专利名称：双电源系统的制作方法
技术领域：
本发明涉及双电源系统，其将使甲醇、氢气等燃料发生化学反应而发电的燃料电 池、与像锂离子电池那样可充电的二次电池并用。
背景技术：
手机、PDA、数码相机等便携式信息设备主要将锂离子电池等可充电的二次电池用 作其电源。近年来，随着对这些设备的高功能化、多功能化、高速化及长时间驱动的需求，期 望将小型燃料电池作为新的电源，并且已开始在一部分设备中试制或试用。燃料电池与以往的二次电池不同，其不需要充电作业，只需补充燃料或更换燃料 盒，即可达到能使设备长时间工作的状态。在这些燃料电池中，将甲醇等用作燃料的燃料电 池从其特性方面来讲，能长时间地提供稳定的输出，但不能提供与所使用的设备的负荷状 态相应的输出。尤其对于像手机或数码相机那样的、使用设备的模式有多种，根据其模式所 需的输出有2倍以上差异的设备，不能单独使用燃料电池。因此，在将燃料电池用于这种电子设备时，通常将能与负荷变动对应、且可充电 的锂离子二次电池等与燃料电池并用。例如，在美国专利第6，656，618号说明书中，通过 DC-DC转换器对燃料电池的输出电压进行转换，由此实现燃料电池与二次电池的并用。在使这种燃料电池与二次电池协作来向负载提供电力的双电源系统中，要求在小 型化和电力输出效率方面进一步进行改善。
发明内容
本发明就是鉴于上述情况而提出的，其目的在于，提供一种小型且高效率的双电 源系统。根据本发明的一个方式提供一种双电源系统，在将燃料电池和可充电的二次电池 并用的双电源系统中，具有差分电压附加单元，其使用所述二次电池，向所述燃料电池的 电压附加所述燃料电池的电压与所需的目标输出电压之间的差分电压，得到该双电源系统 的输出电压；和控制单元，其检测所述双电源系统的输出电压，并控制所述差分电压附加单 元，使得所述输出电压成为所述目标输出电压。
图1是示出了本发明的第1实施例的双电源系统的结构的图。图2是示出了图1中的PI控制电路的结构示例的图。图3是示出了图1中的载波生成电路及反转放大电路的结构示例的图。图4是示出了图1中的比较电路的结构示例的图。图5是示出了用于说明图4中的比较电路的动作原理的、比较器的输入与输出之 间的关系的图。图6是示出了图1中的死区时间(dead time)电路的结构示例的图。
图7是示出了调制波与三角波载波与开关元件Qa、Qb的状态之间的关系的图。图8是示出了升压动作时的燃料电池的电压、目标输出电压、调制波、差分电压、 目标差分电压、检测输出电压、以及二次电池的电池电流之间的关系的图。图9是示出了降压动作时的燃料电池的电压、目标输出电压、调制波、差分电压、 目标差分电压、检测输出电压、以及二次电池的电池电流之间的关系的图。图10是示出了使燃料电池的电压从4.5[V]变化到9.5[V]时的转换器效率的测 定结果的图。图11是表示本发明的第3实施例的双电源系统中的二次电池的过充电保护电路 及过放电保护电路的结构示例的图。
具体实施例方式以下，参照
用于实施本发明的最佳方式。(第1实施例)如图1所示，本发明的第1实施例的双电源系统包括使甲醇、氢气等燃料发生化 学反应而发电的燃料电池vf。；和可充电的像锂离子电池那样的二次电池vsb。其中，所使用 的燃料电池vf。在稳定状态下为7. 2 [V]，二次电池Vsb为3. 2 [V]。但是，燃料电池Vf。通过化 学反应来产生电动势，因而具有不能瞬时获得大输出的性质。这些燃料电池Vf。和二次电池Vsb通过H桥形DC-DC转换器10串联连接。即，H桥 形DC-DC转换器10由4象限削波器(chopper) 12和LC低通滤波器14构成，二次电池Vsb 与所述4象限削波器12的输入端连接。并且，电容器Q与该二次电池Vsb并联连接。燃料 电池Vf。与LC低通滤波器14中的电容器C2串联连接，该LC低通滤波器14由连接到所述4 象限削波器12的输出端的电感器L和电容器C2构成。并且，电容器C3与该串联连接的燃 料电池Vf。及电容器C2并联连接。从所述串联连接的燃料电池Vf。