器的交流侧负载或电源单元2为三相对称220V/400Hz正弦电压源，直流母线电压〖4-700V，开关频率设定为20kHz，电感Z^4mH,电流参考信号为三相对称5A/400Hz正弦波。仿真中，PWM电流控制器采用三个独立的单相抛物线法PWM电流控制器，抛物线法PWM电流控制器采用公告号为CN100411293C的中国专利公开的《抛物线法电流跟踪脉宽调制控制器》。图2的上图(a)为三相参考电流、三相线电流、三相电流跟踪误差以及三相PWM开关信号波形，图2的下图(b)为a相PWM开关信号SA的频谱。可以看出电流跟踪误差较大，并且开关频率变化也较大。
发明内容本发明的目的在于提供一种用于三相三线电压型功率变换器的三相电流解耦控制方法，以消除三相电流的相互耦合关系，从而实现高性能的电流跟踪控制。本发明用于三相三线电压型功率变换器的电流解耦控制方法是，通过检测和比较三相三线电压型功率变换器交流侧负载或电源的电压，得到该交流侧负载或电源的电压相位信息；通过检测三相三线电压型功率变换器交流侧线电流并与该交流侧线电流相应的参考电流相减计算出相应的电流跟踪误差；然后根据得到的相位信息和电流跟踪误差，计算出虚拟两相电流误差，并通过两个独立的单相PWM电流控制器，产生虚拟两相PWM开关信号；再根据前面得到的相位信息和虚拟两相PWM开关信号，通过逻辑运算得到三相P簡开关信号，以控制三相三线电压型功率变换器主电路功率开关管，实现三相电流解耦控制；包含以下具体步骤步骤1:检测三相三线电压型功率变换器交流侧负载或电源的三相线电压、和""，通过比较，得到与该交流侧负载或电源的三相线电压"^、"flc和""相位有关的三个逻辑信号W一Wb和W。，即满足下列三条关系关系1:当"^〉"^时，W,-逻辑"l";反之，Wa-逻辑"0";关系2:当"^〉"c,时，Wb-逻辑"l";反之，Wb-逻辑"0";关系3:当t^〉"^时，Wc-逻辑"l";反之，W。-逻辑"0";步骤2:对步骤l得到的三个逻辑信号Wa、Wb和W;进行下列异或非逻辑运算，得到另三个逻辑信号G。Gb和Ge,艮P:<formula>formulaseeoriginaldocumentpage6</formula>步骤3:检测三相三线电压型功率变换器交流侧的三相线电流瞬时值信号/。、4和"然后减去其相应的参考电流信号/^,、^,和L,得到相应的电流跟踪误差&、&和《，即<formula>formulaseeoriginaldocumentpage6</formula>，再根据步骤2得到的三个逻辑信号Ga、Gb和Ge，求得虚拟两相电流误差《和,c=Zc-W(5;，即关系6:当G。-逻辑关系5:当Gb-逻辑关系4:当G,-逻辑步骤4:将步骤3得到的虚拟两相电流误差《和《，分别作为两个独立的单相PWM电流控制器的电流误差输入信号，并分别产生虚拟两相PWM开关信号S。和Sp;步骤5:根据步骤1得到的逻辑信号W,、Wb和W。，和步骤2得到的Ga、Gb和G。，以及步骤3得到的虚拟两相PWM开关信号S。和Sp，经过下列逻辑运算，便得到用于控制三相三线电压型功率变换器主电路功率开关管的三相PWM开关信号SA、Se和S。艮卩SA=(WaGa)+(SrGb)+(Sa.Gc)■SB=(Wb.Gb)+(Sp.Gc)+(Sa-G,);Sc=(W,Gc)+(Sp.Ga)+(S0.Gb)其中SrSB和Se等于逻辑"l"时，表示控制三相三线电压型功率变换器主电路相应相的上桥臂功率开关管导通，下桥臂功率开关管截止，等于逻辑"0"时，表示控制三相三线电压型功率变换器主电路相应相的下桥臂功率开关管导通，上桥臂功率开关管截止。所述步骤1中，检测三相三线电压型功率变换器交流侧负载或电源的三相线电压"^、Wflc和"^时，可以只检测三相线电压"^、"Bc和"c^之中的两个，另一个电压根据基尔霍夫电压定律计算得出。例如，如果只检测"^和w^时，"^可通过"0<=-w^-"^计算得出。此时，所述的步骤2中，关系2中的!/^>^用(21/^+1/^)>0代替；关系3中的1^>^8用(2"^+"8c)〈0代替。所述步骤l中，检测三相三线电压型功率变换器交流侧负载或电源的三相线电压"^、Wfic和""时，也可以用检测三相三线电压型功率变换器交流侧负载或电源的三相相电压"^、"w和"a来替代，并且三相相电压^,、"w和^中不含零序电压A^。