和电容器C2两端之间进行从该双电源系统向负载 Load的电力供给(输出电压V。ut)。并且，该双电源系统在上述结构的主电路的基础上，还包括控制电路18，该控制电 路18基于通过隔离放大器16取得输出电压V。ut而得到的检测输出电压V。ut _，来控制所述 4象限削波器12的动作。该控制电路18具有PI控制电路20、载波生成电路22、比较电路24、反转放大电路 26、比较电路28、逆变器30、32、死区时间电路34及栅极驱动电路36。PI控制电路20进行使所述隔离放大器16的检测输出电压V。ut _成为目标输出电 压V。ut—。。广的PI控制。载波生成电路22生成三角波载波。比较电路24将作为所述PI控 制电路20的输出的调制波Duty与来自所述载波生成电路22的三角波载波进行比较。反 转放大电路26使来自所述载波生成电路22的三角波载波成为-1倍。比较电路28将来自 所述PI控制电路20的调制波Duty与来自所述反转放大电路26的反转后的三角波载波进 行比较。逆变器30生成将所述比较电路24的输出信号反转后的反转信号，逆变器32生成 将所述比较电路28的输出信号反转后的反转信号。死区时间电路34使所述比较电路24、 28的输出信号、以及来自所述逆变器30、32的反转信号的定时延迟。栅极驱动电路36根据
4通过所述死区时间电路34延迟后的所述比较电路24、28的输出及它们的反转信号，驱动所 述4象限削波器12的各个开关元件(功率M0S-FET)。其中，所述比较电路24 (及逆变器30)与所述4象限削波器12的开关元件Qa及_Qa 对应，所述比较电路28 (及逆变器32)与所述4象限削波器12的开关元件Qb及-Qb对应。如图2所示，所述PI控制电路20由运算放大器38、两个电阻队、可变电阻R2及电 容器C4构成。该PI控制电路20的输出由下式(1)表示，增益&及积分时间常数由下 式(2)和下式(3)表示。因此，能够分别利用可变电阻&调整增益&，利用电容器C4调整 积分时间常数1\。(数式1) = R2C4(3)如图3所示，所述载波生成电路22由运算放大器40、42、可变电阻R3、电阻R4、可 变电阻R5、电阻R6、可变电阻R7及电容器(5构成。并且，所述反转放大电路26由运算放大 器44及电阻R8、R9构成。载波生成电路22生成下式(4)所示的频率的三角波载波。(数式2) 该载波生成电路22由使用了运算放大器40的迟滞比较器、和使用了运算放大器 42的积分电路构成。利用可变电阻R3调整三角波的直流量，利用可变电阻&调整三角波 的振幅，利用可变电阻R7调整三角波的频率。例如，三角波的振幅是2 (R5/R4) V，如果设V = 15 [V]、R4 = 6 [k Q ]，并把R5调整为2 [k Q ]，则三角波的振幅是10 [VPP]。将该三角波设为 与所述4象限削波器12的开关元件Qa、-Qa对应的载波。并且，通过使用了运算放大器44的反转放大电路26将该三角波反转而生成反转 三角波，将该反转三角波设为与所述4象限削波器12的开关元件Qb、_Qb对应的载波。其中，在将载波频率设为例如100 [kHz]那样高的频率的情况下，需要注意压摆率 (slew rate)。因此，各个运算放大器 40、42、44 使用 LM7171 (National Semiconductor 公 司)，压摆率是4100[V/i!s]。压摆率与载波频率的关系如下式(5)所示。在这种情况下， 如果把三角波载波的振幅设为10 [VPP]，则载波频率f可以设定到200 [MHz]。(数式3) 如图4所示，所述比较电路24、28分别由比较器46和电阻R1(1构成。这些比较电 路24、28通过比较器46将来自所述载波生成电路22或所述反转放大电路26的三角波载
(Vov