这样，所述的步骤2中，关系1中的^>^用^<0代替；关系2中的"w^用Mc^O代替；关系3中的"G4>"^用"<41<0代替。如果三相三线电压型功率变换器被用作逆变器，其交流侧为负载时，用相应的输出电压参考信号代替所述的步骤1中的三相三线电压型功率变换器交流侧负载或电源的三相线电压"M、"BC飾C^所述步骤3中，检测三相三线电压型功率变换器交流侧的三相线电流瞬时值信号/。、^和t时，可以只检测三相电流/。、！;和^之中的两个，然后减去其相应的参考电流信号U,、4re/或4^得到两个相应的电流跟踪误差《、&或《，另一个电流跟踪误差根据基尔霍夫电流定律计算得出。例如，如果只检测f。和(，与相应的参考电流信号f。re/和L,相减，即=I—L<,则b相电流跟踪误差&可通过&=-《-《计算得到。上述用于三相三线电压型功率变换器的电流解耦控制方法的理论依据如下由式(7)可以看出，各相电流都与^有关，而且^与三相开关状态都有关，因此首先通过式(7)的两行相减消去，可得<formula>formulaseeoriginaldocumentpage8</formula>(11)、当&、^和^分别固定时，分别定义虚拟两相电流':和《。例如:当S。固定时，定义根据式(12)的定义，可得虚拟两相电流参考为tw/=4re/—,抓/=+4re//>3re/二一f。re/二2/c<+^re/将式(3)代入式(12)可得两相虚拟电流误差《和《为1《=H2<5c+《由式(ll)可得(12)<formula>formulaseeoriginaldocumentpage8</formula>(13)<formula>formulaseeoriginaldocumentpage8</formula>(14)<formula>formulaseeoriginaldocumentpage8</formula>(15)显然，上述虚拟的两相电路方程中，在J。固定时，每个方程只与另一个开关状态有关，因此，可通过两个独立的基于电流误差控制的单相P柳电流控制器，分别控制b和c相的PWM开关信号，使两相虚拟电流C和《分别跟踪其虚拟参考电流Cw/和^e/。同理'也可得到A或^固定时的虚拟两相电流、电流参考、虚拟电流误差以及电路方程。综合后的虛拟两相电流f和《，以及虚拟两相电流误差《和《的关系式为<formula>formulaseeoriginaldocumentpage9</formula>如果采用的两个单相pwm电流控制器，分别控制两相虚拟电流《和/;;跟踪其虛拟参考电流C^/和gw/'使其虚拟电流误差开关周期平均值〈《》和〈《》为零，即<formula>formulaseeoriginaldocumentpage9</formula>同理，按照上述步骤，在^或^固定时，也可得到与式(23)同样的结果。上述结果表明如果采用的两个单相PWM电流控制器，控制使虚拟电流误差开关周期平均值〈《、和〈《》为零，则三相电流跟踪误差&、&和《的开关周期平均值也为零，换句话说，实现虚拟两相电流/:和/;的高性能跟踪控制也就等于实现了三相电流/。、/,和^的高性能跟踪控制，从而实现了三相电流的解耦控制。为了三相对称，将S。、A和&固定的时间进行平均分配，即三者各占三相三线电压型功率变换器交流侧负载或电源电压信号周期的1/3。上述三相三线电压型功率变换器的电流解耦控制方法中，步骤2得到的三个逻辑信号G,、Gb和G。分别等于逻辑"l"时，则分别对应j。、^和^固定的状态，即当s。固定时，对应Ga二逻辑"l";当^固定时，对应Gb^逻辑"1";当&固定时，对应G。-逻辑"1"。本发明的电流解耦控制方法采用两个独立的单相PWM电流控制器，可实现三相三线电压型功率变换器三相电流的完全解耦控制，并可使开关转换次数(或开关损耗〉降低1/3，消除了三相电流的相互耦合关系，实现了高性能的电流跟踪控制。图1是三相三线电压型功率变换器拓扑结构。图2是三相三线电压型功率变换器没有采用电流解耦控制方法时的仿真结果。图3是本发明的控制原理图。图4是本发明中电压相位检测环节4的第一种实施方案原理图。图5是本发明中电压相位检测环节4的第二种实施方案原理图。图6是本发明中电压相位检测环节4的第三种实施方案原理图。图7是本发明中虚拟两相电流误差运算环节6的第一种硬件电路实施方案原理图。图8是本发明中虚拟两相电流误差运算环节6的第二种硬件电路实施方案原理图。图9是本发明中虚拟两相PWM电流控制器7输入与输出信号的定性关系图。图IO是本发明方法的仿真结果图。图11和图12是本发明方法用于三相单位功率因数PWM整流器时的实验结果。图中，1、三相三线电压型功率变换器主电路，2、三相三线电压型功率变换器交流侧负载或电源单元，3、三相三线电压型功率变换器直流侧电源或负载单元，4、三相三线电压型功率变换器交流侧电压检测和比较环节，5、异或非逻辑环节，6、虚拟两相电流误差运算环节抛物线波形发生器，7、虚拟两相PWM电流控制器，8、三相PWM开关信号生成环节，9、虚拟or相单相PWM电流控制器，10、虚拟^相单相PWM电流控制器，11、三重双刀模拟开关，12.双加法器，13、双同相比例放大器，CMPa、CMPb和CMPc为比较器，Aa和Ap为运算放大器，Ka、Kb和Kc为双刀模拟开关，[/血表示三相三线电压型功率变换器直流母线电压，、"fic;和"C4分别表示三相三线电压型功率变换器交流侧负载或电源单元2的三，线电压，L、4和^分别表示三相三线电压型功率变换器交流侧三相线电流，4^和/c^分别表示三相三线电压型功率变换器交流侧三相线电流的参考电流，&、《和《分别表示三相线电流i'。、^和^与其相应参考电流",、〖w和f^之差，SA、sb和Sc分别表示三相PWM开关信号，和SM分别表示三相三线电压型功率变换器主电路1的a相桥臂的上和下桥臂功率开关管，S-和S^分别表示三相三线电压型功率变换器主电路1的b相桥臂的上和下桥臂功率开关管，和S。e分别表示三相三线电压型功率变换器主电路1的c相桥臂的上和下桥臂功率开关管，乙表示电感，C表示电容。具体实施方式本发明的方法是通过检测和比较三相三线电压型功率变换器交流侧负载或电源电压，得到其相位信息；通过检测三相三线电压型功率变换器交流侧线电流并与其相应的参考电流相减计算出相应的电流跟踪误差；然后根据得到的相位信息和电流跟踪误差，计算出虚拟两相电流误差，并通过两个独立的单相PWM电流控制器，产生虚拟两相PWM开关信号；再根据前面得到的相位信息和虚拟两相PWM开关信号，通过逻辑运算得到三相PWM开关信号，以控制三相三线电压型功率变换器主电路功率开关管，实现三相电流解耦控制；图3给出了本发明的控制原理图，包括三相三线电压型功率变换器交流侧负载或电源单元2的电压检测和比较环节4、异或非逻辑环节5、虚拟两相电流误差运算环节6、虚拟两相PffM电流控制器7以及三相PWM开关信号生成环节8。图4给出了电压相位检测和比较环节4的第一种实施方案。满足下列三条关系关系l:当"^>"^时，W,-逻辑"r';反之，\^=逻辑"0";关系2:当"^>""时，Wb-逻辑"l";反之，Wb-逻辑"0":关系3:当"c^〉"^时，W。-逻辑"l";反之，W。-逻辑"0"。根据基尔霍夫电压定律，三相三线电压型功率变换器交流侧的三相线电压检测信号w^、"bc和"c4中，可以只检测三者之中的两个，另一个电压信号由式(1H十算得出。例如，如果只检测"朋和时，&可通过=-"朋-"w计算得出。此时，上述关系2中的WflC>m"可转化为(2"^关系3中的^>^8可转化为(2^+"^)<0。转换后的电压相位检测环节4的第二种实施方案如图5所示。图6给出了电压检测和比较环节4的第三种实施方案。图中，Wa、"w和"a表示三相三线电压型功率变换器交流側负载或电源单元2的不含零序电压的三相相电压，可直接采用三相Y/YO-12型电压互感器检测得出。这样，上述关系l中的"^>";等效为"61<0;上述关系2中的t^〉i^等效为"c^0;关系3中的w^〉i^等效为^,〈0。上述电压检测和比较环节4中的电压检测电路要滤除开关频率及高频干扰毛刺。另外，如果三相三线电压型功率变换器被用作逆变器，其交流侧为负载时，可用相应的输出电压参考信号代替上述的三相线电压检测信号。'虚拟两相电流误差运算环节6的三个电流跟踪误差信号可通过检测三相三线电压型功率变换器交流侧的三相线电流瞬时值f。、4和"然后与其相应的参考电流信号Ce,、相减后得到，即<formula>formulaseeoriginaldocumentpage12</formula>根据基尔霍夫电流定律，可以用电流互感器或取样电阻只检测三相电流/。、！6和^之中的两个，并计算出相应的电流跟踪误差，然后再由式(4)计算出另一个电流跟踪误差。例如，如果只检测/。和t，并计算出&和《，则b相电流跟踪误差《可通过A=-&-《计算得到。该环节的输出信号为虚拟两相电流误差《和《，由三相电流误差&、&和《，通过来自异或非逻辑环节5的信号G。