波与来自PI控制电路20的调制波Duty进行比较，将其结果输出给后面的电路。比较器46 例如可以使用响应时间为80[ns]的快速LM319。另外，LM319是开集(open collector), 所以通过上拉电阻R1(l被上拉为5 [V]。图5是示出了向所述比较器46输入约100 [kHz]的三角波载波48和5 [V]的直流 电压，通过示波器观察比较器输出50的结果的图。这样，能够获得具有与三角波载波48和 5[V]的比较结果对应的脉宽的PWM波形作为比较器输出50。另外，比较器输出50的上升 沿的延迟时间由上拉电阻R1(l的电阻值确定。在图1所示的结构中，取代这种三角波载波48，来自所述载波生成电路22或所述 反转放大电路26的三角波载波被输入到比较器46的反转输入端。并且，取代5[V]的直流 电压，来自所述PI控制电路20的调制波Duty被输入到比较器46的非反转输入端。由此， 能够从比较器46的输出端获得脉宽可以根据所述调制波Duty的变动而变化的PWM波形。如图6所示，所述死区时间电路34由电阻Rn、二极管Di及电容器C6、施密特触发 器52构成。另外，此处示出了 4象限削波器12的一个开关元件(功率M0S-FET)用的结构， 对于各个开关元件设置了同样的结构。通常，功率M0S-FET的截止时间比导通时间长。因此，需要死区时间电路，该死区 时间电路在位于同时导通则发生短路的位置处的功率M0S-FET进行导通/截止切换的定 时，按照截止时间使导通的定时延迟。延迟时间由功率M0S-FET的输入静电电容及开关特 性确定。在图6所示的结构中，可以获得下式(6)所示的死区时间Td。另外，施密特触发器 52是为了生成通过由电阻Rn和电容器C6构成的RC滤波器使波形变稳定后的波形而设置 的。(数式4)Td = 0. 7C6Rn(6)并且，不希望利用这种通过由死区时间电路34延迟后的PWM信号直接驱动4象限 削波器12的各个开关元件。这是因为由于没有被电气绝缘，来自主电路的噪声进入控制电 路18而产生错误动作。因此，利用栅极驱动电路36驱动4象限削波器12的各个开关元件 (功率M0S-FET)。构成该栅极驱动电路36的栅极驱动用IC暂且接收PWM信号，在进行电 流放大后将其输出。并且，功率M0S-FET是电容性的，所以要求栅极驱动用IC能够快速对 作为负载的静电电容进行充电及放电。下面，说明如上所述构成的双电源系统的动作。该双电源系统产生燃料电池Vf。的电压与目标输出电压V。ut 之间的差分，作为H 桥形DC-DC转换器10的输出电压(差分电压V。。nv)，由此使提供给负载Load的电压(输出 电压V。ut)恒定。即，把以二次电池Vsb为电源的H桥形DC-DC转换器10用于差分电压V_v 的控制中，将输出电压V。ut控制为恒定电压。另外，H桥形DC-DC转换器10具有用于去除开 关脉动(switching ripple)的LC低通滤波器。该方式的优点是能减小将燃料电池Vf。的 电压保持为恒定的电路的功率转换器容量。其结果是，可实现双电源系统的小型化和高效 率化。利用PWM控制的调制波Duty将差分电压V。。nv表示为下式(7)。并且，输出电压V。ut 由下式(8)表示。(数式5)
Vconv = DutyXVsb(7)Vout = Vfc+Vconv(8)图7是示出了来自所述PI控制电路20的调制波Duty、来自载波生成电路22及所 述反转放大电路26的三角波载波54、56、以及4象限削波器12的开关元件Qa、Qb的状态之 间的关系的图。该图表示燃料电池Vf。的电压低、则燃料电池Vf。与目标输出电压V。ut 之 间的差分为正、即必须进行升压动作的情况。在这种情况下，调制波Duty为正，因此开关元 件Qa与_Qa互补地工作，开关元件Qb始终截止，开关元件_Qb始终导通。此外，虽然没有图示，但在燃料电池Vf。的电压高、燃料电池Vf。与目标输出电压 V。ut cJ之间的差分为负、即必须进行降压动作时，调制波Duty为负，因此开关元件Qb与_Qb 互补地工作，开关元件Qa始终截止，开关元件_Qa始终导通。图8是示出了升压动作时、图9是示出了降压动作时、燃料电池Vf。的电压、目标 输出电压V。