Gb和G。选择和计算得出，其关系式分别为<formula>formulaseeoriginaldocumentpage12</formula>上述关系4、关系5和关系6的另一种综合表达式为<formula>formulaseeoriginaldocumentpage12</formula>虚拟两相电流误差运算环节6可以由软件或者硬件电路加以实现。图7给出了虚拟两相电流误差运算环节6的第一种硬件电路实施方案。图中，来自异或非逻辑环节5的逻辑信号Ga、Gb和Ge分别控制模拟开关11中双刀开关Ka、Kb和Kc。当Ga、Gb和Ge分别等于逻辑"1"时，双刀开关Ka、Kb和Kc闭合，否则断开。经模拟开关控制后的信号通过双加法器12后输出虚拟两相电流误差《和《。图中电阻满足及2=。图8给出了虚拟两相电流误差运算环节6的第二种硬件电路实施方案。图中，来自异或非逻辑环节5的逻辑信号G。Gb和Ge分别控制模拟开关11中双刀开关Ka、Kb和Kc。当G,、Gb和G。分别等于逻辑"1"时，双刀开关Ka、Kb和Kc闭合，否则断开。经模拟开关控制后的信号通过同相比例放大器13后输出虚拟两相电流误差《和《。图中电阻满足及2-2必，虚拟两相PWM电流控制器7由两个独立的单相PWM电流控制器9和10组成。单相PWM电流控制器9和10可采用公告号为CN100411293C的中国专利公开的《抛物线法电流跟踪脉宽调制控制器》、滞环PWM电流控制器等基于电流误差控制的现有PWM电流控制器。该环节输入信号为虚拟两相电流误差《和《，输出为虚拟两相PWM开关信号Sa和Sp，《与Sa以及《和关系4:当Ga-逻辑"1"关系5:当Gb-逻辑"1"关系6:当G。-逻辑"1"Sp之间的定性关系如图9所示。异或非逻辑环节5和三相PWM开关信号生成环节8可由软件或者数字逻辑电路(如可编程逻辑电路GAL，CPLD及FPGA等)实现下列逻辑关系-Gb=WbWc以及Gc=Wc6Wa图IO给出了采用本发明的三相电流解耦控制方法时的仿真结果。仿真条件为三相三线电压型功率变换器交流侧负载或电源单元2为三相对称220V/400Hz正弦电压源，直流母线电压C^-700V，开关频率设定为20kHz，电感/:=4州，电流参考信号为三相对称5A/400Hz正弦波。PWM电流控制器9和10采用独立的单相抛物线法PWM电流控制器(见公告号为CN100411293C的中国专利公开的《抛物线法电流跟踪脉宽调制控制器》)。图10的上图(a)为三相参考电流、三相线电流、三相电流跟踪误差、虚拟两相电流误差、虚拟两相PWM开关信号，以及三相PWM开关信号的波形，图10的下图(b)为a相PWM开关信号SA的频谱。可以看出电感电流能较好地跟踪其参考电流，并且开关频率基本保持恒定。另外，三相PWM开失信号Sa、SB和Se在一个电源周期内都有1/3周期时间，其开关状态固定，因此开关转换次数相对减少了1/3(或开关损耗较少了1/3)。下面给出三相三线电压型功率变换器被用作单位功率因数P簡整流器时的实验结果。实验条件为三相380V/50Hz市电经三相变压器降压为220V/50Hz，接到三相三线电压型功率变换器交流侧单元2，三相三线电压型功率变换器主电路1采用三相智能IGBT模块(IPM),三相三线电压型功率变换器直流母线电压设定为f^-385V，开关频率设定为20kHz，电感A=4mH，电容C-2000微法，直流侧单元3为阻性负载。实验中，PWM电流控制器9和10采用独立的单相抛物线法PWM电流控制器(见公告号为CN100411293C的中国专利公开的《抛物线法电流跟踪脉宽调制控制器》)。图ii给出了实验时的三相三线电压型功率变换器交流侧负载或电源单元2线电压"^(400V/格)、线电流z:、4和t(5A/格)，以及各线电流的对应频谱波形，图中，时间轴为10ms/格，频率轴为20kHz/格。图12给出了实验时的线电压"^(400V/格)以及三相PWM开关信号Sa、Sb和Sc的波形，图中，时间轴为4ms/格。上述仿真和实验结果表明，本发明具有优良的电流解耦控制性能。SA=(Wa.Ga)+(Sp.Gb)+(S,Gc)SB=(Wb.Gb)+(Sp.Gc)+(Sa.Ga)。Sc=(Wc.Gc)+(VGa)+(Sa.Gb)权利要求1.