ut—、调制波Duty、差分电压V。。nv、目标差分电压V。。n/、检测输出电压V。ut—_、以 及二次电池Vsb的电池电流Isb之间的关系的图。其中，V。。nv*为V。。nv* = V。ut。。:-Vf。。如图8 所示，在升压动作时，调制波Duty为正，通过H桥形DC-DC转换器10的控制，差分电压V_v 成为正。此时，二次电池Vsb反复进行脉冲放电。并且，如图9所示，在降压动作时，调制波 Duty为负，通过H桥形DC-DC转换器10的控制，差分电压V。。nv成为负。此时，二次电池Vsb 反复进行脉冲充电。由此，能够将输出电压V。ut恒定地控制为大致7.2[V]。另外，差分电压 火_振动是因为通过？1控制，差分电压V。。nv的控制系统成为二次系统的缘故。图10是示出了使燃料电池Vf。的电压从4. 5[V]变为9. 5[V]时的转换器效率的测 定结果的图。目标输出电压V。ut。。是7.2[V]。可以确认，燃料电池Vf。的电压越接近目标 7. 2 [V]，则效率越高。另外，在差分电压V。。nv较大的区域效率提高，这是因为H桥形DC-DC 转换器10的输出功率越大，则H桥形DC-DC转换器10单体的效率越高。如上所述，根据本第1实施例的双电源系统，作为供给负载Load的电压(输出电 压v。ut)的一部分，产生燃料电池Vf。与目标输出电压V。ut 之间的差分，作为H桥形DC-DC 转换器10的输出电压(差分电压V。。nv)，由此能够使输出电压V。ut恒定。S卩，通过控制把差 分电压V。。nv的输入源设为二次电池Vsb的H桥形DC-DC转换器10，能够补偿燃料电池Vfc的 电力供给的延迟。并且，由H桥形DC-DC转换器10产生的电压为燃料电池Vf。的电压与目标输出电 压V。ut—。。之间的差分即可，所以与单纯地使电池的电压升压降压来产生目标输出电压的 DC-DC转换器相比，可以减小转换器容量。因此，由于转换器小型且轻量，所以能够有助于安 装了该双电源系统的电子设备的小型化及轻量化。另外，由于转换器容量较小，所以整体效 率良好，电池持续时间较长。具体地讲，例如，如果利用H桥形DC-DC转换器10校正士30%的电压，则可以使转 换器容量变为1/3，由于大小与容量大致成比例，所以大小也变为1/3。并且，损耗也是成比 例的，所以损耗也变为1/3、即当损耗为30%的情况下，电池的持续时间约提高了 30%。并且，当输出电压V。ut比目标输出电压V。ut。。高时，可以对二次电池Vsb进行充电 来恢复二次电池Vsb的消耗。[第2实施例]在上述第1实施例中，利用硬件构成控制电路18，但也可以用DSP来替换PI控制电路20、载波生成电路22、比较电路24、28、反转放大电路26及逆变器30、32，通过DSP内 部的软件来实现上述的功能。这样，根据该第2实施例，与全部利用硬件来构成的情况相比，能够减少电路的数 量，进一步实现小型化和轻量化。并且，也能够追加滤波等的信号处理。[第3实施例]在上述第1实施例中，二次电池Vsb在升压动作时进行脉冲放电，在降压动作时进 行脉冲充电。因此，在该第3实施例中，如图11所示，还设置了防止所述二次电池Vsb过度充电 及过度放电的过充电保护电路58及过放电保护电路60。S卩，过充电保护电路58由继电器或FET开关62、带迟滞比较器64和驱动器66构 成。继电器或FET开关62设在电容器Q的正侧和4象限削波器12的连接点、与二次电池 Vsb之间。带迟滞比较器64在二次电池Vsb的电压超过4.2[V]时成为低电平输出，而且在 不是该4.2[V]且不低于3.7[V]时，不能从该低电平输出恢复为原来的高电平输出。驱动 器66驱动控制所述继电器或FET开关62，使得在所述比较器64的输出为低电平时，所述 继电器或FET开关62截止，而在所述比较器64的输出为高电平时，所述继电器或FET开关 62导通。因此，根据这种过充电保护电路58，可以控制为，在二次电池Vsb的电压超过 4.2[V]时停止充电，在二次电池Vsb的电压低于3.7 [V]时再次开始充电。