一种用于三相三线电压型功率变换器的电流解耦控制方法，其特征是通过检测和比较三相三线电压型功率变换器交流侧负载或电源的电压，得到该交流侧负载或电源的电压相位信息；通过检测三相三线电压型功率变换器交流侧线电流并与该交流侧线电流相应的参考电流相减计算出相应的电流跟踪误差；然后根据得到的相位信息和电流跟踪误差，计算出虚拟两相电流误差，并通过两个独立的单相PWM电流控制器，产生虚拟两相PWM开关信号；再根据前面得到的相位信息和虚拟两相PWM开关信号，通过逻辑运算得到三相PWM开关信号，以控制三相三线电压型功率变换器主电路功率开关管，实现三相电流解耦控制；包含以下具体步骤步骤1检测三相三线电压型功率变换器交流侧负载或电源的三相线电压uAB、uBC和uCA，通过比较，得到与该交流侧负载或电源的三相线电压uAB、uBC和uCA相位有关的三个逻辑信号Wa、Wb和Wc，即满足下列三条关系关系1当uAB＞uBC时，Wa＝逻辑“1”；反之，Wa＝逻辑“0”；关系2当uBC＞uCA时，Wb＝逻辑“1”；反之，Wb＝逻辑“0”；关系3当uCA＞uAB时，Wc＝逻辑“1”；反之，Wc＝逻辑“0”；步骤2对步骤1得到的三个逻辑信号Wa、Wb和Wc进行下列异或非逻辑运算，得到另三个逻辑信号Ga、Gb和Gc，即<mathsid="math0001"num="0001"><math><![CDATA[<mrow><mfencedopen='{'close=''><mtable><mtr><mtd><msub><mi>G</mi><mi>a</mi></msub><mo>=</mo><mover><mrow><msub><mi>W</mi><mi>a</mi></msub><mo>⊕</mo><msub><mi>W</mi><mi>b</mi></msub></mrow><mo>‾</mo></mover></mtd></mtr><mtr><mtd><msub><mi>G</mi><mi>b</mi></msub><mo>=</mo><mover><mrow><msub><mi>W</mi><mi>b</mi></msub><mo>⊕</mo><msub><mi>W</mi><mi>c</mi></msub></mrow><mo>‾</mo></mover></mtd></mtr><mtr><mtd><msub><mi>G</mi><mi>c</mi></msub><mo>=</mo><mover><mrow><msub><mi>W</mi><mi>c</mi></msub><mo>⊕</mo><msub><mi>W</mi><mi>a</mi></msub></mrow><mo>‾</mo></mover></mtd></mtr></mtable></mfenced><mo>;</mo></mrow>]]></math></maths>步骤3检测三相三线电压型功率变换器交流侧的三相线电流瞬时值信号ia、ib和ic，然后减去其相应的参考电流信号iaref、ibref和icref得到相应的电流跟踪误差δa、δb和δc，即<mathsid="math0002"num="0002"><math><![CDATA[<mrow><mfencedopen='{'close=''><mtable><mtr><mtd><msub><mi>δ</mi><mi>a</mi></msub><mo>=</mo><msub><mi>i</mi><mi>a</mi></msub><mo>-</mo><msub><mi>i</mi><mi>aref</mi></msub></mtd></mtr><mtr><mtd><msub><mi>δ</mi><mi>b</mi></msub><mo>=</mo><msub><mi>i</mi><mi>b</mi></msub><mo>-</mo><msub><mi>i</mi><mi>bref</mi></msub></mtd></mtr><mtr><mtd><msub><mi>δ</mi><mi>c</mi></msub><mo>=</mo><msub><mi>i</mi><mi>c</mi></msub><mo>-</mo><msub><mi>i</mi><mi>cref</mi></msub></mtd></mtr></mtable></mfenced><mo>,</mo></mrow>]]></math>id="icf0002"file="A2008101597620002C2.tif"wi="24"he="20"top="192"left="20"img-content="drawing"img-format="tif"orientation="portrait"inline="yes"/></maths>再根据步骤2得到的三个逻辑信号Ga、Gb和Gc，求得虚拟两相电流误差δαx和δβx，即关系4当Ga＝逻辑“1”时，<mathsid="math0003"num="0003"><math><![CDATA[<mrow><mfencedopen='{'close=''><mtable><mtr><mtd><msubsup><mi>δ</mi><mi>α</mi><mi>x</mi></msubsup><mo>=</mo><mrow><mo>(</mo><mn>2</mn><msub><mi>δ</mi><mi>b</mi></msub><mo>+</mo><msub><mi>δ</mi><mi>c</mi></msub><mo>)</mo></mrow><mo>=</mo><mrow><mo>(</mo><msub><mi>δ</mi><mi>b</mi></msub><mo>-</mo><msub><mi>δ</mi><mi>a</mi></msub><mo>)</mo></mrow></mtd></mtr><mtr><mtd><msubsup><mi>δ</mi><mi>β</mi><mi>x</mi></msubsup><mo>=</mo><mrow><mo>(</mo><mn>2</mn><msub><mi>δ</mi><mi>c</mi></msub><mo>+</mo><msub><mi>δ</mi><mi>b</mi></msub><mo>)</mo></mrow><mo>=</mo><mrow><mo>(</mo><msub><mi>δ</mi><mo>c</mo></msub><mo>-</mo><msub><mi>δ</mi><mi>a</mi></msub><mo>)</mo></mrow></mtd></mtr></mtable></mfenced><mo>;</mo></mrow>]]></math>id="icf0003"file="A2008101597620002C3.tif"wi="56"he="13"top="223"left="84"img-content="drawing"img-format="tif"orientation="portrait"inline="yes"/></maths>关系5当Gb＝逻辑“1”时，<mathsid="math0004"num="0004"><math><![CDATA[<mrow><mfencedopen='{'close=''><mtable><mtr><mtd><msubsup><mi>δ</mi><mi>α</mi><mi>x</mi></msubsup><mo>=</mo><mrow><mo>(</mo><mn>2</mn><msub><mi>δ</mi><mi>c</mi></msub><mo>+</mo><msub><mi>δ</mi><mi>a</mi></msub><mo>)</mo></mrow><mo>=</mo><mrow><mo>(</mo><msub><mi>δ</mi><mi>c</mi></msub><mo>-</mo><msub><mi>δ</mi><mi>b</mi></msub><mo>)</mo></mrow></mtd></mtr><mtr><mtd><msubsup><mi>δ</mi><mi>β</mi><mi>x</mi></msubsup><mo>=</mo><mrow><mo>(</mo><mn>2</mn><msub><mi>δ</mi><mi>a</mi></msub><mo>+</mo><msub><mi>δ</mi><mi>c</mi></msub><mo>)</mo></mrow><mo>=</mo><mrow><mo>(</mo><msub><mi>δ</mi><mi>a</mi></msub><mo>-</mo><msub><mi>δ</mi><mi>b</mi></msub><mo>)</mo></mrow></mtd></mtr></mtable></mfenced><mo>;</mo></mrow>]]></math>