并且，过放电保护电路60由继电器或FET开关68、带迟滞比较器70和驱动器72 构成。继电器或FET开关68设在所述串联连接的燃料电池Vf。和电容器C2的一端侧、与负 载Load的一端侧之间。带迟滞比较器70在二次电池Vsb的电压低于2.7[V]时成为低电平 输出，而且在不是该2. 7 [V]但未超过3. 2 [V]时，不能从该低电平输出恢复为原来的高电平 输出。驱动器72驱动控制所述继电器或FET开关68，使得在所述比较器70的输出为低电 平时，所述继电器或FET开关68截止，而在所述比较器70的输出为高电平时，所述继电器 或FET开关68导通。因此，根据这种过放电保护电路60，可以控制为，当二次电池Vsb的电压低于 2. 7 [V]时，禁止向负载Load供给该双电源系统的输出电压V。ut，防止二次电池Vsb的电压继 续下降，而且，当二次电池Vsb的电压达到3. 2 [V]以上时，向负载Load供给输出电压V。ut。 另外，在这种情况下，优选构成为通过LED发光等某种通知手段，通知使用者由于二次电池 Vsb的容量下降而停止。以上，根据实施例说明了本发明，但本发明不限于上述实施例，当然可以在不脱离 本发明宗旨的范围内进行各种变形和应用。例如，控制电路18不限于图1(及图2 图6)所示的结构，只要能够控制H桥形 DC-DC转换器10，使得输出电压V。ut达到目标输出电压V。ut—_*，则可以是任何结构。
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权利要求
一种将燃料电池(Vfc)与可充电的二次电池(Vsb)并用的双电源系统，其特征在于，所述双电源系统具有差分电压附加单元(10)，其使用所述二次电池(Vsb)，向所述燃料电池(Vfc)的电压附加所述燃料电池(Vfc)的电压与所需的目标输出电压(Vout_con*)之间的差分电压(Vconv)，得到该双电源系统的输出电压(Vout)；控制单元(18)，其检测所述双电源系统的输出电压(Vout)，并控制所述差分电压附加单元(10)，使得所述输出电压(Vout)成为所述目标输出电压(Vout_con*)。
2.根据权利要求1所述的双电源系统，其特征在于，所述控制单元(18)控制为，当所述 输出电压(V。ut)比所述目标输出电压(V。ut。。:)低时，使所述差分电压附加单元(10)向所述 燃料电池(Vf。)的电压附加正的差分电压(V。。nv)，当所述输出电压(V。ut)比所述目标输出电 压(V。ut—高时，使所述差分电压附加单元(10)向所述燃料电池(Vf。)的电压附加负的差 分电压(V。。nv)。
3.根据权利要求2所述的双电源系统，其特征在于，所述差分电压附加单元(10)通过 所述二次电池(Vsb)的放电来向所述燃料电池(vf。)的电压附加所述正的差分电压(V。。nv)， 通过对所述二次电池(vsb)的充电来向所述燃料电池(vf。)的电压附加所述负的差分电压(Vconv) o
4.根据权利要求3所述的双电源系统，其特征在于，所述双电源系统还具有防止所述 二次电池(Vsb)的过充电及过放电的单元(58，60)。
全文摘要
H桥形DC-DC转换器(10)使用二次电池(Vsb)，向燃料电池(Vfc)的电压附加所述燃料电池(Vfc)的电压与所需的目标输出电压(Vout_con*)之间的差分电压(Vconv)，得到该双电源系统的输出电压(Vout)，利用隔离放大器(16)检测所述输出电压(Vout)，控制单元(18)控制所述H桥形DC-DC转换器(10)，使得所述输出电压(Vout)成为所述目标输出电压(Vout_con*)。
文档编号H02J7/00GK101855766SQ20088011587
公开日2010年10月6日 申请日期2008年11月7日 优先权日2007年11月14日
发明者伊东淳一, 堀口敏夫, 折川幸司 申请人:奥林巴斯株式会社;国立大学法人长冈技术科学大学