id="icf0004"file="A2008101597620002C4.tif"wi="48"he="13"top="240"left="84"img-content="drawing"img-format="tif"orientation="portrait"inline="yes"/></maths>关系6当Gc＝逻辑“1”时，<mathsid="math0005"num="0005"><math><![CDATA[<mrow><mfencedopen='{'close=''><mtable><mtr><mtd><msubsup><mi>δ</mi><mi>α</mi><mi>x</mi></msubsup><mo>=</mo><mrow><mo>(</mo><mn>2</mn><msub><mi>δ</mi><mi>a</mi></msub><mo>+</mo><msub><mi>δ</mi><mi>b</mi></msub><mo>)</mo></mrow><mo>=</mo><mrow><mo>(</mo><msub><mi>δ</mi><mi>a</mi></msub><mo>-</mo><msub><mi>δ</mi><mi>c</mi></msub><mo>)</mo></mrow></mtd></mtr><mtr><mtd><msubsup><mi>δ</mi><mi>β</mi><mi>x</mi></msubsup><mo>=</mo><mrow><mo>(</mo><mn>2</mn><msub><mi>δ</mi><mi>b</mi></msub><mo>+</mo><msub><mi>δ</mi><mi>a</mi></msub><mo>)</mo></mrow><mo>=</mo><mrow><mo>(</mo><msub><mi>δ</mi><mi>b</mi></msub><mo>-</mo><msub><mi>δ</mi><mi>c</mi></msub><mo>)</mo></mrow></mtd></mtr></mtable></mfenced><mo>;</mo></mrow>]]></math>id="icf0005"file="A2008101597620002C5.tif"wi="48"he="13"top="256"left="84"img-content="drawing"img-format="tif"orientation="portrait"inline="yes"/></maths>步骤4将步骤3得到的虚拟两相电流误差δαx和δβx，分别作为两个独立的单相PWM电流控制器的电流误差输入信号，并分别产生虚拟两相PWM开关信号Sα和Sβ；步骤5根据步骤1得到的逻辑信号Wa、Wb和Wc，和步骤2得到的Ga、Gb和Gc，以及步骤3得到的虚拟两相PWM开关信号Sα和Sβ，经过下列逻辑运算，便得到用于控制三相三线电压型功率变换器主电路功率开关管的三相PWM开关信号SA、SB和SC，即<mathsid="math0006"num="0006"><math><![CDATA[<mrow><mfencedopen='{'close=''><mtable><mtr><mtd><msub><mi>S</mi><mi>A</mi></msub><mo>=</mo><mrow><mo>(</mo><msub><mi>W</mi><mi>a</mi></msub><mo>·</mo><msub><mi>G</mi><mi>a</mi></msub><mo>)</mo></mrow><mo>+</mo><mrow><mo>(</mo><msub><mi>S</mi><mi>β</mi></msub><mo>·</mo><msub><mi>G</mi><mi>b</mi></msub><mo>)</mo></mrow><mo>+</mo><mrow><mo>(</mo><msub><mi>S</mi><mi>α</mi></msub><mo>·</mo><msub><mi>G</mi><mi>c</mi></msub><mo>)</mo></mrow></mtd></mtr><mtr><mtd><msub><mi>S</mi><mi>B</mi></msub><mo>=</mo><mrow><mo>(</mo><msub><mi>W</mi><mi>b</mi></msub><mo>·</mo><msub><mi>G</mi><mi>b</mi></msub><mo>)</mo></mrow><mo>+</mo><mrow><mo>(</mo><msub><mi>S</mi><mi>β</mi></msub><mo>·</mo><msub><mi>G</mi><mi>c</mi></msub><mo>)</mo></mrow><mo>+</mo><mrow><mo>(</mo><msub><mi>S</mi><mi>α</mi></msub><mo>·</mo><msub><mi>G</mi><mi>a</mi></msub><mo>)</mo></mrow></mtd></mtr><mtr><mtd><msub><mi>S</mi><mi>C</mi></msub><mo>=</mo><mrow><mo>(</mo><msub><mi>W</mi><mi>c</mi></msub><mo>·</mo><msub><mi>G</mi><mi>c</mi></msub><mo>)</mo></mrow><mo>+</mo><mrow><mo>(</mo><msub><mi>S</mi><mi>β</mi></msub><mo>·</mo><msub><mi>G</mi><mi>a</mi></msub><mo>)</mo></mrow><mo>+</mo><mrow><mo>(</mo><msub><mi>S</mi><mi>α</mi></msub><mo>·</mo><msub><mi>G</mi><mi>b</mi></msub><mo>)</mo></mrow></mtd></mtr></mtable></mfenced><mo>;</mo></mrow>]]></math></maths>其中SA、SB和SC等于逻辑“1”时，表示控制三相三线电压型功率变换器主电路相应相的上桥臂功率开关管导通，下桥臂功率开关管截止，等于逻辑“0”时，表示控制三相三线电压型功率变换器主电路相应相的下桥臂功率开关管导通，上桥臂功率开关管截止。2.根据权利要求l所述用于三相三线电压型功率变换器的电流解耦控制方法，其特征是所述步骤1中，检测三相三线电压型功率变换器交流侧负载或电源的三相线电压^、t^和"a时，只检测三相线电压"^、"^和"a之中的两个，另一个电压根据基尔霍夫电压定律计算得出。3.根据权利要求l所述用于三相三线电压型功率变换器的电流解耦控制方法，其特征是所述步骤1中，检测三相三线电压型功率变换器交流侧负载或电源的三相线电压M^、W^c和"C4时，用检测三相三线电压型功率变换器交流侧负载或电源的三相相电压^,、"w和"c,来替代，并且三相相电压"^、"w和Md中不含零序电压厶"w。4.根据权利要求l所述用于三相三线电压型功率变换器的电流解耦控制方法，其特征是如果三相三线电压型功率变换器被用作逆变器，其交流侧为负载时，用相应的输出电压参考信号代替所述的步骤1中的三相三线电压型功率变换器交流侧负载或电源的三相线电压"必、5.根据权利要求l所述用于三相三线电压型功率变换器的电流解耦控制方法，其特征是所述步骤3中，检测三相三线电压型功率变换器交流侧的三相线电流瞬时值信号/u、4和4时，只检测三相电流Z'。、^和4之中的两个，然后减去其相应的参考电流信号/。^、两个相应的电流跟踪误差&、&或《，另一个电流跟踪误差根据基尔霍夫电流定律计算得出。全文摘要本发明提供了一种用于三相三线电压型功率变换器的三相电流解耦控制方法，是通过检测和比较交流侧负载或电源电压，得到其相位信息；通过检测交流侧线电流并与其相应的参考电流相减计算出相应的电流跟踪误差；然后根据得到的相位信息和电流跟踪误差，计算出虚拟两相电流误差，并通过两个独立的单相PWM电流控制器，产生虚拟两相PWM开关信号；再根据相位信息和虚拟两相PWM开关信号，通过逻辑运算得到三相PWM开关信号，以控制三相三线电压型功率变换器主电路功率开关管，实现三相电流解耦控制。本发明采用两个独立的单相PWM电流控制器，可实现三相三线电压型功率变换器三相电流的完全解耦控制，消除了三相电流的相互耦合关系。文档编号H02M7/48GK101404461SQ20081015976公开日2009年4月8日申请日期2008年11月13日优先权日2008年11月13日发明者王广柱申请人:山东大学